Breitbandkabel und Zugangsnetze: Technische Grundlagen und Standards [2 ed.] 3642176305, 9783642176302 [PDF]

Zitiervorschau

Breitbandkabel und Zugangsnetze

Andres Keller

Breitbandkabel und Zugangsnetze Technische Grundlagen und Standards 2., vollständige bearbeitete Auflage

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Dipl.-Elektroingenieur (FH) Andres Keller Mythenweg 17 8634 Hombrechtikon Schweiz [email protected]

ISBN 978-3-642-17630-2 e-ISBN 978-3-642-17631-9 DOI 10.1007/978-3-642-17631-9 Springer Heidelberg Dordrecht London New York Die Deutsche Nationalbibliothek verzeichnet diese Publikation in der Deutschen Nationalbibliografie; detaillierte bibliografische Daten sind im Internet über http://dnb.d-nb.de abrufbar. © Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2005, 2011 Dieses Werk ist urheberrechtlich geschützt. Die dadurch begründeten Rechte, insbesondere die der Übersetzung, des Nachdrucks, des Vortrags, der Entnahme von Abbildungen und Tabellen, der Funksendung, der Mikroverfilmung oder der Vervielfältigung auf anderen Wegen und der Speicherung in Datenverarbeitungsanlagen, bleiben, auch bei nur auszugsweiser Verwertung, vorbehalten. Eine Vervielfältigung dieses Werkes oder von Teilen dieses Werkes ist auch im Einzelfall nur in den Grenzen der gesetzlichen Bestimmungen des Urheberrechtsgesetzes der Bundesrepublik Deutschland vom 9. September 1965 in der jeweils geltenden Fassung zulässig. Sie ist grundsätzlich vergütungspflichtig. Zuwiderhandlungen unterliegen den Strafbestimmungen des Urheberrechtsgesetzes. Die Wiedergabe von Gebrauchsnamen, Handelsnamen, Warenbezeichnungen usw. in diesem Werk berechtigt auch ohne besondere Kennzeichnung nicht zu der Annahme, dass solche Namen im Sinne der Warenzeichen- und Markenschutz-Gesetzgebung als frei zu betrachten wären und daher von jedermann benutzt werden dürften. Einbandentwurf: WMXDesign GmbH, Heidelberg Gedruckt auf säurefreiem Papier Springer ist Teil der Fachverlagsgruppe Springer Science+Business Media (www.springer.com)

Vorwort zur 2. Auflage

Die zweite völlig neu bearbeitete Auflage des Buches „DOCSIS über HybridFibre-Coax - Datenübertragung im Kabelnetz“ und enthält Grundlagen und Spezifikationen von Breitband- und verschiedenen anderen Zugangsnetzen. Im Zuge des massiv gesteigerten Bandbreitenbedarfs geraten die Netze unter grossen Druck, weitere Übertragungskapazitäten zur Verfügung zu stellen. Sofern ein Netzneubau ansteht, fällt der Entscheid für Glasfaser relativ leicht, da dafür die Kosten doch sehr konkurrenzfähig geworden sind. Geht es aber um bestehende Netze, stellt sich immer die Frage, ob mit einem weiteren kleinen Investment noch ein Schritt möglich ist oder ob bereits der Zeitpunkt gekommen ist, das Netz mit neuer Technologie abzulösen. Sofort stellt sich dann aber auch die Frage, was vom bisherigen Netz verwendet werden kann und ob allenfalls eine Kooperation mit anderen Vorteile bringt. Für solche Entscheide sind neben den wirtschaftlichen und wettbewerbspolitischen Fragen auch technische Fragen und damit auch solche betreffend die Nachhaltigkeit von Bedeutung. Dieses Buch soll dazu eine Übersicht geben mit vertiefter Behandlung der grundlegenden Technologien und Spezifikationen. Für Zugangsnetze stehen heute vor allem die Technologien Kabel mit den Vertretern Breitband und xDSL, Mobilfunk mit den kommenden LTETechnologien und Glasfaser bis zum Teilnehmer im Blickpunk. Satelliten- und terrestrische Broadcastnetze sind dabei eher komplementäre Versorgungswege, welche aber z. B. für Randregionen und in Notversorgung grosse Wichtigkeit haben. Das Buch befasst sich im Wesentlichen mit den OSI-Schichten 1 bis 3 und will Einblick geben, wie diese funktionieren und zusammenspielen. Die Präsentation der Materie setzt in Teilen einiger Kapitel gewisse Kenntnisse der Mathematik und der Nachrichtentechnik voraus, geht auf die systemspezifischen Details der Netze und der Übertragungstechnik ein, zeigt die Grundlagen und die zugrunde liegenden Spezifikationen. Dabei wird auffallen, dass die Normenvielfalt enorm, geschichtlich verflochten und sehr stark durch die Hersteller geprägt ist. Deregulierung und Konkurrenz, aber auch die Innovationskraft der beteiligten Ingenieure sind dabei die treibenden Faktoren. Es ist an dieser Stelle anzumerken, dass jede Epoche ihre Vision für ein Next Generation Network hat. Der Autor mag sich gut an die Idee des ATMbasierenden Breitband-ISDN erinnern. Im Jahre 1982 fand dazu in Deutschland der BIGFON-Pilotversuch (Breitbandiges Integriertes Glasfaser-Fernmeldeortsnetz) als Fiber-to-the-Home-Erstanwendung statt. Man erwartete damals einen raschen Erfolg für FttH. Dieser ist aber trotz technischer Machbarkeit nicht eingetre-

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Vorwort zur 2. Auflage

ten, denn sowohl Bedürfnis wie auch Wirtschaftlichkeit waren damals nicht gegeben. Mag sein, dass dies heute anders ist. Der Autor hat versucht, wo möglich deutsche Bezeichnungen zu verwenden. Bei einigen englischsprachigen und bereits eingeführten Fachbegriffen wurde allerdings lediglich die deutsche Übersetzung angemerkt. Die angegebenen Hyperlinks ins Internet haben die Aktualität Oktober 2010. Meiner Frau Susi Schenkel, dipl. Ing. ETH, danke ich für die Unterstützung bei der Ausarbeitung und Korrekturlesung dieses Buches und für das Verständnis, das sie meiner Arbeit entgegen gebracht hat. Hombrechtikon, Dezember, 2010

Andres Keller

Inhalt

1 Basiswissen für Zugangsnetze ...........................................................................1 1.1 Rauschen......................................................................................................1 1.1.1 Thermisches Rauschen .........................................................................1 1.1.2 Andere Arten von Rauschen.................................................................1 1.1.3 Wirkungen des Rauschens....................................................................2 1.2 Digitale Zahlendarstellung...........................................................................3 1.3 Signale .........................................................................................................4 1.3.1 Definition .............................................................................................4 1.3.2 Analoge Signale ...................................................................................6 1.3.3 Digitale Signale ....................................................................................6 1.3.4 Abtasttheorem ......................................................................................8 1.3.5 Quantisierungsfehler ............................................................................8 1.4 Pegelrechnung..............................................................................................9 1.4.1 Definitionen..........................................................................................9 1.4.2 Absolute Pegel....................................................................................10 1.4.3 Pegeltoleranz ......................................................................................10 1.4.4 Pegelunterschied.................................................................................11 1.5 Bitstrom .....................................................................................................11 1.5.1 Bitgruppen..........................................................................................11 1.5.2 Bitraten ...............................................................................................12 1.6 Filter...........................................................................................................12 1.6.1 Einführung..........................................................................................12 1.6.2 Analoge Filter.....................................................................................15 1.6.3 Digitale Filter .....................................................................................15 1.7 Einträgermodulation ..................................................................................17 1.7.1 Einführung..........................................................................................17 1.7.2 Analoge Modulation...........................................................................18 1.7.3 Frequenzmodulation und Phasenmodulation......................................21 1.7.4 Digitale Modulation ...........................................................................25 1.8 Vielträgermodulationsverfahren ................................................................31 1.9 Störungen...................................................................................................32 1.9.1 Störabstand .........................................................................................32 1.9.2 Bitfehlerrate........................................................................................43 1.10 Zugriffsverfahren .....................................................................................44

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Inhalt

1.10.1 Allgemeine Zugriffsverfahren.......................................................... 44 1.10.2 Zeitmultiplex .................................................................................... 45 1.10.3 Frequenzmultiplex............................................................................ 45 1.10.4 Spread Spectrum .............................................................................. 46 1.10.5 Spezielle Zugriffsverfahren.............................................................. 50 1.11 Informationstheorie.................................................................................. 52 1.11.1 Einführung........................................................................................ 52 1.11.2 Beispiele und Definitionen............................................................... 53 1.11.3 Zum Informationsgehalt digitaler Signale........................................ 54 1.11.4 Informationsgehalt analoger Signale................................................ 55 1.11.5 Codierungstheorie ............................................................................ 55 1.12 Modell der Nachrichtenübertragung ........................................................ 59 1.12.1 Modellierung .................................................................................... 59 1.12.2 Quellencodierung ............................................................................. 60 1.12.3 Scrambling / Randomizing............................................................... 60 1.12.4 Kanalcodierung ................................................................................ 61 1.12.5 Leitungscodierung............................................................................ 61 1.13 Fehlerschutz............................................................................................. 62 1.13.1 Einführung........................................................................................ 62 1.13.2 Fehlererkennung.............................................................................. 62 1.13.3 Fehlerkorrektur................................................................................. 62 2 Architektur Zugangsnetze ............................................................................... 73 2.1 Begriffsbestimmung und Topologievarianten ........................................... 73 2.1.1 Begriffsbestimmung ........................................................................... 73 2.1.2 Topologie ........................................................................................... 74 2.2 Investitionsentscheide................................................................................ 75 2.3 Netzarchitekturen....................................................................................... 76 2.4 Betrieb des Zugangsnetzes......................................................................... 77 2.5 Telefonnetz ................................................................................................ 78 2.5.1 Analoges Telefonnetz......................................................................... 78 2.5.2 Digitales Telefonnetz ......................................................................... 78 2.6 Breitbandkabelnetz .................................................................................... 80 2.6.1 Einführung.......................................................................................... 80 2.6.2 Reines Koaxialkabelnetz .................................................................... 80 2.6.3 Hybrid-Fiber-Coax Netz (HFC) ......................................................... 81 2.6.4 Fiber-to-the-Building / Fiber-to-the-Home ........................................ 81 2.6.5 Evolutions- und Migrationshilfen ...................................................... 82 2.7 Passive optische Netze............................................................................... 85 2.7.1 Übersicht ............................................................................................ 85 2.7.2 APON / BPON ................................................................................... 86 2.7.3 GPON................................................................................................. 87 2.7.4 EPON (GEPON) ................................................................................ 88 2.7.5 10GEPON .......................................................................................... 89

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2.7.6 WDM-PON ........................................................................................89 2.7.7 RFoG ..................................................................................................90 2.8 Funknetze...................................................................................................93 2.8.1 Satelliten.............................................................................................93 2.8.2 Mobilfunk...........................................................................................98 2.8.3 Mobilfunk der 4. Generation ............................................................102 2.9 Optischer Richtfunk.................................................................................105 2.10 Powerline Communications ...................................................................106 2.11 Kabelbasierende Haus- und Heimnetzwerke .........................................107 2.12 Evolution, Migration und Next Generation Network.............................107 2.13 Besonderheiten beim Netzbau innerhalb von Häusern ..........................109 3 Kabelgebundene Übertragung ......................................................................111 3.1 Theoretische Grundlagen der Leitung......................................................111 3.1.1 Telegrafengleichung.........................................................................111 3.1.2 Stationärer Fall .................................................................................114 3.1.3 Leitungskenngrössen ........................................................................116 3.1.4 Leitungstypen ...................................................................................119 3.1.5 Phasen- und Gruppengeschwindigkeit .............................................121 3.2 Übertragung mit paarsymmetrischen Kabeln...........................................122 3.2.1 Gestaltung der Kabeleigenschaften ..................................................122 3.2.2 Eigenschaften des Aderpaars............................................................124 3.2.3 Übersprechen....................................................................................126 3.2.4 Kabeltypen .......................................................................................126 3.2.5 Anwendungen mit Zweidrahtleitungen ............................................127 3.3 Übertragung mit Koaxialkabel.................................................................128 3.3.1 Das Konzept des koaxialen Netzes...................................................128 3.3.2 Koaxialkabel.....................................................................................128 3.3.3 Kabelqualität ....................................................................................139 3.3.4 Anwendungen mit Koaxialkabel ......................................................140 3.4 Lichtwellenleiternetze..............................................................................141 3.4.1 Optische Faser ..................................................................................141 3.4.2 Optische Steckerverbindungen.........................................................156 3.4.3 Optische Passivelemente ..................................................................157 3.4.4 Optische Sender................................................................................162 3.4.5 Optische Empfänger .........................................................................166 3.4.6 Optische Verstärker..........................................................................167 3.4.7 Lineare und nichtlineare Eigenschaften der Faser............................173 3.4.8 Verbindungsrelevante Eigenschaften ...............................................180 3.4.9 Optische Verbindung........................................................................181 3.4.10 Wellenlängenmultiplex (WDM).....................................................183 3.4.11 Spezielle Glasfaserübertragung ......................................................187 3.4.12 Anwendungen von LWL ................................................................188

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Inhalt

4 Drahtlose Übertragung .................................................................................. 191 4.1 Einführung zur Wellenausbreitung .......................................................... 191 4.1.1 Geschichte ........................................................................................ 191 4.1.2 Reflexion .......................................................................................... 192 4.1.3 Ausbreitungsgeschwindigkeit elektromagnetischer Wellen............. 192 4.1.4 Brechung .......................................................................................... 192 4.1.5 Beugung ........................................................................................... 193 4.1.6 Polarisation....................................................................................... 193 4.2 Einführung zu Antennen.......................................................................... 194 4.2.1 Übersicht .......................................................................................... 194 4.2.2 Bezugsantennen................................................................................ 195 4.3 Terrestrische Radioübertragung............................................................... 196 4.3.1 Radiowellen unterhalb 30 MHz ....................................................... 196 4.3.2 Radiowellen oberhalb 30 MHz......................................................... 200 4.4 Gesetzmässigkeiten der Wellenausbreitung ............................................ 201 4.4.1 Feldstärke und Dipolpegel ............................................................... 201 4.4.2 Empfangspegel in Funktion der Entfernung zum Sender................. 204 4.4.3 Wellenausbreitung im freien Raum.................................................. 204 4.4.4 Azimut und Distanz zwischen 2 Punkten auf der Erde .................... 206 4.4.5 Wellenausbreitung mit Hindernissen ............................................... 207 4.5 Satellitenempfang .................................................................................... 211 4.5.1 Thermisches Rauschen..................................................................... 211 4.5.2 Abstand Signal zum Rauschen ......................................................... 212 4.5.3 Gütefaktor ........................................................................................ 212 4.5.4 Freiraumdämpfung ........................................................................... 213 4.5.5 Gewinn einer Parabolantenne........................................................... 213 4.5.6 Der geostationäre Orbit .................................................................... 214 4.6 Diversity .................................................................................................. 216 4.7 Elektrische Strahllenkung........................................................................ 219 5 Breitbandkabelnetz ........................................................................................ 221 5.1 Einführung zum HFC Netz ...................................................................... 221 5.2 Bausteine des koaxialen Netzes............................................................... 224 5.2.1 Das Konzept des koaxialen Netzes .................................................. 224 5.2.2 Koaxialkabel .................................................................................... 225 5.2.3 Verbindungsmaterial ........................................................................ 226 5.2.4 Verteilelemente ................................................................................ 226 5.2.5 Verstärker......................................................................................... 228 5.2.6 Verstärkerstufen, Verstärkung und Entzerrung ................................ 232 5.2.7 Übertragungseigenschaften .............................................................. 234 5.2.8 Verstärkerzubehör ............................................................................ 236 5.3 Bausteine des LWL-Netzes ..................................................................... 237 5.3.1 Konzept des LWL-Netzes ................................................................ 237 5.3.2 LWL-Kabel ...................................................................................... 237

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5.3.3 Verbindungsmaterial ........................................................................238 5.3.4 Verteilelemente ................................................................................238 5.3.5 Optische Sender................................................................................238 5.3.6 Optischer Empfänger........................................................................240 5.3.7 Optische Verstärker..........................................................................241 5.4 Rauschen im Breitbandnetz .....................................................................241 5.4.1 Rauschabstand..................................................................................241 5.4.2 Rauschen in der analogen Fernsehübertragung ................................243 5.4.3 Rauschen in der digitalen Übertragung ............................................244 5.5 Lineare Verzerrungen ..............................................................................245 5.5.1 Frequenzgang ...................................................................................245 5.5.2 Gruppenlaufzeit ................................................................................245 5.5.3 Mikroreflexionen..............................................................................246 5.5.4 Frequenzgang zufolge Anpassungsfehlern .......................................247 5.6 Nichtlineare Verzerrungen.......................................................................248 5.6.1 Intermodulation analoger Fernsehprogramme..................................248 5.6.2 Intermodulation zwischen digitalen Kanälen ...................................258 5.6.3 CTB von gemischten analogen und digitalen Kanälen.....................259 5.6.4 Messverfahren ..................................................................................260 5.7 Netzpegelung und Entzerrung..................................................................262 5.7.1 Aufgabe der Entzerrung ...................................................................262 5.7.2 Prinzip der Entzerrung......................................................................263 5.8 Rückwärtsübertragung .............................................................................265 5.9 Lichtwellenleiternetz ...............................................................................269 5.9.1 Einleitung .........................................................................................269 5.9.2 LWL-Vorwärtsübertragung..............................................................269 5.9.3 LWL-Rückwärtsübertragung............................................................273 5.10 Automatische Pegelregelung im Netz....................................................274 5.10.1 Aufgabe der Pegelregelung ............................................................274 5.10.2 LWL-Netzabschnitt ........................................................................274 5.10.3 Koaxialer Netzabschnitt .................................................................275 5.10.4 Einfluss der Kabeltemperatur .........................................................276 5.10.5 Einfluss aktiver Netzelemente ........................................................277 5.10.6 Möglichkeiten der Pegelregelung...................................................277 5.11 Netzplanung...........................................................................................278 5.11.1 Die Kunst des Planens ....................................................................278 5.11.2 Planen mit Freiheitsgrad.................................................................278 5.11.3 Hilfsmittel bei der Planung.............................................................279 5.11.4 Einfluss der Topologie ...................................................................280 5.12 Fernspeisung ..........................................................................................280 5.12.1 Einführung......................................................................................280 5.12.2 Brumm............................................................................................281 5.13 Besondere Störeffekte............................................................................282 5.13.1 Common Path Distortion................................................................282

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Inhalt

5.13.2 Laser Clipping................................................................................ 284 6 OSI-Layer und Protokolle ............................................................................. 289 6.1 Einführung ............................................................................................... 289 6.1.1 Zweck von Protokollen .................................................................... 289 6.1.2 OSI-Schichtenmodell ....................................................................... 289 6.1.3 Protokollmerkmale ........................................................................... 290 6.2 Ethernet Protokoll-Familie ...................................................................... 291 6.2.1 Zur Geschichte ................................................................................. 291 6.2.2 Die Vielfalt der Ethernet Protokolle................................................. 291 6.2.3 Identifizierung des Ethernet-Interfaces ............................................ 294 6.2.4 Protokolle und Varianten ................................................................. 294 6.3 Internet Protokoll (IP).............................................................................. 298 6.3.1 Internet Protokoll Version 4 (IPv4).................................................. 298 6.3.2 IPv4 Header...................................................................................... 300 6.3.3 Internet Protokoll Suite .................................................................... 302 6.3.4 Internet Protokoll Version 6 ............................................................. 303 6.3.5 IPv6-Header ..................................................................................... 305 6.3.6 Umstellen von IPv4 auf IPv6 ........................................................... 306 6.4 Transmission Control Protocol (TCP) ..................................................... 310 6.4.1 Protokolleigenschaften ..................................................................... 310 6.4.2 TCP Flusssteuerung.......................................................................... 312 6.5 User Datagram Protocol .......................................................................... 314 6.6 RTP, RTCP und RTSP ............................................................................ 315 6.7 DOCSIS Protokoll ................................................................................... 316 6.7.1 Downstream-Teilschicht .................................................................. 316 6.7.2 Media Access Control ...................................................................... 318 6.8 ATM Protokoll ........................................................................................ 320 6.9 ADSL- und VDSL Protokoll ................................................................... 322 6.10 SLIP und PPP Protokolle....................................................................... 323 7 DOCSIS........................................................................................................... 327 7.1. Einführung .............................................................................................. 327 7.1.1 DOCSIS eine Initiative der CableLabs............................................. 327 7.1.2 Die DOCSIS-Versionen ................................................................... 327 7.1.3 DOCSIS 1.0...................................................................................... 329 7.1.4 DOCSIS 1.1...................................................................................... 330 7.1.5 DOCSIS 2.0...................................................................................... 330 7.1.6 DOCSIS 3.0...................................................................................... 334 7.2 DOCSIS Spezifikationen (Auszug) ......................................................... 335 7.2.1 DOCSIS Downstream Spezifikationen physischer Layer ................ 335 7.2.2 DOCSIS Upstream Spezifikationen physischer Layer ..................... 336 7.2.3 Übersicht DOCSIS Modulationsarten und Symbolraten.................. 337 7.3 Der CMTS im Zentrum ........................................................................... 339

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7.3.1 DOCSIS-Referenzschema ................................................................339 7.3.2 Einbindung des CMTS im Hub ........................................................340 7.3.3 Übersicht DOCSIS im HFC-Netz ....................................................341 7.3.4 Aufbau und Varianten des CMTS ....................................................343 7.4 Verbindung zwischen Modem und CMTS ..............................................345 7.4.1 Übersicht ..........................................................................................345 7.4.2 Erstmalige Anmeldung eines Modems beim CMTS ........................348 7.4.3 Ranging ............................................................................................354 7.4.4 Einstellen der Sendeleistung am Kabelmodem ................................356 7.4.5 Contention Resolution......................................................................358 7.4.6 Aufbauen des IP-Layers ...................................................................359 7.4.7 Registrierung ....................................................................................359 7.4.8 Data Link Encryption .......................................................................359 7.4.9 Station-Maintenance.........................................................................360 7.5 DOCSIS im Detail ...................................................................................360 7.5.1 Quality of Service.............................................................................360 7.5.2 Class of Service)...............................................................................362 7.5.3 Zugriffsverfahren im Downstream ...................................................363 7.5.4 Zugriffsverfahren im Rückweg ........................................................363 7.5.5 Datenstromstruktur im Downstream ................................................365 7.5.6 Datenstromstruktur im Upstream .....................................................366 7.5.7 Forward Error Correction .................................................................369 7.5.8 Interleaving.......................................................................................370 7.5.9 Scrambling .......................................................................................371 7.5.10 MAC Layer Fragmentation ............................................................372 7.5.11 MAC Layer Concatenation.............................................................372 7.5.12 Payload Header Suppression ..........................................................372 7.5.13 Upstream DOCSIS 1.x und 2.0 im Vergleich.................................373 7.6 Konfiguration...........................................................................................374 7.6.1 Grenzen des Datendurchsatzes .........................................................374 7.6.2 Versorgung mit Contention Slots .....................................................375 7.7 Gestörte DOCSIS-Übertragung ...............................................................376 7.7.1 Störabstand .......................................................................................376 7.7.2 Zielkriterien für den logischen Layer ...............................................377 7.7.3 Pegelfehler im Vorwärtsweg ............................................................378 7.7.4 Pegelfehler im Rückweg...................................................................379 7.7.5 Schlechter Geräuschabstand im Vorwärtsweg .................................379 7.7.6 Schlechter Geräuschabstand im Rückweg........................................379 7.7.7 Headend Zusammenschaltung..........................................................381 7.7.8 Zuviele Nodes auf einem Upstream Port..........................................381 7.7.9 Zuviele Kabelmodems an einem Upstream Port ..............................382 7.7.10 Mikroreflexionen............................................................................382 7.7.11 Gruppenlaufzeit ..............................................................................382 7.8 Auswertungen aus CMTS und Kabelmodem...........................................382

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Inhalt

7.8.1 Rauschabstand.................................................................................. 383 7.8.2 Ermittlung der Codeword Error Rate ............................................... 386 7.8.3 Flap-List ........................................................................................... 387 8 Digital Subscriber Line .................................................................................. 393 8.1 Überblick ................................................................................................. 393 8.2 xDSL-Teilehmeranschluss....................................................................... 394 8.3 Teilnehmeranschlussleitung..................................................................... 396 8.3.1 Aufbau.............................................................................................. 396 8.3.2 Nebensprechen ................................................................................. 397 8.4 ADSL- und VDSL- Varianten ................................................................. 397 8.5 Frequenzbereiche und Modulationsverfahren.......................................... 399 8.5.1 Frequenzbelegung ............................................................................ 399 8.5.2 Modulation ....................................................................................... 401 8.6 Verbindung zwischen DSLAM und Modem ........................................... 403 8.6.1 Verbindungsübersicht zwischen DSLAM und Modem.................... 403 8.6.2 Betriebsarten der ADSL-Strecke...................................................... 404 8.6.3 Subsystem Overhead am Beispiel ADSL......................................... 408 8.6.4 Kanalcodierung ................................................................................ 409 8.6.5 Einstellung der Datenraten bei der Übertragung .............................. 409 8.6.6 Zyklisches Präfix.............................................................................. 410 8.6.7 Dynamisches Spektrum-Management auf der Leitung .................... 411 8.7 Verbindungsaufbau.................................................................................. 411 8.8 Digital Subscriber Line Access Multiplexer............................................ 412 8.9 Broadband Remote Access Server........................................................... 413 8.10 Verkapselung zwischen B-RAS und PC................................................ 414 9 Telefonie .......................................................................................................... 417 9.1 Verkehrstheorie ....................................................................................... 417 9.1.1 Definitionen...................................................................................... 417 9.1.2 Verkehrsmodelle: ............................................................................. 419 9.2 Analoge Telefonie ................................................................................... 420 9.2.1 Analoger Telefonapparat.................................................................. 420 9.2.2 Telefonvermittlung........................................................................... 421 9.3 Digitale Telefonie .................................................................................... 421 9.3.1 Einführung........................................................................................ 421 9.3.2 Codec ............................................................................................... 421 9.3.3 ISDN ................................................................................................ 424 9.3.4 VoIP ................................................................................................. 426 9.3.5 Verkapselung.................................................................................... 430 9.3.6 Sprachqualität................................................................................... 431 9.4 Qualität .................................................................................................... 433 9.4.1 Aspekte der Qualität......................................................................... 433 9.4.2 Verfügbarkeit ................................................................................... 434

XV

9.4.3 Qualitätskriterien ..............................................................................436 9.4.4 Qualitätsmessung..............................................................................439 10 Netzwerktechnik ...........................................................................................443 10.1 Einführung .............................................................................................443 10.2 Netzwerkelemente .................................................................................445 10.2.1 Repeater..........................................................................................445 10.2.2 Hub.................................................................................................445 10.2.3 Medienkonverter ............................................................................446 10.2.4 Bridge .............................................................................................446 10.2.5 Switch.............................................................................................447 10.2.6 Router .............................................................................................449 10.2.7 Gateway..........................................................................................451 10.3 Mitwirken der Protokolle bei der Verkehrsflusssteuerung ....................451 10.3.1 Einführung......................................................................................451 10.3.2 IP ....................................................................................................452 10.3.3 TCP ................................................................................................453 10.4 Traffic Management ..............................................................................454 10.4.1 Quality of Service...........................................................................454 10.4.2 Beförderungsmechanismen ............................................................456 10.4.3 Werkzeuge und Methoden für das Traffic Management ................457 10.5 Congestion (Datenstau)..........................................................................469 10.5.1 Ursachen für den Datenstau............................................................469 10.5.2 Congestion Management (Stauregulierung) ...................................469 10.5.3 Congestion Avoidance (Stauvermeidung)......................................470 10.5.4 Link Effizienz steigern ...................................................................472 10.6 Queuing und Scheduling........................................................................473 10.7 Bandwidth Reservation..........................................................................474 10.8 Bandwidth Throttling.............................................................................475 10.9 Tunneling...............................................................................................475 10.10 Firewall ................................................................................................476 10.11 Network Address Translation ..............................................................476 10.12 Demilitarized Zone ..............................................................................478 10.13 Traversal durch NATs und Firewalls...................................................478 Sachverzeichnis..................................................................................................481

1 Basiswissen für Zugangsnetze Das Kapitel Basiswissen für Zugangsnetze enthält einleitend technische Grundlagen, welche für das Verständnis aller folgenden Kapitel hilfreich sind.

1.1 Rauschen 1.1.1 Thermisches Rauschen Das thermische Rauschen oder Widerstandsrauschen (auch Johnson- oder Nyquist-Rauschen genannt) ist eine Folge der Brownschen Bewegungen der Ladungsträger in Wirkwiderständen und tritt bereits im stromlosen Zustand auf. Kapazitäten und Induktivitäten (Imaginärteil der Impedanz) sind rauschfrei. Rauschleistung

4 ˜ k ˜T ˜ B ˜ R

[W]

(1.1)

E

2 ˜ k ˜T ˜ B ˜ R

[V]

(1.2)

k T

: Bolzmannsche Konstante (1.38 · 10 – 23 Ws/K ) : absolute Temperatur [K], Raumtemperatur, üblicherweise 293 K : Bandbreite [Hz] : Widerstand [ȍ]

N Rauschspannung

wobei:

B R

Die Rauschspannung am belasteten 75 ȍ Widerstand (nicht Quellen-Leerlaufspannung!) für Leistungsanpassung beträgt UR

20 ˜ log





k ˜ T ˜ B ˜ R  120

[dBμV]

(1.3)

1.1.2 Andere Arten von Rauschen Schrotrauschen tritt da auf, wo Strom fliesst, aber nur dort, wo Ladungsträger eine Potentialschwelle mit ihrer kinetischen Energie überwinden müssen. Da diese Energie statistisch verteilt ist, schwankt der Strom ein wenig, d. h. es rauscht. Die

A. Keller, Breitbandkabel und Zugangsnetze, DOI 10.1007/978-3-642-17631-9_1, © Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2011

2

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Spektraldichte des Schrotrauschens ist frequenzunabhängig und proportional zum Gleichstrom durch das Bauelement. Beispiele sind Sperrstrom bei Dioden und Transistoren, Photostrom und Dunkelstrom bei Photodioden und Vakuumphotozellen sowie der Anodenstrom von Hochvakuumröhren. Stromrauschen entsteht bei Widerständen und steigt mit dem Strom an. Ursache ist die Zusammensetzung der Widerstandsschichten. Funkelrauschen (1 / f - Rauschen) ist hauptsächlich in tiefen Frequenzbereichen (Hz bis kHz) anzutreffen und steht im Zusammenhang mit der Qualität der Bauelemente (z.B. Elektronenröhren und Halbleiter). Lawinenrauschen ist bei oberhalb der Sperrspannung betriebenen Zener-Dioden, Gasentladungsröhren und Avalanche-Photodioden zu beobachten. Die erwähnten Rauscheffekte haben im Zusammenhang mit der Geräteentwicklung ihre Bedeutung, sind aber für unsere Betrachtung nicht weiter wichtig. Einzig das Schrotrauschen trifft man bei der Berechnung optischer Strecken wieder an.

1.1.3 Wirkungen des Rauschens Abbildungen 1.1 und 1.2 zeigen den Unterschied von analoger und digitaler Übertragung bezüglich kleiner werdendem Rauschabstand (CNR) am Beispiel eines Fernsehbildes. Die Sichtbarkeit des Rauschens im analogen Bild steigt mit ansteigendem Rauschen kontinuierlich an, bis das Bild im Rauschen verschwindet.

45 dB CNR

35 dB CNR

25 dB CNR

20 dB CNR

Abb. 1.1 Sinkender Rauschabstand bei analoger Übertragung. (Bilder: Christian Keller)

1.2 Digitale Zahlendarstellung

3

Bei der digitalen Übertragung führt ansteigendes Rauschen (MER) zunächst zu keiner Verschlechterung der Bildqualität. Plötzlich setzt jedoch der typische Makro-Blocking-Effekt („Poster“-Effekt) ein, bei dem einzelne Bildelemente aussetzen und das Bild bei weiterem Ansteigen des Rauschens völlig ausfällt.

34 dB MER

23 dB MER

22 dB MER

20 dB MER

Abb. 1.2 Sinkender Rauschabstand bei digitaler Übertragung. (Bilder: Christian Keller)

1.2 Digitale Zahlendarstellung Die elementare Informationseinheit ist das Bit (Binary Digit) mit der Binärzeichenmenge {0,1}. Das Bit wird dargestellt durch stromführend resp. stromlos oder spannungsführend resp. spannungslos. Ein Byte besteht aus 8 Bit und ist der Baustein in der digitalen Welt. In einem Byte werden Buchstaben und Zahlen codiert (ASCII-Code). Rechnerspeicher sind in Byte organisiert (Kilobyte, Megabyte und Gigabyte). Ein Byte besteht aus zwei Halbbyte (Nibble) zu je 4 Bit. Im Byte wird die höchstwertige Stelle (ganz links) als MSB mit Wertigkeit 128 und die tiefstwertige Stelle (ganz rechts) LSB mit Wertigkeit 1 eingeteilt (MSB: Most Significant Bit; LSB: Least Significant Bit). Das Halbbyte ist die Basis für die Hexadezimaldarstellung. In einem Halbbyte lassen sich 16 verschiedene Zustände darstellen (Tabelle 1.1).

4

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Tabelle 1.1 Zusammenhang dezimale, binäre und hexadezimale Darstellung DeziHexaHexa- DezBinär Dezimal Binär mal dezimal dezimal imal

Binär

HexaHexaDezimal Binär dezimal dezimal

0

0

0

8

1000 8

100

4

1

1

1

9

1001 9

5

101

5

13

1101 D

2

10

2

10

1010 A

6

110

6

14

1110 E

3

11

3

11

1011 B

7

111

7

15

1111 F

4

12

1100 C

In einem Byte zeigen sich 256 Zustände (Beispiel: Tabelle 1.2). Durch Hinzufügen weiterer Binärstellen lassen sich beliebige Zahlen darstellen. Allerdings steigt die Stellenzahl im Vergleich zur Dezimaldarstellung überproportional. Tabelle 1.2 Ein Byte kann 256 Zustände zeigen Dezimal

Binär

Hexadezimal

29

00011101

1D

154

10011010

9A

255

11111111

FF

Tabelle 1.3 zeigt die Umrechnung von binär 1001 1010 in den dezimalen Wert. Umgekehrt zerlegt man die Dezimalzahl in die Binärpotenzen und wertet mit 0 oder 1. Tabelle 1.3 Stellenwerte im Binärsystem und dezimaler Wert 27 1 1 · 128 +

26

25

0 0 · 64

24

0 +

0 · 32

23

1 +

1 · 16

22

1 +

1·8

21

0 +

0·4

20

1 +

1·2

0 +

0 · 1 = 154

Bei der Programmierung bezeichnet man Hexadezimalzahlen mit der vorangestellten Sequenz 0x oder 0X, z.B. 0xF123. Der Compiler kann aus dieser Schreibweise erkennen, dass es sich um eine Hexadezimalzahl handelt.

1.3 Signale 1.3.1 Definition Unter einem Signal versteht man die Darstellung einer Information durch physikalische (insbesondere elektrische) Grössen (Strom, Spannung, Feldstärke), wobei die Information durch einen Parameter (Amplitude, Frequenz, Impulsdauer etc.) beschrieben wird. Ein System ist ein an der Wirklichkeit orientiertes mathematisches Modell, welches zur Darstellung von Signalen geeignet ist. Ein Kommuni-

1.3 Signale

5

kationssystem besteht aus einer Quelle (Sender), einem Transportmedium (Übertragungsstrecke) und einem Empfänger. Beispiele sind Telefon (Festnetz, Mobilnetz), Rundfunk, Computerverbindungen und Satellitenverbindung. Voraussetzungen für die Informationsübertragung sind: x x x x

Modulation: Demodulation: Filterung: Kanalcodierung:

das Signal wird an die Transportstrecke angepasst die Information wird aus dem Signal zurückgewonnen Unterdrückung von Störungen Sicherung der Übertragung, Protokolle

Signalklassen sind: x stochastisch: x deterministisch:

nichtperiodisches, schwankendes Signal (Audio, Video) eindeutig durch Formel oder Algorithmus beschriebenes Signal – transient/aperiodisch (Einschaltvorgang) – periodisch (Sinusfunktion, Taktsignal)

Ein deterministisches Signal wird vollständig durch seine Zeitfunktion oder durch seine Spektralfunktion beschrieben. Beide Darstellungen sind mathematisch gleichwertig und durch eine Transformation verbunden. Dabei erfolgt der Übergang vom Zeitbereich in den Frequenzbereich (Abb. 1.3): zeitkontinuierliches Signal

zeitdiskretes Signal

periodisches Signal

FourierTransformation

diskrete Fourier Transformation

aperiodisches Signal

LaplaceTransformation

z-Transformation

Abb. 1.3 Transformationen Zeit-/Frequenzbereich

Die zeitliche Veränderung informationstragender Signalgrössen kann zeitlich kontinuierlich oder, wie in Abb. 1.4 abgebildet, diskontinuierlich erfolgen.

6

1 Basiswissen für Zugangsnetze

zeitkontinuierlich

zeitdiskret

wertkontinuierlich

Analogsignal

Abtastsignal

wertdiskret

digitalisierte Werte

Digitalsignal

Abb. 1.4 Einteilung von Signalen bezüglich deren zeitlichen Veränderung

1.3.2 Analoge Signale Ein Signal, welches kontinuierlich jeden Wert zwischen einem Maximum und einem Minimum annehmen kann, wird als Analogsignal bezeichnet. Dabei sind beliebig kleine Änderungen darstellbar. Der Zusammenhang zwischen Informationsgrösse und Signalgrösse ist umkehrbar eindeutig, nicht aber unbedingt proportional.

1.3.3 Digitale Signale Ein Signal, welches nur diskrete, d. h. nur abzählbar viele Werte zwischen Maximum und Minimum einnehmen kann, wird als Digitalsignal bezeichnet. Ausgehend von der Einteilung hinsichtlich Definitions- und Wertebereich lassen sich Signale wie folgt einteilen (Abb. 1.5): 1. Zeitkontinuierliches wertkontinuierliches Signal: Wird als analoges Signal bezeichnet. 2. Zeitdiskretes wertkontinuierliches Signal: Wird im Fall einer äquidistanten zeitlichen Folge von Abtastwerten eines analogen Signals als Samplingsignal bezeichnet, die Umkehrung zur Gewinnung eines Analogsignals heisst Interpolation. 3. Zeitkontinuierliches wertdiskretes Signal: Wird im Fall einer äquidistanten zeitlichen Folge von Abtastwerten eines analogen Signals als Quantisierung bezeichnet, der umgekehrte Vorgang zur Gewinnung eines Analogsignals heisst Glättung. 4. Zeitkontinuierliches wertdiskretes Signal: Wird, wenn nur endlich viele Funktionswerte zugelassen sind, als digitales Signal bezeichnet.

1.3 Signale

7

Nachstehende Signalbeispiele (Abb. 1.4) sind durch folgende Operationen miteinander verknüpft: x x x x x x

1 1 1 4 3 2

ĺ ĺ ĺ ĺ ĺ ĺ

2 3 4 1 1 1

: : : : : :

Abtastung Quantisierung Analog/Digital-Wandlung Digital/Analog-Wandlung Glättung Interpolation

zeit- und wertkontinuierlich

s(t)

1

2

t

zeitkontinuierlich und wertdiskret

s(t)

3

zeitdiskret und wertkontinuierlich

s(t)

t

zeit- und wertdiskret

s(t)

4

t

t

Abb. 1.5 Einteilung von Signalen nach Typen

Ergebnissignal

Ausgangssignal

zeitkontinuierlich wertkontinuierlich zeitkontinuierlich wertkontinuierlich

zeitdiskret wertkontinuierlich

zeitkontinuierlich wertdiskret

zeitdiskret wertdiskret

Abtastung

Quantisierung

A/D-Wandlung

zeitdiskret wertkontinuierlich

Interpolation

Quantisierung

zeitkontinuierlich wertdiskret

Glättung

Abtastung

zeitdiskret wertdiskret

D/A-Wandlung

Interpolation

Abb. 1.6 Zusammenhang Ausgangs- und Ergebnissignal

Das Analogsignal kann in der Operationsfolge Abtasten/Interpolation unter bestimmten Umständen fehlerfrei wieder gewonnen werden, in der Operationsfolge Quantisierung/Glättung dagegen nicht. Es bleibt ein Quantisierungsfehler, ge-

8

1 Basiswissen für Zugangsnetze

nannt Quantisierungsrauschen, zurück. Abbildung 1.6 zeigt den Zusammenhang vom Ausgangssignal zum Ergebnissignal nach Wahl.

1.3.4 Abtasttheorem Bei der Abtastung stellt sich die Frage, wie oft abgetastet werden soll. Shannon hat in seinem Theorem formuliert, dass die Abtastfrequenz mindestens doppelt so gross sein muss, falls man ein bandbreitenbegrenztes Analogsignal ohne Informationsverlust rekonstruieren will. Enthält das Analogsignal aber Komponenten über der halben Abtastfrequenz, so entstehen bei der Rekonstruktion Frequenzen, welche im Ursprungssignal nicht enthalten waren. Diesem Phänomen, genannt Aliasing, wird durch eine Bandbreitenbegrenzung des Originalsignals mittels Tiefpassfilter begegnet.

1.3.5 Quantisierungsfehler Quantisierungsfehler, durch Rundung der diskreten Werte entstanden, sind bei nichtdeterministischen Signalen wie Video, Musik und Sprache von statistischer Natur und machen sich als gleichmässiges Rauschen (Quantisierungsrauschen) bemerkbar. Bei PCM (Pulscodemodulation) verhält sich das Quantisierungsrauschen umgekehrt proportional zur Auflösung (Bit), d. h. jede Verdoppelung der Auflösung steigert den Rauschabstand um 6 dB. Die Annahme, dass Fehler von + / – 0 bis + / – ½ Intervallgrösse mit gleicher Wahrscheinlichkeit auftreten, ergibt einen Korrekturfaktor von 1.76 dB. Somit ergibt sich für Sinussignale und Vollaussteuerung folgende Formel SNR

Auflösung ˜ 6 dB  1.76 dB

(1.4)

und z. B. im Falle von 16 Bit SNR 16 ˜ 6 dB  1.76 dB 97.6 dB

(1.5)

1.4 Pegelrechnung

9

1.4 Pegelrechnung 1.4.1 Definitionen Die Pegelrechnung befasst sich mit der Vereinfachung von Verstärkung und Dämpfung. Bei Verstärkung und Dämpfung handelt es sich in der Praxis immer um grosse Verhältniszahlen zwischen 10 und 1’000. Weil die einem Verhältnis zu Grunde liegende Division und Multiplikation unpraktisch ist, zieht man es vor, mit den logarithmierten Grössen zu rechnen. Damit werden Division zur Subtraktion und Multiplikation zur Addition. Die so neu gefundene Einheit, basierend auf dem 10er Logarithmus, wird Dezibel genannt. Damit werden Leistungsverhältnisse von 10 bis 1’000 auf 10 bis 30 dB, bzw. Spannungsverhältnisse von 10 bis 1'000 auf 20 bis 60 dB reduziert. Die Pegelrechnung ist stets an eine Impedanz gebunden, die für Breitbandnetze 75 Ÿ beträgt. Zwei Leistungen werden wie folgt verglichen §P · a 10 ˜ log ¨ 2 ¸ © P1 ¹

wobei

a P1 P2 U R

: : : : :

(1.6)

Dämpfung (neg. Wert), Verstärkung (pos. Wert), [dB] Leistung am Eingang, [z. B. dBȝV] Leistung am Ausgang, [gleiche Einheit wie am Eingang] Pegel der Spannung Wellenwiderstand, [ȍ]

Für eine Verstärkung (P1 < P2) wird a positiv, für eine Dämpfung (P1 > P2) dagegen negativ. Das zugehörige Spannungsverhältnis an derselben Impedanz beträgt 2 § U 22 / R · § U2 / R · a 10 ˜ log ¨ ¸ 10 ˜ log ¨ ¸ ¨U 2 /R ¸ © U1 / R ¹ © 1 ¹

20 ˜ log U 2 /U1

(1.7)

Für verschiedene Impedanzen (z. B. 50 Ÿ und 75 Ÿ) sowie keine Verluste vorausgesetzt gilt die folgende Beziehung § U 2 /50 · § U / 50 · a 10 ˜ log ¨ 2 ¸ 10 ˜ log ¨¨ 2 ¸¸ 2 ¨ U /75 ¸ © U1 / 75 ¹ © 1 ¹ 20 ˜ log



75/50 ˜U 2 /U1



2

20 ˜ log U 2 /U1  1.76

(1.8)

10

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Bezüglich der Spannung ergibt sich eine Dämpfung von 1.76 dB, während dem die Leistung dieselbe bleibt.

1.4.2 Absolute Pegel Mit Hilfe der Pegelrechnung ist es nun sehr einfach, Leistung und Spannung zu vergleichen. Dafür ist es aber nötig, einen Referenzpegel zu definieren. In Europa hat man den Referenzpegel mit 1 μV entsprechend 0 dBμV festgelegt. Damit entsprechen 100 μV in der Dezibel Darstellung 40 dBμV. Pegel werden in dBμV oder in dBmV angegeben, Dämpfung und Verstärkung dagegen in dB. U

§ 100ȝV · 20 ˜ log ¨ ¸ © 1ȝ V ¹

(1.9)

In den USA liegt die Referenz bei 1mV, entsprechend 0 dBmV. Der Unterschied der europäischen zur amerikanischen Referenz beträgt somit 60 dB, entsprechend dem Tausenderschritt von μV zu mV. Die Umrechnung des Leistungspegels dBm (dB-Milliwatt) in den Spannungspegel dBμV erfolgt nach folgender Gleichung

U

§ · 10( P 10) ˜Z ¸ 60  20 ˜ log ¨1000 ˜ ¨ ¸ 1000 © ¹

(1.10)

bzw. dBμV in dBm 2 § ª10(U 60) /10 º P 10 ˜ log ¨ 1000 ˜ « » ˜ ¨¨ « 1000 ¬ ¼» ©

wobei:

· ª 1 º¸ «Z »¸ ¬ ¼¸ ¹

(1.11)

P: Leistung [dBm], U: Spannung [dBȝV] und Z: Impedanz [ȍ].

1.4.3 Pegeltoleranz In der Praxis weichen die Pegel über Zeit und Frequenz von den exakten Vorgabewerten ab. Folgende Ursachen sind beim Material zu finden: x Welligkeit aktiver Komponenten,

1.5 Bitstrom

x x x x

11

Welligkeit des Verbindungsmaterials, Welligkeit passiver Komponenten, Angleichung der Entzerrer an das Kabel, Regelabweichung;

und beim Netz: x x x x

Kopfstationenfehler, Messtoleranzen, Temperatureinfluss auf Kabel, Verstärker etc., Einstellfehler.

Die Pegeltoleranz ist eine Zusammenfassung der obenstehenden Abweichungen in Bezug auf Zeit und Frequenz. Es handelt sich dabei nicht um eine Addition (Worst Case), da sich Fehler auch kompensieren können. Die Toleranz ist eine Abschätzung, welche die obenerwähnten Punkte bezüglich deren Ursache pauschal mit einem Wert gewichtet. Es kann nützlich sein, dies für Abweichungen nach oben bzw. nach unten separat zu tun.

1.4.4 Pegelunterschied Hier handelt es sich um den physisch messbaren Wert als Restfehler eines gepegelten und entzerrten Netzabschnittes. Der Pegelunterschied ist der Vergleich einer Momentaufnahme des Ist-Pegels, der sich zeitlich verändern kann, mit dem Soll-Pegel.

1.5 Bitstrom 1.5.1 Bitgruppen Ein n-Bit-Wort ist ein Tupel aus n Bits. Somit ist einem Wort stets ein Anzahl Bit zugeordnet. Tabelle 1.4 Bitgruppen und deren Bezeichnung Anzahl Bit

Bezeichnung

4

Nibble

8

Byte

16

Word

32

DWord (Double Word), Word, Long Word

64

QWord (Quad Word), Word, Long Word

12

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Anzahl Bit

Bezeichnung

8192 = 1024 Byte

KByte

8.388.608 = 1.048.576 Byte

MByte

8.589.934.592 = 1.073.741.824 Byte

GByte

8000 = 1000 Byte

Kilobyte

8.000.000 = 1.000.000 Byte

Megabyte

8.000.000.000 = 1.000.000.000 Byte

Gigabyte

1.5.2 Bitraten Die Bitrate bezeichnet das Verhältnis einer Datenmenge zu einer Zeit, typischerweise gemessen in Bit pro Sekunde, abgekürzt als Bit/s oder bps. Die Bitrate bei der Audio- und Videokompression kann entweder konstant sein (konstante Bitrate, CBR) oder variabel (variable Bitrate, VBR). Bei VBR wird die Bitrate dynamisch an die zu kodierenden Daten angepasst. So wird zum Beispiel bei der MPEG-Videokompression bei ruhigen Szenen die Videobitrate reduziert, während sie bei aktionsreichen Szenen angehoben wird. Dies erlaubt eine optimale Nutzung des Speicherplatzes und eine höhere Bildqualität, als sie mit CBR erreichbar wäre.

1.6 Filter 1.6.1 Einführung In der Übertragungstechnik werden Filter benötigt, um einzelne Teilfrequenzbereiche abzutrennen oder hinzuzufügen. Abbildung 1.7 zeigt die für die Filterdiskussion verwendeten Begriffe und Abb. 1.8 die Filtergrundfunktionen. Dämpfung [dB]

-3 dB

Durchlassband

Übergangsband

Abb. 1.7 Filterbegriffe am Beispiel des Tiefpasses

Sperrband

Frequenz [Hz]

1.6 Filter

13

Idealisierte Amplituden-Frequenzgänge verschiedener Filter

Tiefpass

Hochpass

Bandpass

Bandsperre

Reale Amplituden-Frequenzgänge verschiedener Filter

Tiefpass

Hochpass

Bandpass

Bandsperre

Abb. 1.8 Filtergrundfunktionen

Ein Filter ist gekennzeichnet durch: x Grenzfrequenz (Cut-off Frequency): Beginn des Übergangsbandes zum Sperrband, 3 dB Abfall des Frequenzgangs. x Dämpfung: Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung, meist angegeben in Dezibel. x Durchlassbereich, Bandbreite (Passband): Bereich geringster Durchlassdämpfung bis zur Grenzfrequenz. x Welligkeit (Ripple): Beschreibt die Dämpfungsschwankung in Durchlassund Sperrbereich, meist angegeben in Dezibel. x Übergangsbereich (Transitionband): Bereich von der Grenzfrequenz bis zum Sperrband. x Sperrband (Stopband): Bereich grösster Dämpfung, schliesst an den Übergangsbereich an. x Sperrbanddämpfung (Stopband Attenuation): Filterwirkung durch Amplitudenreduktion im Frequenzgang. x Gruppengeschwindigkeit: Verhältnis der Frequenz- und Phasenänderung x Gruppenlaufzeit: Verhältnis der Phasen- und Frequenzänderung. x Flankensteilheit (Edge Steepness, Roll-Off): Mass für die Wirkungssteilheit im Übergangsbereich, angegeben in dB/Oktave oder dB/Dekade. x Sprungantwort (Step Response): im Zeitbereich dargestellte Sprungantwort am Ausgang des Filters. x Überschwingen (Overshoot): Eigenschaft der Sprungantwort. x Filtergüte Q: Verhältnis der Mittenfrequenz zur Bandbreite (í 3 dB). x Filtertyp: Filteraufbau für verschieden optimierte Wirkungsweise (z.B. Bessel, Butterworth, Tschebyscheff, Cauer). x Allpass: Keine Dämpfung, aber frequenzabhängige Phase am Filterausgang. x Phasenschieber: Keine Dämpfung, aber Phasenschiebung. x Entzerrer: Amplituden-Frequenzgang invers angepasst auf ein zu korrigierendes Element (z.B. Kabel).

14

1 Basiswissen für Zugangsnetze

x Ordnung n eines Filters: beschreibt den Dämpfungsverlauf in der Flanke des Filters, oberhalb oder unterhalb der jeweiligen Grenzfrequenz des Filters. Die Flankensteilheit des Filters wird mit n mal 20 dB pro Dekade beschrieben (gleichbedeutend mit: n mal 6 dB pro Oktave), wobei n die Ordnung des Filters darstellt. Filter höherer Ordnung können entweder direkt entworfen oder durch Hintereinanderschaltung von Filtern niedriger Ordnung (1. und 2. Ordnung) realisiert werden. Für verschiedene Anwendungen haben sich verschiedene Filtercharakteristika als nützlich erwiesen, wie zum Beispiel: Butterworth: Maximal flacher Frequenzgang im Durchlassbereich bei geringer Flankensteilheit, monotoner Verlauf im Sperrbereich, bei über den Frequenzgang kaum ändernder Gruppenlaufzeit. Tschebyscheff (Tschebyscheff Typ 1): Geradliniger Frequenzgang nur im Sperrbereich, aber Welligkeit im Durchlassbereich, starke Änderung der Gruppenlaufzeit über den Frequenzgang, schlechtes Zeitverhalten. Inverse Tschebyscheff (Tschebyscheff Typ 2): Monotoner Verlauf im Durchlassbereich, Welligkeit im Sperrbereich, gute Flankensteilheit am Übergang vom Durchlassbereich, starke Änderung der Gruppenlaufzeit über den Frequenzgang, schlechtes Zeitverhalten. Cauer-Filter: Welligkeit im Durchlass- und im Sperrbereich, sehr gute Flankensteilheit, starke Änderung der Gruppenlaufzeit über den Frequenzgang, schlechtes Zeitverhalten. Bessel-Filter: Konstante Gruppenlaufzeit im Durchlassbereich, geringe Flankensteilheit im Übergangsbereich, geeignet für die Impulsformung. Gauss-Filter: Konstante Gruppenlaufzeit im Durchlass- und Sperrbereich, kein Überschwingen bei der Sprungantwort, reduzierte Intersymbolinterferenz, geringe Flankensteilheit im Übergangsbereich, geeignet für die Impulsformung. Raised Cosine Filter: Keine Intersymbolinterferenz, geringe Flankensteilheit im Übergangsbereich, dient der Impulsformung, auch als Nyquist-Filter bekannt. Quarzfilter: Bestehend aus Siliziumdioxid und mit piezoelektrischen Eigenschaften, hohe Frequenzstabilität und Güte (wesentlich höhere Güte als LCR-Glieder). Keramikfilter: Ähnliches Funktionsprinzip wie Quarzfilter bei etwas schlechteren technische Eigenschaften, viel kostengünstiger, vorwiegend als Zwischenfrequenz-Filter eingesetzt. SAW-Filter (Oberflächenwellenfilter): Auf der Interferenz von Signalen verschiedener Laufzeit basierend, realisiert mit dem Piezoeffekt, hohe Güte erreichbar; Ausführung meist als Bandpassfilter mit einer geringen Bandbreite von wenigen MHz.

1.6 Filter

15

1.6.2 Analoge Filter Analoge Filter sind aus diskreten Elementen aufgebaut und bestehen aus Kondensator, Spule und Widerstand.

1.6.3 Digitale Filter 1.6.3.1 Einführung

Die Theorie digitaler Filter ist zu Anfang der 70er Jahre erarbeitet worden. Bis dahin benützte man analoge Filter, bestehend aus Widerstand, Kapazität, Induktivität und bei Aktivfiltern zudem Operationsverstärker. Voraussetzung für den Erfolg digitaler Filter war eine leistungsfähige digitale Verarbeitung, denn der Filterprozess läuft als Rechenprozess ab. Der Durchbruch erfolgte mit dem Verfügbarwerden digitaler Signalprozessoren.

Tiefpass

Sample/ Hold

A/D Wandler

Rechenlogik

D/A Wandler

Tiefpass

Abb. 1.9 Aufbau des digitalen Filters

Ein digitales Filter ist wie in Abb. 1.9 gezeigt aufgebaut. Es besteht aus einem Tiefpass am Eingang, damit wird die Bandbreite auf die halbe Sampling-Frequenz beschränkt und so Aliasing-Fehler1 vermieden. Dann wird das analoge Signal zeitdiskretisiert (Sample/Hold) und die digitalen Stichproben werden in digitale Werte gewandelt (DA-Wandler). Die Rechenlogik führt dann auf mathematische Weise die Filterung durch (Digital Signal Processing DSP). Anschliessend werden die gewonnenen digitalen Werte in ein analoges Signal zurückverwandelt und im Tiefpass von Oberwellen befreit. 1.6.3.2 Nichtrekursive Filter

Nichtrekursive Filter (Finite Impulse Response Filter) sind Filter, bei denen das Ausgangssignal des Filters nicht auf den Filtereingang zurückgekoppelt wird. Finite Impuls Response Filter (endliche Impulsantwort, FIR-Filter) sind immer stabil und es ist möglich, ohne zusätzlichen Aufwand einen linearen Phasenverlauf und damit eine konstante Gruppenlaufzeit zu realisieren. Dieser Vorteil besteht

1

Aliasingfehler können bei der Abtastung eines analogen Signals entstehen, wenn die Abtastfrequenz nicht gemäß dem Abtasttheorem gewählt wurde.

16

1 Basiswissen für Zugangsnetze

gegenüber den IIR-Filtern (Infinite Impulse Response) und wird durch eine höhere Filterordnung erkauft. x

z-1

b1

z-1

b2

z-1

b3

z-1

b4

b5

+ y

Abb. 1.10 FIR-Filter

Eine grössere Anzahl Koeffizienten b1 … bn steigert die Sperrdämpfung sowie die Flankensteilheit und mindern die Welligkeit des Filters. Abbildung 1.10 zeigt ein Filter mit vier Verzögerungselementen z – 1 und fünf Koeffizienten (Taps), es ist somit vierter Ordnung. Beim FIR-Filter durchläuft das Eingangssignal x die Verzögerungen z – 1 und wird wie bei einem Schieberegister mit jedem Takt um eine Stufe weitergegeben. Vor bzw. nach den Verzögerungselementen wird das Signal abgegriffen, mit den Koeffizienten b1 bis bn multipliziert und die Ergebnisse addiert. 1.6.3.3 Rekursive Filter

Rekursive Filtern (Infinite Impulse Response Filter) sind Filter, bei denen das Ausgangsignal des Filters auf den Filtereingang zurückgekoppelt wird. Infinite Impuls Response Filter (unendliche Impulsantwort, IIR-Filter) können zufolge Rückkopplung instabil sein. Die Rückkopplung bewirkt eine Reduktion der Filterordnung. Von Nachteil kann allerdings die nichtlineare Phase sein. b0

+

z-1

z-1 b1

a1

z-1

z-1 b2

a2

Abb. 1.11 IIR-Filter

Die Funktionsweise des IIR-Filters, in Abb. 1.11 dargestellt, entspricht dem Ablauf, wie für das FIR-Filter, mit der Ergänzung, dass nun auch Werte des Ausgangssignals über Verzögerungen abgegriffen, mit Koeffizienten a1 bis an multipliziert und zum Ausgangssignal addiert werden.

1.7 Einträgermodulation

17

1.7 Einträgermodulation 1.7.1 Einführung Die Modulation ist eine Form der Frequenzmanipulation. Sie dient der Aufprägung eines Signals auf ein Trägersignal zum Zweck des Transports über ein drahtloses oder drahtgebundenes Medium. Andere Formen der Frequenzmanipulation sind Mischung und Frequenzvervielfachung: x Die Mischung dient der Verlagerung eines Frequenzbandes in einen Übertragungs- oder Verarbeitungskanal. x Die Frequenzvervielfachung erzeugt neue Frequenzen als Vielfache einer Grundschwingung. Tabelle 1.5 gibt eine Übersicht der gängigen Modulationsverfahren. Tabelle 1.5 Modulationsverfahren Signalform des sinusförmig Trägers ĺ

sinusförmig

impulsförmig

modulierendes analog Signal ĺ

digital

analog

Verfahren Ļ

AmplitudenModulation

AmplitudenTastung

PulsamplitudenModulation

Puls-CodeModulation

FrequenzModulation

FrequenzUmtastung

Puls- FrequenzModulation

DeltaModulation

PhasenModulation

PhasenUmtastung

Puls- PhasenModulation

QuadraturAmplitudenModulation

QuadraturAmplitudenModulation

Puls-DauerModulation

Orthogonal Frequency Division Multiplexing2

2

Digitale Vielträger-Modulation

Basisband (kein Träger)

18

1 Basiswissen für Zugangsnetze

1.7.2 Analoge Modulation 1.7.2.1 Amplitudenmodulation

Bei der Amplitudenmodulation wird einer hochfrequenten Trägerfrequenz ein niederfrequentes Signal aufgeprägt. Die Intensität des Signals ist im Amplitudenunterschied des Trägers, und die Signalfrequenz in der Häufigkeit der TrägerAmplitudenänderung verborgen.

Abb. 1.12 Amplitudenmodulierte Schwingung

Ein amplitudenmoduliertes Signal erhält man, wenn zum Nutzsignal

uˆ NF

Uˆ NF ˜ cos(Z˜ t )

(Phasenwinkel bei 0 sei 0)

(1.12)

der konstanten Anteil ÛT addiert wird und das Resultat anschliessend mit der hochfrequenten Trägerschwingung cos(ȍt) multipliziert wird u AM

ªUˆT  Uˆ NF cos(Zt ) º ˜ cos(:t ) ¬ ¼

(1.13)

u AM

UˆT ˜ cos(:t )  Uˆ NF cos(Zt ) ˜ cos(:t )

(1.14)

Durch Anwendung des Additionstheorems cos(D) cos(E)

1 ˜ > cos(D  E)  cos(D  E)@ 2

(1.15)

erhält man

u AM

wobei:

ª º Uˆ UˆT ˜ cos(:t )  NF ˜ « cos((:  Z)t )  cos((:  Z)t ) » (1.16)  

  

»   

2 «  ¬ unteres Seitenband oberes Seitenband ¼ Träger

uAM : amplitudenmoduliertes Signal [V] ÛT : Trägersignal, Spitzenwert [V] ÛNF : Nutzsignal, Spitzenwert [V]

1.7 Einträgermodulation

m ȍ Ȧm

19

: Modulationsgrad (0 bis 1, 0% bis 100%) : Trägerfrequenz = 2 · ʌ · fT : Modulationsfrequenz = 2 · ʌ · fm

Der Modulationsgrad ist ein Mass für die Intensität der Modulation m

Uˆ NF Uˆ

(1.17)

T

(1.17) eingesetzt in (1.16) ergibt m ª º UˆT « cos(:t )  > cos((:  Z)t )  cos((:  Z)t ) @» 2 ¬ ¼

u AM

(1.18)

Der Modulationsgrad m ist 0 ” m ” 1. Bei m = 0 ist der Träger unmoduliert, bei m = 1 voll durchmoduliert, bei m > 1 ist der Träger übermoduliert und nur noch kohärent verzerrungsfrei zu demodulieren3. Die Amplitudenmodulation ist gegenüber Störungen relativ anfällig, weil die Rückgewinnung des Nutzsignals aus der Momentanamplitude des Trägers abgeleitet wird. u

Frequenzspektrum fNF

fNFmin

fNFmax

Bandbreite

fT - fNFmax

fT

fT + fNFmax

f

fT + fNFmax

f

Abb. 1.13 Spektrum der Amplitudenmodulation u

Frequenzspektrum fNF

fNFmin

fNFmax

Bandbreite

fT - fNFmax

fT

Abb. 1.14 Spektrum der Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger

Wie aus Abb. 1.13 und Abb. 1.14 ersichtlich, beansprucht die Amplitudenmodulation mit und ohne Trägerunterdrückung eine Bandbreite von

3

Synchrondemodulation

20

1 Basiswissen für Zugangsnetze

B

wobei:

2 ˜ f NF max

(1.19)

fNFmax : maximale Modulationsfrequenz (Signalfrequenz)

1.7.2.2 Spezielle Formen der Amplitudenmodulation

Die Amplitudenmodulation hat noch einige spezielle Formen, nämlich die Amplitudenmodulation mit Trägerunterdrückung sowie die Einseitenbandmodulation. Solche Modulationsarten werden vor allem beim Amateurfunk eingesetzt. Die Trägerunterdrückung hat den Vorteil, dass der Träger nicht vorhanden ist und deshalb auch keine Leistung benötigt, falls gerade nicht gesprochen (moduliert) wird. Spricht man leise, benötigt man nur wenig Leistung. Somit wird viel Senderleistung gespart, wobei aber die Bandbreite des Senders gleich bleibt. Die Einseitenbandübertragung reduziert die Bandbreite auf die Hälfte. u

Frequenzspektrum fNF

fNFmin

fNFmax

Bandbreite

fT - fNFmax

fT

f

Abb. 1.15 Spektrum der Einseitenband-Amplitudenmodulation, Fall unteres Seitenband

1.7.2.3 Restseitenband-Modulation (Vestigial Sideband)

Bei der analogen Fernsehübertragung wird als Modulationsverfahren die Restseitenbandmodulation verwendet. Dieses Verfahren spart Bandbreite und ist leichter zu handhaben bezüglich der Filtereigenschaften im Empfänger. Abbildung 1.16 zeigt einen Fernsehkanal der Normen Pal/B und Pal/G. Das obere Seitenband wird von 0 bis knapp 5 MHz übertragen, wobei noch der Farbhilfsträger mit Quadratur-Amplitudenmodulation (Chrominanzsignal) bei 4.43 MHz im Spektrum des Luminanzkanals untergebracht ist. Das untere Seitenband wird nur teilweise als Restseitenband von 0 bis 0.75 MHz übertragen. Daneben werden auch noch die beiden Tonsignale bei 5.5 und bei 5.74 MHz übertragen. Bis 300 MHz beträgt der Kanalabstand 7 MHz, über 300 MHz beträgt er 8 MHz.

1.7 Einträgermodulation

21

Tonträger PAL-Farbhilfsträger

4.43

-1.25 -0.75 0 Bildträgerfrequenz

5

f [MHz] 5.5 5.74

Abb. 1.16 Restseitenband-Amplitudenmodulation

Bei der Restseitenbandübertragung werden, wie in Abb. 1.17 dargestellt, das volle obere und ein Teil des unteren Seitenbandes übertragen. Im Empfänger wird über das so genannte Nyquist-Filter das ankommende Signal ausgefiltert. Dabei wird das Signal zwischen FT + 0.75 MHz und FT – 0.75 MHz von 100 % auf 0 abgesenkt und der Träger auf die Hälfte gesetzt. Trägerfrequenz fT Sender mit Restseitenband Empfänger mit Nyquistflanke

f

f Video-Band f

Abb. 1.17 Zurückgewinnung des Videosignals bei Restseitenbandübertragung

1.7.3 Frequenzmodulation und Phasenmodulation 1.7.3.1 Einführung

Bei der Frequenzmodulation steuert das Modulationssignal die Frequenz des Trägers. Die Frequenz und Amplitude des Modulationssignals werden durch die Häufigkeit (Modulationsfrequenz) und die Grösse der Frequenzabweichung (Hub) des Trägers dargestellt (Abb. 1.18). Bei der Phasenmodulation steuert das Modulationssignal die Phase des Trägers. Einmal moduliert, lässt sich die Frequenzmodulation nicht mehr von der Phasenmodulation unterscheiden.

Abb. 1.18 Frequenzmodulierte Schwingung

22

1 Basiswissen für Zugangsnetze

1.7.3.2 Frequenzmodulierte Schwingung

Durch die Unempfindlichkeit der Frequenzmodulation gegenüber Störungen ergeben sich wesentliche Vorteile für die Rundfunkübertragung in guter Qualität. Da die Information des Signals nicht in der Amplitude des Trägersignals untergebracht und die Trägeramplitude konstant ist, kann beim Empfänger das Signal in der Amplitude begrenzt werden. Auf dem Übertragungsweg aufgeprägte Störamplituden werden dabei aus dem Signal entfernt. Die Frequenzmodulation „tauscht“ Störabstand gegen Bandbreite ein. Die Bandbreite kann in guter Näherung mit der Carson-Formel berechnet werden B

2 ˜ ('f  f NF max )

(1.20)

Das hochfrequente Trägersignal uT (t ) UˆT ˜ cos(ZT ˜ t )

(1.21)

und das Nutzsignal u NF (t ) Uˆ NF ˜ cos(Z NF ˜ t )

(1.22)

werden einem Gleichanteil Û0 überlagert und einem Winkelmodulator zugeführt (Abb. 1.19).

uNF(t)+U0

Winkelmodulator

uWM(t)

uT(t)

Abb. 1.19 Winkelmodulator

Der Phasenwinkel ijWM(t) des modulierten Signals enthält einen zeitproportionalen Anteil und einen Wechselanteil. Der zeitproportionale Anteil enthält auch U0 , im Folgenden als 0 angenommen. Der Wechselanteil wird durch das Nutzsignal bestimmt MWM (t )

ZT ˜ t  h ˜ cos(ZNF ˜ t  M0 )

(1.23)

Bei der Winkelmodulation ist ij0 nicht bestimmt, bei ij 0 = 0 handelt es sich aber um Phasenmodulation, bei ij 0 = – ʌ / 2 um Frequenzmodulation. Nachfol-

1.7 Einträgermodulation

23

gend wird ij 0 weggelassen. Dann hat das Modulationsprodukt mit einem Phasenhub4 h die Zeitfunktion uWM (t )

uˆT ˜ cos > ZT ˜ t  h ˜ cos(ZNF ˜ t ) @

(1.24)

Die momentane Kreisfrequenz ist aber die Ableitung des Phasenwinkels dM(t ) dt

Z(t )

(1.25)

Dann ergibt sich die Momentanfrequenz fWM (t) der winkelmodulierten Schwingung zu fWM (t )

1 ˜ ^ZT  h >  sin(ZNF ˜ t ) @ ˜ ZNF ` 2S fT  'f ˜ sin(ZNF ˜ t ) N  

Träger

wobei:

uWM ÛT ÛNF h fT fNF

: : : : : :

(1.26)

Wechselanteil

winkelmoduliertes Signal Trägersignal, Spitzenwert Nutzsignal, Spitzenwert Modulationsindex Trägerfrequenz Modulationsfrequenz

Die modulierte Phase in (1.23) und die modulierte Frequenz in (1.26) stehen über die Integration bzw. über die Differentiation in einem Zusammenhang. Ausgehend von (1.24) erhält man mit komplexer Schreibweise uWM (t )

uˆT ˜ e j˜ZT ˜t ˜ e j˜h˜cos (ZNF ˜t )

(1.27)

Der Faktor e j˜h˜cos(ZNF ˜t ) lässt sich als Potenzreihe entwickeln und man erhält Besselfunktionen der ersten Art Jn(h) der Ordnung n. Die Funktionswerte sind in Abb. 1.20 dargestellt.

4

oder Modulationsindex, auch Ș oder ǻij

24

1 Basiswissen für Zugangsnetze 1

n=0 n=1 n=2 n=3 n=4 n=5 n=6

0.5

0

 0.5

0

5

10

0

15

20

h

20

Abb. 1.20 Verlauf der Bessel-Funktionen erster Art, n-ter Ordnung

Die Bandbreite der Winkelmodulation beträgt gemäss Carson für 90 % Spektrallinien innerhalb der Bandbreite: B10%

2  'fT  f NF

2 f NF  h  1

(1.28)

bzw. für 99 % der Spektrallinien im Spektrum: B1%

2  'fT  2 f NF

2 f NF  h  2

(1.29)

Die Bandbreite ist gleich der doppelten Summe von Hub plus max. Signalfrequenz. Abbildung 1.21 zeigt die spektralen Amplituden mit dem Vorzeichen gemäss den Besselfunktionen, für die Darstellung der Leistung gilt aber der Betrag. fNF

J0 J2

J4

J6 – J5

J1

fT

J2

J3

J4

J5

J6 f

– J3 – J1

Abb. 21 Spektrum der Frequenzmodulation mit Seitenbändern gemäss Besselfunktionen

1.7 Einträgermodulation

25

1.7.4 Digitale Modulation 1.7.4.1 Datenrate

Die Datenrate oder Bitrate beschreibt die Geschwindigkeit, mit der Daten übertragen werden. Man rechnet in Bit pro Sekunde (bps, kbps, Mbps oder Gbps). Bei der digitalen Modulation, bei der im Fall von QPSK 4 Positionen mit einem Zeiger darstellbar sind, kann eine Bitgruppe von 2 Bit pro Zeiger dargestellt werden. Man spricht dann von Symbolen zu 2 Bit und von der Symbolrate oder Baudrate für die Geschwindigkeit (Datendurchsatz). In Tabelle 1.6 werden die digitalen Modulationsarten mit der Anzahl möglicher Zustände und der sich daraus ergebenden Bits pro Symbol zusammengefasst. Tabelle 1.6 Digitale Modulationsarten Modulation

Zustände

Bits/Symbol

QPSK, 4QAM

22 = 4

2

4

16QAM

2 = 16

4

64QAM

26 = 64

6

256QAM

28 = 256

8

1.7.4.2 Geträgerte Modulation digitaler Signale

Auf einen Sinusträger kann die Modulation auf verschiedene Weise aufgeprägt werden: x Amplitudentastung (ASK, Amplitude Shift Keying): Wechsel der Trägeramplitude zwischen zwei definierten Werten entsprechend der Bitfolge. – technisch einfach realisierbar, – benötigt wenig Bandbreite, – störanfällig. x Phasenumtastung (PSK, Phase Shift Keying): Wechsel der Trägerphase zwischen zwei definierten Werten entsprechend der Bitfolge. x Frequenzumtastung (FSK, Frequency Shift Keying): Wechsel der Trägerfrequenz zwischen zwei definierten Werten entsprechend der Bitfolge. Benötigt relativ grosse Bandbreite. x Quadraturmodulation (Quadrature Phase Shift Keying QPSK, Quadrature Amplitude Modulation QAM): Wechsel von Trägeramplitude und Trägerphase zwischen verschiedenen definierten Werten entsprechend der Symbolfolge. In der Ampliduden/Phasen-Ebene können mehrere Vektoren dargestellt werden. Diese Vektoren repräsentieren ein Symbol (Bitmuster mit einigen Bit). Der Symbolraum ist im Konstellationsdiagramm dargestellt.

26

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Varianten sind MSK (Minimum Shift Keying) und GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) x Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM): Der zu übertragende Bitstrom wird auf N unabhängige Schmalbandträger verteilt übertragen. – Fading wirkt sich kaum aus, – Mehrwegausbreitung stört wegen der langen Symboldauer und des Schutzintervalls wenig, – sehr großes Peak-to-Average Power Ratio, – C(oded)OFDM: durch geeignete Kodierung kann die Störfestigkeit gesteigert werden. Anwendungen: – DAB (Digital Audio Broadcast), – 6 Programme (2,3 Mbps) in einem 1,5MHz Frequenzblock, – 192 - 1536 Sub-Carrier mit jeweils QPSK-Modulation, – wird im Frequenzbereich von bestehenden Fernsehkanälen ausgestrahlt, – DVB-T (Digital Video Broadcast), – 8MHz mit 2000 oder 8000 Sub-Carrier, – 16 QAM (21MBit/s), 64QAM (30MBit/s), – wird im Frequenzbereich von bestehenden Fernsehkanälen ausgestrahlt.

1.7.4.3 Konstellationsdiagramm

Bei digitalen Modulationsverfahren wird der Signalträger in Phase und Amplitude umgetastet. Es werden Bitgruppen, sog. Symbole, mit Vektoren abgebildet. Der Hochfrequenzträger wird in Amplitude und Phase moduliert. Die abbildenden Vektoren nehmen dabei die im Beispiel für 16QAM mit Punkten dargestellten Positionen ein (Abb. 1.22). Die dargestellten Endpunkte der Vektoren nennt man Konstellationsdiagramm. Jedem Vektor ist dabei ein Symbol zugeordnet. Beispielsweise hat 16QAM 16 mögliche Vektorpositionen. Verteilt auf diese Positionen kann man einen 4-Bit Wert (Symbol) mit allen möglichen Wertzuständen abbilden (Abb. 1.22). Die Konstellationszahl (Anzahl Konstellationspunkte), die spektrale Effizienz und die Anzahl Bit/Symbol sind in Tabelle 1.7 dargestellt. Tabelle 1.7 Konstellationszahl, spektrale Effizienz und Anzahl Bit/Symbol für verschiedene Kanalcodierungen Kanal-Codierung

Anzahl Konstellations-Punkte M

Spektrale Effizienz Ș Bit/s/Hz

Bit/Symbol

QPSK

4

2

2

16QAM

16

4

4

32QAM

32

5

5

64QAM

64

6

6

1.7 Einträgermodulation

27

Kanal-Codierung

Anzahl Konstellations-Punkte M

Spektrale Effizienz Ș Bit/s/Hz

Bit/Symbol

128QAM

128

7

7

256QAM

256

8

8

512QAM

512

9

9

1024QAM

1024

10

10

wobei:

m

log 2 ( M )

K

rb B

M m Ș rb B Tb Ts Į

: : : : : : : :

1/ Tb D / Ts

Ts Tb

m

[bps]

(1.30)

[bps/Hz]

(1.31)

Anzahl Zustände Bit/Symbol spektrale Effizienz [bps/Hz] Informationsdatenrate [bps] Bandbreite [Hz] Bitdauer [s] Symboldauer [s] Roll-off-Faktor (hier idealer Tiefpass mit Į = 1 eingesetzt)

0111 0110

1101 1111

0101

0100

1100 1110

0010

0000

1000 1001

0011

0001

1010 1011

Abb. 1.22 Symbolpositionen bei 16QAM

Es gibt dabei längere und kürzere Vektoren, und man spricht deshalb von Peak- und Average-Wert (Abb. 1.23). Anzumerken ist, dass das Peak-to-AverageVerhältnis von der Symbolstatistik abhängt. Sind Peak und Average gleich gross, werden nur Symbolwerte mit gleich langen Vektoren gesendet (z. B. QPSK). Das Verhältnis von Peak und Average wird als Maximum-to-Average Constellation Power Ratio MTA bezeichnet und ist nicht zu verwechseln mit dem Peak-toAverage Ratio PAR, welches die Messwerte eines Signals zum Gegenstand hat und Effekte der Filterung und Modulation einschliesst.

28

1 Basiswissen für Zugangsnetze

QPSK / 4QAM Spektrale Effizienz: 2 Bits/Hz MTA: 0 dB

16QAM Spektrale Effizienz: 4 Bits/Hz MTA: 2.55 dB

QPSK / 4QAM Spektrale Effizienz: 6 Bits/Hz MTA: 3.68 dB

Abb. 1.23 Konstellationsdiagramme für QPSK, 16QAM und 64QAM

1.7.4.4 Digitales Übertragungssystem

Die vom Sender ausgehende Bandbreite wird durch Filterung beschränkt. Dabei werden die Daten in der modulierten Schwingung nicht verändert. Jedoch wird die spektrale Effizienz verbessert. Dabei werden je nach Anwendung folgende Filtertypen verwendet: x Gauss-Filter: Ist ein Frequenzfilter, dessen Sprungantwort kein Überschwingen zeigt und gleichzeitig maximale Flankensteilheit im Übergangsbereich aufweist. Besonderheit beim Gauss-Filter ist, dass sowohl die Übertragungsfunktion als auch die Impulsantwort den Verlauf einer Gaussschen Glockenkurve haben (Abb. 1.24). Gauss-Filter sind im Mobilfunk gebräuchlich.

Abb. 1.24 Gauss-Filter

x Kosinus-Roll-off-Filter (Raised-Cosine-Filter, Nyquist-Filter): Mit der Erfüllung der ersten Nyquist-Bedingung kann keine Überlagerung oder Beeinträchtigung zweier zeitlich aufeinanderfolgender Symbole (Signalimpuls) stattfinden. Ein solches Filter verhindert somit die Intersymbolinterferenz (ISI). Die Übertragungsfunktion dieses Filters hängt wie bei zeitdiskreten Übertragungsfunktionen üblich von der Symbolrate (1/T) und vom charakterisierenden Roll-off-Faktor D (auch r). Dieser Faktor kann Werte zwischen 0 und 1 annehmen. Der Wert D = 0 entspricht der idealen, aber nicht umsetzbaren, rechteckförmigen Übertragungsfunktion. Für D = 1 ergibt sich eine maximal flache Kosinusflanke. Mit grösserem Roll-off-Faktor steigt der Bandbreitenbedarf.

1.7 Einträgermodulation

29

Amplitude

Amplitude

D=0 D = 0.3

D = 0.5 D=1 Zeit

Frequenz

T1

T2

Abb. 1.25 Links: Übertragungsfunktion mit unterschiedlichen Roll-off-Faktoren D, rechts: Impulsantwort

Bei kleinerem Roll-off-Faktor D verringert sich wohl der Bandbreitenbedarf, die steile Filterflanke aber führt zu unerwünschtem Überschwingen. Die Bandbreite eines Filters mit der Symbolrate RS = 1/T beträgt B

1 ˜ 1  D ˜ RS 2

(1.32)

resp. die übertragbare Symbolrate bei der Bandbreite B RS

1 T

2˜ B 1 D

(1.33)

Im Bandpassbereich steht aber die doppelte Bandbreite zur Verfügung RS

BHF 1 D

(1.34)

Die Bandbreiteneffizienz liegt im Bandpassbereich für D = 0 bei 2, bzw. bei D = 0.3 bei 1.5 Symbole/Hz Bandbreite. x Das Root-Raised-Cosine-Filter (RRC): Entspricht der Wurzel aus dem Raised-Cosine-Filter. In der Praxis wird ein Root-Raised-Cosine-Filter beim Sender und beim Empfänger eingesetzt. Es entsteht so ein Matched Filter (Abb. 1.26). Die Übertragungsfunktionen der beiden hintereinandergeschalteten Teilfilter multiplizieren sich, und es entsteht ein Raised-Cosine-Filter. Sender

Empfänger Matched Filter

digitaler Modulator

WurzelNyquistFilter

WurzelNyquistFilter

Abb. 1.26 digitaler Übertragungszug mit Matched-Filter

Digitaler Demodulator

30

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Amplitude

Nyquist-Filter

Amplitude

ideales Rechteck-Filter

Amplitude

Jede schnelle Veränderung eines Signals, unabhängig davon, ob es sich um die Frequenz, Phase oder Amplitude handelt, führt zu erhöhtem Bandbreitenbedarf. Deshalb müssen schnelle Sprünge nach Möglichkeit vermieden oder wenigstens klein gehalten werden. Filter können diesem Zweck dienen und allenfalls zudem Interferenzen zwischen sich folgenden Symbolen vermeiden. Empfangsseitig verbessern Filter mit Bandbreitenbeschränkung die Empfindlichkeit, weil Rauschen und Interferenzen unterdrückt werden.

Wurzel-Nyquist-Filter Frequenz

Abb. 1.27 Filter für die digitale Übertragung ohne Intersymbolinterferenz

Die Filterung kann Trajectory Overshoot bewirken, d. h. der Pfad eines Symbolvektors von einem Symbolkonstellationspunkt zum andern erfolgt nicht auf dem direkten Weg. Solche Overshoots gehen einerseits der Signalleistung ab, sie können aber zufolge ihrer hohen Amplitude Interferenzen im Signalpfad bewirken. Zudem können Filter Intersymbolinterferenzen verursachen, nämlich dann, wenn die Sprungantwort eines Symbolwechsels zeitlich das nachfolgende Symbol stört. Dies kann aber durch eine geeignete Filterwahl verhindert werden. 1.7.4.5 Wirkung von Störungen auf QAM

Jede Störung, die auf ein QAM-Signal wirkt, kann als Vektoraddition dargestellt werden. Abbildung 1.28 zeigt vier mögliche Störungen in den Quadranten I bis IV: x x x x

Quadrant I Quadrant II Quadrant III Quadrant IV

ĺ ĺ ĺ ĺ

Interferenz, Phasenrauschen, Rauschen, Reflexionen.

31

I-Achse

1.8 Vielträgermodulationsverfahren

Phasenrauschen lässt die Konstellation um das Zentrum rotieren

Interferenzen lassen die Punkte zu Kreisen werden

II

I

III

IV

Q-Achse

Rauschen bewirkt eine Oszillation des Punktes um seine Soll-Lage

Reflexionen führen zu Kopien des Punktes, mit gedrehter Position entsprechend der HFPhasenlage

Abb. 1.28 Beispiele von Störüberlagerungen am Konstellationsdiagramm

1.8 Vielträgermodulationsverfahren Die dem Vielträgermodulationsverfahren Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) zugrunde liegende Idee ist, den Datenstrom auf sehr viele benachbarte, schmalbandige Träger zu verteilen. Damit wird das Signal sehr robust gegen Mehrwegeempfang und Schmalbandinterferenzen. Die vielen schmalbandigen Träger stehen orthogonal zueinander. Orthogonal heisst, das Skalarprodukt zweier Trägervektoren ist Null, was bedeutet, dass jeder Träger in einer spektralen Nullstelle eines anderen steht (Abb. 1.29). Jeder Teildatenstrom wird dabei nach herkömmlichem Muster moduliert (z.B. QAM).

Abb. 1.29 Orthogonale OFDM-Unterträger

Durch die Orthogonalität der Träger wird ein Übersprechen der Modulation zwischen den Signalen reduziert. Abbildung 1.30 zeigt links ein herkömmliches Wellenlängenmultiplex-Frequenzraster und rechts OFDM. Man sieht leicht, dass sich mit OFDM ein Gewinn bei der spektralen Effizienz ergibt.

Amplitude

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Amplitude

32

Frequenz

Frequenz

Abb. 1.30 links: Unterträger als Nachbarkanäle, rechts orthogonal angeordnet

OFDM ist erst mit der Verfügbarkeit von DSP (Digital Signal Processing) möglich geworden. Komplexe mathematische Verarbeitungen vor allem unter Anwendung der Fourier-Transformation verwandeln das Datensignal in die Vielzahl von modulierten Unterträger und auch wieder zurück.

1.9 Störungen 1.9.1 Störabstand 1.9.1.1 Definitionen

Generell ist der Störabstand definiert als Verhältnis des Nutzsignals zum Störsignal. Störsignale sind thermisches Rauschen, Interferenzen, Einstrahlungen, Impulsstörungen etc.. Signal und Rauschen können z. B. als Mittelwert, Effektivwert, Spitzenwert etc. angegeben werden. In den meisten Fällen wird mit dem Effektivwert (RMS: Root Mean Square Value) gearbeitet. Zudem spielt es eine Rolle, ob das Rauschen auf das modulierte Trägersignal, oder auf den Modulationsinhalt bezogen wird (Abb. 1.31).

Pegel

Signalpegel

HochfrequenzRauschabstand Rauschpegel

Rauschen

Zeit

Frequenz

Abb. 1.31 Rauschabstand CNR in Frequenzebene (links) und SNR in Zeitebene (rechts)

1.9 Störungen

33

Tabelle 1.8 Verschiedene gebräuchliche Definitionen des Rauschabstandes Kürzel

Bezeichnung

Definition

Einheit

CNR C/N

Carrier-to-noise-ratio, Hochfrequenzrauschabstand

Verhältnis der Effektivwerte des Trägers resp. Signals zum Rauschen

dB,

SNR

Rauschabstand

Allgemein: Verhältnis der Signal- zur dB, Rauschleistung, linear oder Verhältnis des Signals vor der Modulation resp. nach der Demodulation zur Rauschleistung

CNIR C/(N+I)

Carrier-to-noise-plusinterference-ratio, Hochfrequenz- plus Interferenzrauschabstand

Verhältnis der Effektivwerte des Trägers resp. des Signals zum Rauschen plus Interferenz

dB

C/N0

Carrier-to-noise Spectral Density Ratio, spektrale Rauschdichte

Verhältnis der Effektivwerte des Trägers resp. des Signals zur spektralen Rauschleistungsdichte

dBμV/Hz, im Fall spektrale Signal- und Rauschleistungsdichte: dB

Eb /N0

Verhältnis von Energie/Bit zu Rauschleistungsdichte

Bei digitaler Modulation: Verhältnis des Mittelwertes der Energie eines Bits zur Rauschleistungsdichte

dB

ES /N0

Verhältnis von Energie/Symbol zu Rauschleistungsdichte

Bei digitaler Modulation: Verhältnis des Mittelwertes der Energie eines Symbols zur Rauschleistungsdichte

dB

MER

Modulation-error-ratio, Modulationsfehlerverhältnis

Verhältnis der Mittelwerte vom Symbol-Vektor zum Fehlervektor

Error-vector-magnitude

Verhältnis des Effektivwertes des Fehlervektors zum grössten Symbolvektor

EVM

linear

dB linear %

Wenn eine Messung eines Rauschabstandes nicht klar definiert wird, ist es schwierig festzustellen, ob der Bezug zur Hochfrequenz-Ebene oder zur Signalebene besteht, ob es sich um Mittelwert, Spitzenwert etc. handelt. Im Folgenden wird, wenn nicht anders angemerkt, das thermische Rauschen (Additive White Gaussian Noise AWGN) als Störung angenommen. 1.9.1.2 Hochfrequenzrauschabstand

Der Hochfrequenzrauschabstand (Carrier-to-Noise, CNR) ist ein Begriff in der Frequenzebene und er setzt die Signal- bzw. Trägerleistung ins Verhältnis zum Rauschen. Zum Hochfrequenzrauschabstand gehört immer eine Bandbreitenangabe. Oft wird CNR und SNR synonym verwendet, was aber nicht zulässig ist, denn CNR ist eine Angabe über den Rauschabstand vor der Demodulation und SNR ei-

34

1 Basiswissen für Zugangsnetze

ne solche nach der Demodulation, also im Basisband. Der Rauschabstand einer Trägerfrequenz ist ohne weitere Angaben bereits klar und ergibt sich aus dem Verhältnis des Effektivwertes des Trägers zum Effektivwert des Rauschens, bzw. in der Praxis als Verhältnis der Summe von Effektivwert des Trägers plus Effektivwert des Rauschens zum Effektivwert des Rauschens. Für die Berechnung bei modulierten Signalen sind weitere Definitionen nötig. In der Praxis kann man oft nur das Signal plus das Rauschen sowie das Rauschen allein messen und daraus das Verhältnis bilden. Dies führt dann zu vernachlässigbaren Fehlern, wenn das Rauschen im Verhältnis zum Träger bzw. zum Signal sehr klein ist. Ist dies nicht der Fall, kann wie folgt korrigiert werden (Abb. 1.32) Korrektur



10 ˜ log 1  10Trägerrauschabhebung /10



(1.35)

Träger-Rausch-Abhebung [dB] 2

Signalpegel

4

6

8

10

12

14

16

TrägerRauschAbhebung Rauschpegel

Frequenz

Korrekturwert [dB]

Pegel

0 -1 -2 -3 -4 -5

Abb. 1.32 Korrektur bei geringem Träger-Rausch-Abstand

1.9.1.3 Signalrauschabstand

Der Signalrauschabstand ist eine Angabe über den Rauschabstand im Basisband, also vor der Modulation oder nach der Demodulation. Er kann im konkreten Fall dem Hochfrequenzrauschabstand zugeordnet werden. 1.9.1.4 Rauschleistungsdichte

Die Rauschleistungsdichte ist auf eine Bandbreite von 1 Hz bezogen. Die wirksame Rauschleistung ist dann gleich der Multiplikation von Rauschleistungsdichte pro Hertz und der wirksamen Bandbreite in Hertz.

1.9 Störungen

35

1.9.1.5 Spektrales Rauschleistungsdichte-Verhältnis Eb /N0 Energie pro Bit / Rauschleistung pro 1 Hertz Eb /N0

Das spektrale Rauschleistungsdichte-Verhältnis Eb /N0 ist ein wichtiger Parameter in der digitalen Übertragungstechnik. Eb /N0 ist der Rauschabstand pro Bit. Besondere Nützlichkeit ergibt sich beim Vergleich der Bit Error Rate BER für verschiedene Modulationsarten. Eine Bandbreitenangabe ist dafür nicht erforderlich. Eb /N0 kann auch verstanden werden als Quotient aus SNR und Brutto-Spektraldichteneffizienz einer Verbindung in (Bit/s)/Hz; es schliesst alle Bit, auch solche für die Fehlerkorrektur und die Header ein. Zu beachten ist, dass Eb /N0 zur Diskussion der Fehlerkorrektur als Energie pro Informationsbit verstanden wird. Dann werden die FEC-Bits nicht beachtet und Eb /N0 zeigt die effektive übertragene Leistung im Verhältnis zum Rauschen. Das spektrale RauschleistungsdichteVerhältnis ist das Verhältnis zweier Energien, ist also dimensionslos. Energie pro Symbol / Rauschleistung pro 1 Hertz Es /N0

Eb /N0 kann auch auf Symbole angewendet werden, denn Es /N0 hängt mit Eb /N0 zusammen Es N0

wobei:

Eb ˜ log 2 ( M ) N0

(1.36)

M : Anzahl Modulationssymbole.

Es /N0 kann weiter umgeformt werden in Es N0

wobei :

C˜B N ˜ fs

(1.37)

C/N : Carrier-to-Noise Ratio B : Kanalbandbreite in Hertz fs : Symbolrate in Symbole pro Sekunde

Bei PSK, ASK oder QAM mit Puls-Shaping z. B. Raised Cosine Shaping, kann das Verhältnis B/fs , abhängig vom gewählten Pulse Shaping Filter, etwas grösser als 1 werden. Umrechnung Eb /N0 in C/N

Üblicherweise gibt man die Bitfehlerrate als Funktion des Verhältnisses der Energie eines Informationsbits zur normalisierten Rauschleistung an: f (Eb /N0). Für die Umrechnung in den Rauschabstand CNR müssen folgende Einflussfaktoren berücksichtigt werden:

36

1 Basiswissen für Zugangsnetze

x Korrekturfaktor für die Fehlerkorrektur kFEC (Beispiel: Reed Solomon):

k FEC

§ 188 · 10 ˜ log ¨ ¸ © 204 ¹

(1.38)

x Korrekturfaktor für die Modulationsart kMOD: k MOD

wobei:

10 ˜ log( M )

MQPSK M16QAM M64QAM M256QAM

: : : :

2 4 6 8

kQPSK k16QAM k64QAM k256QAM

(1.39) = = = =

3.0103 dB 6.0206 dB 7.7815 dB 9.0309 dB

x Korrekturfaktor für Punktierung (Puncturing Loss ) kp: Bei einem Faltungscode mit k eingangsseitigen Informationsbits entstehen n ausgangsseitige. Man bezeichnet den Quotienten aus k und n als Coderate:

rc

k n

(1.40)

Bei der Punktierung werden bestimmte Bitpositionen des Codewortes weggelassen. Der Decoder muss diese bekannten Stellen vor dem Decodierungsprozess dem Codewort wieder entsprechend hinzufügen. Damit werden die Codewortlängen auf eine bestimmte Rahmenlänge für die nachfolgende Übertragung gebracht. Durch das Weglassen einzelner Stellen im Code kommt es allerdings auch zu einer geringeren Korrekturleistung. §k· P 10 ˜ log ¨ ¸ ©n¹ Tabelle 1.9 Puncturing Loss Coderate

P [dB]

½

– 3.01

Ҁ

– 6.02

¾

– 1.25

Ǭ

– 0.58

1

0

(1.41)

1.9 Störungen

37

x Korrekturfaktor Filtering kroll - off. Die Filterwirkung im Demodulator wird für einen cos -Filtereinfluss wie folgt berücksichtigt: § D· 10 ˜ log ¨ 1  ¸ © 4¹

kroll off

wobei:

(1.42)

DVB-C : Į = 0.15 k roll-off = – 0.1660 dB DVB-S : Į = 0.35 nominal: k roll-off = – 0.3977 dB DVB-S : Į = 0.27 Sender in Wirklichkeit: k roll- off = – 0.3035 dB Į und damit k roll- off hängen vom Demodulationsverfahren ab.

Zusammengefasst gelten folgende Gleichungen: x Bezug CNR zu Eb /N0 (Modulationsverfahren mit Reed Solomon Fehlerkorrektur):

CNR

Eb N0

§ 188 ·  10 ˜ log ¨ ¸  10 ˜ log  M © 204 ¹

(1.43)

x Bezug CNR zu Eb /N0 (Modulationsverfahren mit Reed Solomon Fehlerkorrektur und cos -Filtereinfluss):

CNR

Eb § 188 · § D·  10 ˜ log ¨ ¸  10 ˜ log  M  10 ˜ log ¨ 1  ¸ N0 4¹ © 204 ¹ ©

(1.44)

x Bezug CNR zu Eb /N0 (Modulationsverfahren mit Reed Solomon Fehlerkorrektur, cos - Filtereinfluss und Punktierung):

CNR

Eb § 188 ·  10 ˜ log ¨ ¸  10 ˜ log  M N0 © 204 ¹ § D· §k· 10 ˜ log ¨ 1  ¸  10 ˜ log ¨ ¸ © 4¹ ©n¹

(1.45)

38

1 Basiswissen für Zugangsnetze

1.9.1.6 Modulationsfehlerverhältnis Definition

Das Modulationsfehlerverhältnis (Modulation Error Ratio MER) ist die Zusammenfassung aller Störungen, die auf den Symbolvektor einwirken: x x x x x x

Rauschen (zufälliger Zielfehler), Interferenz (rotierender Zielfehler), Phasenrauschen (zufälliger Zielfehler), I/Q Linearitätsfehler (statischer Zielfehler), I/Q Phasenfehler (statischer Zielfehler), Kompression (statischer Zielfehler, nichtlineare Verstärkung).

Falls nur Rauschen beteiligt ist, sind MER und Carrier-to-Noise identisch. Sowohl MER wie auch CNR werden in dB ausgedrückt. Bei einer Messung des MER werden alle Entscheidungsfelder nacheinander untersucht. Dabei wird der Mittewert über alle Entscheidungsfelder gebildet, um den Mittelwert MERRMS zu bestimmen. Definition der MER als Faktor

MERRMS

§ 1 2 · ¦ Fehlervektor ¨ ¸ nn ¸ 10 ˜ log ¨ ¨ Symbolvektormittelwert ¸ ¨¨ ¸¸ © ¹

(1.46)

Der Mittelwert des Symbolvektors ist der quadratisch gewichtete Mittelwert der Amplitude aller idealen Signalzustände im Konstellationsdiagramm. Neben dem Mittelwert MERRMS ist auch der Spitzenwert MERPeak interessant, denn er gibt Auskunft darüber, wie stark massive Modulationsfehler beteiligt sind. Für den Spitzenwert MERPeak wird das maximale MERPeak aller Entscheidungsfelder herangezogen. Definition MERPeak als Faktor MERPeak

§ max ^ Fehlervektor ` · 10 ˜ log ¨ ¸ ¨ Symbolvektormittelwert ¸ © ¹

(1.47)

Dem Signalvektor sind, wie in Abb. 1.33 dargestellt, Störvektoren überlagert: x A: statischer Zielfehler (z. B. Gain, Phase etc.), x B: rotierender Zielfehler (z. B. Interferenz), x C: zufällige Zielfehler (Rauschen).

1.9 Störungen

39

C B Fehlervektor

A

Signalvektor

Abb. 1.33 Signalvektor mit statischen, rotierenden und zufälligen Störvektoren

Die Summe der Störvektoren ergibt den Fehlervektor. Tabelle 1.10 zeigt ein Beispiel für die Aufsummierung der Stör-Leistungskomponenten zu MER. Tabelle 1.10 Beispiel für die Bildung der MER aus Komponenten Komponente

Kürzel

Wert als Beispiel

Einheit

Rauschen

CNR

47

dB

Phasenrauschen

PNR

0.5

° RMS

Interferenz

CIR

44

dB

 CIR /10 r 10 

I/Q-Linearität

IQL

1

%

r

I/Q-Phase

IQP

1

°

K

1

%

Kompression (64QAM)

Formel für die Störwirkung des Beispielwertes

Relatives Leistungsverhältnis r

 CNR /10 r 10 

0.00001995

S · § ¨ PNR ˜ ¸ 180 ¹ ©

r

r

 IQL / 2

Bemerkung

2

0.00007615

0.00003981

2

§ § S ·· ¨ tan ¨ IQP ˜ ¸¸ 180 ¹ ¹ © ©

0.00002500

der Fehler verteilt sich auf die I- und die Q-Achse und wirkt deshalb für r zur Hälfte

2

0.00030468 256QAM:

Summe der relativen Störleistungen MER als Verhältnis von Signal- zu Störleistung

r

1.1˜ K 2

16

0.00000756

r

1.25 ˜ K 2

64

0.00047316 -33.2 dB

Ursachen Rauschen entsteht durch die im Signalpfad vorhandenen Verstärker. Es ist bei der Systemfestlegung berechnet worden und in diesem Umfang normal. Zu tief gepegelte Verstärker können das Rauschen ansteigen lassen. Phasenrauschen entsteht in erster Linie bei der Frequenzumsetzung und bei der Modulation. Inferferenz entsteht durch Nichtlinearitäten im Übertragungsweg, ist bei der Systemfestlegung berechnet worden und in diesem Umfang normal. Man unter-

40

1 Basiswissen für Zugangsnetze

scheidet Schmalband- oder Kanalinterferenz sowie Breitbandinterferenz. Die Interferenz kann durch zu hoch gepegelte Verstärker im Übertragungsweg ansteigen. I/Q-Unlinearität und I/Q-Phasenfehler entstehen im Modulator und ist bei modernen Modulatoren vernachlässigbar klein. Kompression kann sowohl im Modulator als auch auf dem Übertragungsweg bei Übersteuerung entstehen. Einflussfaktoren bei der MER-Messung Da das MER im Empfänger auf digitalen Grössen beruht, ist die Genauigkeit naturgemäss sehr hoch. Es ist jedoch mit Abweichungen und Unterschieden zu CNR und Eb /N0 zu rechnen. Im Folgenden werden die verschiedenen Einflussgrössen behandelt. Statistische Variation: Die Zuverlässigkeit der Messung (oder rxMER) hängt ab von der Anzahl Stichprobenwerte über die MER bestimmt wird. Bei unabhängigen Stichprobenwerten ist die Standardabweichung einer Messreihe mit n Werten im Vergleich zu einer solchen mit k Werten proportional zum Kehrwert der Wurzel ihres Quotienten. Zum Beispiel ist die Standardabweichung einer Messung mit 10’000 Werten im Vergleich zu einer mit 100 Werten 10 mal kleiner als 1/ 10'000 /100 . Eine kleinere Standardabweichung bedeutet, dass die MER stabiler erscheint. Umgekehrt hat auch eine kleinere Anzahl von Stichproben Vorteile und lässt beispielsweise den Einfluss von Transienten auf das MER beobachten, was wiederum Rückschlüsse auf Burst Noise, Verzerrungen und Clipping zulässt. Ungleiche Häufigkeit von Symbolpositionen: Obwohl die Average Constellation Power eine bekannte Grösse für jedes Konstellationsschema (16QAM, 64QAM etc.) ist, berechnen bestimmte Anwendungen diese durch Mittelwertbildung der empfangenen idealen Symbolpositionen. Bei einer ausreichend grossen Anzahl von empfangenen Symbolen ist diese Methode genau. Bei einer kleinen Anzahl dagegen kann das Resultat aber unzuverlässig werden, da dann nicht sichergestellt ist, dass alle Symbole etwa gleichverteilt sind. Phasenrauschen: Phasenrauschen tritt als langsame und zufällige Veränderung der Phasenlage des Signals im Empfänger auf. Es hängt zur Hauptsache von den Empfängereigenschaften ab. Eine sog. Phase-Lock-Schaltung im Empfänger regelt solche Abweichungen weitgehend aus. Nichtlineare Effekte: Nichtlinearitäten im Signalpfad, wie etwa Laser-Clipping und Signalkompression im Verstärker, können äussere Symbolpositionen im Konstellationsdiagramm mehr beeinträchtigen als innere Positionen. Einfluss der Trägerregeneration im Empfänger: Bei einigen MER-Messgeräten werden anstelle einer Trägerregeneration zur Referenzeinstellung des Messgerätes

1.9 Störungen

41

bezüglich der I/Q-Koordinaten N Symbole übereinandergelegt. Für eine gute Genauigkeit muss diese Mittelung über ausreichend viele Symbole erfolgen. Grenzen der technischen Umsetzung (obere Messgrenze des MER): Bei sehr hohen Werten von Es /N0 werden die Empfängereigenschaften dem MER eine obere Grenze setzen. Der Empfänger selber hat bezüglich Rauschmass, endlich genauer Zeit-, Phasen- und Frequenzübereinstimmung, Rundungseffekte, ungenauer Entzerrung etc. eine endliche Genauigkeit. In der Praxis ist eine MER-Messung auf 40 bis 45 dB begrenzt. Die obere Grenze verlässlicher Messmöglichkeiten ist in Tabelle 1.11 zusammengestellt. Grenze der Messmöglichkeit (untere Messgrenze des MER): Der Empfänger ordnet im Slicer den empfangenen QAM-Vektoren (I- und Q-Komponenten) einem Symbolquadrat im Konstellationsdiagramm zu. Bei geringem MER kann es vorkommen, dass ein Vektor in einem falschen Symbolquandrat landet. Dann wird die Distanz zu diesem idealen Symbolvektor bestimmt. Das gibt ein falsches Ergebnis. Die untere Grenze verlässlicher Messmöglichkeiten ist in Tabelle 1.11 zusammengestellt. Tabelle 1.11 Messgrenzen des MER Modulationsformat

Untere Es /N0-Schwelle

Obere Es /N0-Schwelle

QPSK

7 - 10 dB

40 - 45 dB

16QAM

15 - 18 dB

40 - 45 dB

64QAM

22 - 24 dB

40 - 45 dB

256QAM

28 - 30 dB

40 - 45 dB

Rauschen der analogen Eingangsschaltung: Die analoge Eingangsschaltung fügt dem ankommenden Signal Rauschen und möglicherweise auch Interferenzprodukte zu. Damit reduziert sich der Geräuschabstand und trägt bei zur Bildung der unteren MER-Messgrenze. Ingress Cancellation Effekte: CMTS für DOCSIS sind mit Ingress Cancellation ausgestattet, welche Schmalbandstörer im Signalspektrum herausfiltern können. Diese Auslöschung führt zu einem viel besseren MER. Die Schaltung selber kann aber, abhängig von der Ausführung, selber thermisches Rauschen zufügen, wobei der Verbesserungseffekt nur sehr unwesentlich geschmälert wird. Burst Noise: Kurze, starke Stör-Haufen können nicht absehbare Beeinträchtigung des MER zur Folge haben. Das MER verschlechtert sich dabei abhängig vom Stör-Burst und von der Mittelung über die Symbolzahl bei der Messung. Kollisionen: Bei DOCSIS (siehe Kapitel 7), einem Zeitmultiplex-System, werden Zeitschlitze (Contention-Slots) bereitgestellt, in welcher Modems im Wettbewerb zueinander ihre Kapazitätsbedürfnisse anmelden. Wenn nun zwei Modems gleichzeitig ihren Bedarf melden ergibt sich eine Kollision der beiden DatenBursts. Im Empfangs-Slicer wirk dies wie ein Stör-Burst. Wenn das MER-

42

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Messgerät weiss, wann diese Contention Slots auftreten, kann der Effekt aus Kollisionen bei der Messung ausgeblendet werden. Diese Information wird bei DOCSIS mit der Tabelle Media Access Control MAC im Vorwärtsweg bekannt gemacht. Einfluss des Mehrfachzugriffs im Upstream: Bei DOCSIS wir auf einen Upstream-Kanal durch alle im Einzugsbereich befindlichen Modems im TDMAoder/und S-CDMA-Modus zugegriffen. Dabei können die verschiedenen Modems mit geringfügig unterschiedlichem MER gemessen werden, denn der Upstream eines jeden Modems kann einen anderen Weg im Netz nehmen und unterschiedlich durch Störeinflüsse betroffen sein. Ungeeignetes Modulationsprofil: Das Modulationsprofil bestimmt, wie die DatenBursts z. B. bei DOCSIS vom Modem zum CMTS zur Übertragung hergerichtet werden. Diese Parameter sind Burst Guard Time, Präambel, Modulationsart, Vorwärtsfehlerkorrektur etc. für Anfragen, Modem Wartung und kurzen und langen zugewiesenen Datenblöcken. Bei einer zu kurzen Präambel kann der BurstEmpfänger nicht vollständig synchronisieren, zu kurze Guard Time zwischen den einzelnen Daten-Bursts können zu Interferenzen des auslaufenden mit dem anlaufenden Daten-Burst führen. Beides führt zu einer kleineren MER. 1.9.1.7 Fehlervektorbetrag Fehlervektorbetrag EVM (Error Vector Magnitude) ist wie das MER ein Mass für die Signalqualität und ist definiert als der Quotient aus dem mittleren Betrag des Fehlervektors und dem Betrag des Symbolvektors. EVM wird in % angegeben (Abb. 1.34).

EVM

EV SV

[%]

(1.48)

EV: Betrag Fehlervektor

SV: Betrag Symbolvektor

Abb. 1.34 Fehlervektorbetrag

1.9 Störungen

43

1.9.2 Bitfehlerrate Während im Konstellationsdiagramm Spitzenwert und Mittelwert der Vektoren feste Grössen zu sein scheinen, überlagert sich in Wirklichkeit Rauschen den fixen Symbol-Positionen. Dieses hat eine Gausssche Verteilung, d. h. die Rauschamplituden sind statistisch über die Zeitachse verteilt (beliebig hohe Rauschamplituden können beliebig selten auftreten). Derart hohe Rauschamplituden ergeben einen Summenvektor, welcher ausserhalb des Definitionsquadrats eines bestimmten Symbols im Konstellationsdiagramm zu liegen kommt (Abb. 1.35). So wird ein falsches Symbol erkannt und es entsteht ein Fehler. Mit Hilfe der komplementären Fehlerfunktion erfc kann die Bitfehlerrate (Bit Error Rate) BER in Abhängigkeit von Eb /N0 (siehe 1.9.1.5) berechnet werden. Für xQAM gilt BER |

wobei:

§ E 2§ 1 · 3 ˜k ˜ b ¨1  ¸ ˜ erfc ¨¨ k© N0 M ¹ © 2 ˜  M  1

· ¸ ¸ ¹

(1.49)

M = x, bei xQAM; z. B. M = 16, bei 16QAM k = log2(M) 1.00E+00 1.00E-01

5

10

15

20

25

30

1.00E-02

BER

1.00E-03 1.00E-04 1.00E-05 1.00E-06 1.00E-07 1.00E-08

BER(4QAM) BER(256QAM)

Eb/No BER(16QAM) BER(1024QAM)

BER(64QAM)

Abb. 1.35 BER (xQAM) als Funktion von Eb /N0

Zusammenhang MER und BER Das MER kann, wenn keine Bitfehler vorliegen, die Signalqualität sehr gut und differenziert beschreiben. Es kann aber zeitweilige Transiente nicht erfassen. Ein Signal kann sehr wohl eine gute Modulationsfehlerrate haben, aber eine schlechte Bitfehlerrate. Die Ursache liegt bei transienten Störgrössen (Bursts). Eine Spitzenwert-Messung des MER kann Hinweise geben, dass die BER ungünstig ausfallen kann, nämlich dann, wenn zwischen dem Mittelwert MERRMS und dem Spitzenwert MERPeak Unterschiede bestehen. Tabelle 1.12 gibt eine Übersicht über den thermischen Rauschabstand und die zugehörige Bitfehlerrate.

44

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Tabelle 1.12 Erforderlicher CNR für verschiedene Modulationsformate Modulationsformat

1.0E-04

1.0E-06

1.0E-08

1.0E-10

1.0E-12

BER

ASK & FSK

7

9

10

11

12

CNR [dB]

BPSK

9

11

12

13

14

CNR [dB]

QPSK

12

14

15

16

17

CNR [dB]

16QAM

19

21

22

23

24

CNR [dB]

32QAM

21

23

24

25

26

CNR [dB]

64QAM

25

27

28

29

30

CNR [dB]

256QAM

32

34

35

36

37

CNR [dB]

1.10 Zugriffsverfahren 1.10.1 Allgemeine Zugriffsverfahren Für die Verteilung der Kapazität im Übertragungsweg unter die verschiedenen Teilnehmer können verschiedene Verfahren angewendet werden. Man spricht von Zugriffsverfahren, da man auf das Übertragungsmedium zugreift (in Abb. 1.36 dargestellt). TDMA:

Zeitmultiplex-Zugriffsverfahren (Time Division Multiple Access); das Medium wird auf der Zeitachse gemeinsam benützt.

FDMA:

Frequenzmultiplex-Zugriffsverfahren (Frequency Division Multiple Access); das Medium wird auf der Frequenzachse gemeinsam benützt.

CDMA:

Codemultiplex-Zugriffsverfahren (Code Division Multiple Access); das Medium wird auf der Codeachse gemeinsam benützt.

OFDMA: Frequenzmultiplex-Zugriffsverfahren (Orthogonal Frequency Division Multiple Access); das Medium wird auf der Frequenzachse gemeinsam benützt. Dabei wird einem Benutzer eine Teilmenge der vielen Unterträger zugeteilt. Alle Unterträger sind dabei orthogonal zueinender. Dadurch steigt die spektrale Effizienz.

1.10 Zugriffsverfahren

45

Abb. 1.36 Die drei Zugriffsverfahren im Raum Zeit, Frequenz und Code

1.10.2 Zeitmultiplex Bei TDMA werden verschiedene Kanäle (Zugriffe) auf die Zeitachse verteilt. Jeder Teilnehmer erhält zeitverschachtelt Übertragungskapazität, sog. Zeitschlitze, zugeteilt. Der Empfänger erkennt sein Signal an der Lage seines Zeitschlitzes. Beispiele für TDMA sind ATM (Asynchronous Transfer Mode), SDH (Synchronous Digital Hierarchy, z. B. STM-1 mit 155 Mbps) oder ISDN (Integrated Services Digital Network). Zeitmultiplex führt zu keinem Bündelungsgewinn, da einmal vergebene Bandbreite bei Nichtgebrauch verloren ist. TDMA Systeme übertragen ausschliesslich auf digitaler Basis.

1.10.3 Frequenzmultiplex Im Fall von FDMA unterteilt man das verfügbare Frequenzband in Teilbänder. Der Empfänger kann sein Signal auf Grund der Frequenzlage eindeutig erkennen. Beispiele für FDMA sind Kabelkommunikationsnetze und DWDM (Dense Wavelength Division Multiplexing) für optische Übertragung auf der Glasfaser auf bis zu 80 verschiedenen Farben. FDMA ist mit analogen oder mit digital-modulierten Signalen möglich. Es ist eine Vielzahl von Modulationsverfahren verfügbar. Beispiele für analoge Modulationsverfahren sind Amplituden- und Frequenzmodulation, für digitale Modulation sind es QPSK und QAM.

46

1 Basiswissen für Zugangsnetze

1.10.4 Spread Spectrum Spread Spectrum ist das komplizierteste aber auch modernste aller Zugriffsverfahren. Es wurde im zweiten Weltkrieg für militärische Zwecke entwickelt, fand dann in der Raumfahrt breite Anwendung und hat im Mobilfunk seine ganz besondere Bedeutung erlangt. Spread Spectrum ist sehr widerstandsfähig und deshalb geeignet für die Übertragung von Signalen in gestörter Umgebung. Es gibt drei Hauptgruppen von Spread Spectrum-Verfahren:

x Direct-Sequence-Spread-Spectrum (DS-SS), x Frequency-Hopping-Spread-Spectrum (FH-SS), x Code Division Multiple Access: – A-CDMA: asynchrones CDMA, – S-CDMA: synchrones CDMA. Allen Spread-Spectrum-Verfahren ist gemeinsam, dass Störabstand gegen Bandbreite „eingetauscht“ wird. Gleichung (1.50) zeigt den von Shannon gefundenen Zusammenhang: P· § B ˜ log 2 ¨ 1  ¸ N © ¹

C

wobei:

C B P N

: : : :

(1.50)

Kapazität [bps] Bandbreite [Hz] Signalleistung [W] Rauschleistung [W]

1.10.4.1 Direct-Sequence-Spread-Spectrum Direct-Sequence-Spread-Spectrum verwendet eine Chipsequenz zur Modulation der Daten mit einer mindestens 10-mal höheren Datenrate. Die Chipsequenz ist für jeden Verbindungspfad einmalig. Die durch die Modulation entstehende Datenrate ist sehr viel höher als diejenige der zu übertragenden Daten; man sagt, man habe das Spektrum gespreizt. Abbildung 1.37 zeigt den Mechanismus an einem einfachen Modell. Drei Sender werden mit der Datensequenz 1011 (Zeile 1) und der individuellen Chipsequenz (Pseudo-Random-Number) moduliert (Zeilen 2 bis 4). Es wird angenommen, dass gerade die Daten A übertragen werden (Zeile 5). Zeile 6 zeigt die mit der richtigen Chipsequenz A zurückgewonnenen Daten. Zum Vergleich zeigen die Zeilen 7 und 8 mit den Chipsequenzen B bzw. C ergebnislos zurückgewonnene Daten.

Sender A, B, C

1.10 Zugriffsverfahren

47

identische Daten von A, B, C gesendet 1

Chipsequenz

Daten mit Chipsequenz A gespreizt (XOR)

A

2 Daten mit Chipsequenz B gespreizt (XOR)

B

3 Daten mit Chipsequenz C gespreizt (XOR)

C

4

Übertragung

Chipsequenz A für die Decodierung beim Empfang 5 mit Chipsequenz A zurückgewonnene Daten von A Daten von A, gewonnen durch Empfang XOR mit A-Chip

6 mit Chipsequenz A zurückgewonnene Daten von B

Daten von B, gewonnen durch Empfang XOR mit A-Chip

7 mit Chipsequenz A zurückgewonnene Daten von C

Daten von C, gewonnen durch Empfang XOR mit A-Chip

8

Abb. 1.37 Direct-Sequence Spread Spectrum

1.10.4.2 Synchronized-Code-Division-Multiple-Access Synchronized-Code-Division-Multiple-Access (S-CDMA) ist in Abb. 1.38 dargestellt und zeigt ein Modell für den gleichzeitigen Zugriff. Die Signale A, B und C werden nun gleichzeitig übertragen. Dem Modell zuliebe wird 1 mit 1 und 0 mit í 1 dargestellt. Die Daten A, B und C werden mit der Chipsequenz gespreizt (XOR-Funktion) und summieren sich bei der Übertragung. Der Empfang der Daten A, B und C ergibt sich durch Summensignal (A, B bzw. C) mal Chipsequenz (A, B bzw. C) je pro Datenbit. Nun wird pro Datenbit die Summe gebildet und durch 8 dividiert. Es entstehen die ursprünglichen Daten A, B und C.

48

1 Basiswissen für Zugangsnetze

0 1

Signalbit gespreizt Signalbit gespreizt 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1

1 steht für 1, -1 steht für 0

1 0

Signalbit gespreizt Signalbit gespreizt -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1

1 steht für 1, -1 steht für 0

1 1

Signalbit gespreizt Signalbit gespreizt -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1

1 steht für 1, -1 steht für 0

Chipsequenz Z A 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 B 1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 C 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1

1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1

Signal A XOR Chipsequenz A Signal B XOR Chipsequenz B Signal C XOR Chipsequenz C

Signal A

Signal B

Signal C

Übertragung

-1 -1 3 -1 3 -1 -1 -1 -1 3 -1 -1 -1 3 -1 -1

S = Summe von A, B und C

Empfang Signal A

-1 1 -1 1

-1 -1 1 1

3 1 3 1

-1 -1 1 1

3 1 3 1

-1 -1 1 1

-1 1 -1 1

-1 -1 1 1

-1 1 -1 -1

3 -1 -3 -1

-1 1 -1 -1

-1 -1 1 -1

-1 1 -1 -1

3 -1 -3 -1

-1 1 -1 -1

-1 -1 1 -1

S = Summe von A, B und C Z(A) = Chipsequenz A S mal Za Signal A decodiert

Empfang Signal B

1 1 -1 -1

1 1 -1 -1

5 -1 -3 -1

1 -1 1 -1

5 -1 -3 -1

1 1 -1 -1

1 1 -1 -1

1 -1 1 -1

-1 1 -1 1

-5 1 3 1

-1 -1 1 1

-1 -1 1 1

-1 -1 1 1

-5 1 3 1

-1 1 -1 1

-1 -1 1 1

S = Summe von A, B und C Z(B) = Chipsequenz B S mal Zb Signal B decodiert

Empfang Signal C

-1 1 -1 -1

-1 -1 1 -1

-5 -1 -3 -1

-1 1 -1 -1

-5 -1 -3 -1

-1 -1 1 -1

-1 1 -1 -1

-1 1 -1 -1

1 1 -1 -1

5 -1 -3 -1

1 -1 1 -1

1 1 -1 -1

1 -1 1 -1

5 -1 -3 -1

1 1 -1 -1

1 1 -1 -1

S = Summe von A, B und C Z(C) = Chipsequenz C S mal Zc Signal C decodiert

Abb. 1.38 Beispiel für S-CDMA mit 3 gleichzeitig übertragenen Signalen

Die gezeigten Modelle gehen davon aus, dass am Empfangsort Chipsequenz und Timing bekannt ist. Die Chipsequenz muss dem Empfänger bekannt sein, das Timing wird durch einen Synchronisationsprozess erreicht. Lange Chipsequenzen erlauben viele parallele Zugriffe bei entsprechend grosser Bandbreite. Das Verhältnis Chiprate zu Datenrate bezeichnet man als Processing Gain (10-fach höhere Chiprate bedeutet 10 dB Processing Gain). Im Fall von S-CDMA leuchtet ein, dass die Amplitude der empfangenen Signale möglichst gleiche Amplituden haben müssen. Deshalb wird in solchen Netzen die Sendeleistung aller Stationen geregelt. Da bei CDMA die gleiche Bandbreite (mit verschiedenen Codes) gleichzeitig von verschiedenen Sendestationen benützt wird, ist jede Station Störsender der anderen. Das ist auch der Grund, dass es eine bestimmte Anzahl Sender gibt, welche gleichzeitig senden können und dabei die gegenseitige Störung nicht Überhand nimmt. Interessanterweise ist diese Grenze elastisch, d. h. es sind weitere Verbindungen bei Unterschreiten des Vorgabestörabstandes möglich. Bei Betrieb von DOCSIS 2.0 mit S-CDMA ist typisch, dass der Upstream-Pegel auf dem Netz von der Anzahl gleichzeitig aktiven Modems abhängig ist. Je mehr Modems senden, desto grösser ist der Pegel im Upstream und desto mehr verschwindet auch die relative Unempfindlichkeit gegen Geräusche von S-CDMA. Der verkraftbare Störabstand deckt sich langsam mit dem von TDMA. 1.10.4.3 Frequency-Hopping-Spread-Spectrum Frequency-Hopping-Spread-Spectrum benützt für die Übertragung verschiedene Frequenzfenster. Es gibt auch Verfahren für die Übertragung analoger Signale mit Analog-Spread-Spectrum Technologie.

1.10 Zugriffsverfahren

49

1.10.4.4 Orthogonal Frequency Division Multiple Access Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) ist dem Wesen nach ein Frequenzmultiplex-Zugriffsverfahren, mit dem Unterschied, dass die orthogonal angeordneten Unterträger näher zueinander liegen. Sie werden gruppenweise den verschiedenen Benützern zugewiesen. Abbildung 1.39 zeigt verschiedene Varianten von OFDMA:

x Block-FDMA (a): Jeder Benützer erhält eine zusammenhängende Teilmenge der Unterträger zugeteilt. Die Zuteilung bleibt über die folgenden Symbole erhalten. x Adaptive Frequency Hopping oder Random Allocation (b): Jeder Benützer erhält laufend eine andere, nicht zusammenhängende Teilmenge der Unterträger zugewiesen. x Interleaved FDMA (c): Jeder Benützer erhält eine Teilmenge von Unterträgern, welche mit solchen von anderen Benützern verschachtelt sind. Die Zuteilung bleibt über die folgenden Symbole erhalten. x OFDM-TDMA (d): Ein Benützer erhält für die Dauer eines Symbols alle Unterträger zugeteilt, während der nächsten Symboldauer erhält der nächste Benützer alle Unterträger etc. a: OFDM-FDMA (Block FDMA)

c: Interleaved FDMA

User 1

Subcarrier

Subcarrier

User 1

User 2

User 3

User 2 User 3 User 4

User 4

Symboldauer

t

d: OFDM TDMA

b: OFDM adaptive frequency hopping

User 2

User 3

Subcarrier

User 1

Subcarrier

t

Symboldauer

User 1 User 4 User 2

User 3

Symboldauer

Abb. 1.39 Varianten von OFDMA

t

Symboldauer

t

50

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Subcarrier fN

2 … L

Subcarrier f..

Spreizcode 1

Subcarrier f2

Subcarrier f1

Abbildung 1.40 zeigt eine weitere Variante von OFDM mit MC-CDMA (Multi Carrier Code Division Multiplexing). Dabei wird der Datenstrom gespreizt und pro Chip auf einen Unterträger moduliert. Abbildung 1.41 zeigt MC-DS-CDMA (Multi Carrier Direct Sequence Code Division Multiplexing) mit der Aufteilung des ankommenden Datenstroms auf viele parallele und langsamere Datenströme. Letztere werden anschliessend gespreizt und einem Unterträger aufmoduliert.

Gespreizte Datensymbole

x Datensymbole

x x

1

x x

2 ..

x x

x

Źspreizen

Źmodulieren

L Symboldauer

MC-CDMA

Subcarrier fN

Subcarrier f..

2 … L

Subcarrier f2

Spreizcode 1

Subcarrier f1

Abb. 1.40 MC-CDMA

Gespreizte Datensymbole

Datensymbole

Serie/ParallelUmsetzung

1

x

2 ..

L

x x

x x

x x

x

Źspreizen

Źmodulieren

Symboldauer

MC-DS-CDMA

Abb. 1.41 MC-DS-CDMA

1.10.5 Spezielle Zugriffsverfahren Abbildung 1.42 zeigt eine Übersicht von in der Netzwerktechnik gebräuchlichen Zugriffsverfahren.

1.10 Zugriffsverfahren

51

Zugriffsverfahren

Hybrider Zugriff

Contention Based Zugriff

Reservation

CSMA

Aloha

Ethernet

Slotted Aloha

Gesteuerter Zugriff

Reines TDMA

Abfrage

Token

Token Ring

FDDI

Token Bus

Pure Aloha

Abb. 1.42 Übersicht Zugriffverfahren

Grob kann in drei Hauptgruppen eingeteilt werden:

x Kontrolliertes Zugriffsverfahren. Hier wird der Zugriff organisiert durch definierte Zeitschlitze, durch Abfrage oder durch einen Token (Spielmarke), welcher die Sendeberechtigung gibt. x Hybride Zugriffsverfahren. x Contention Based Zugriffsverfahren. Die Zugriffe stehen in Konkurrenz zueinander, es ist eine Sendeberechtigung auszuhandeln. Kollisionen von Datenpaketen sind zulässig. Kollisionen sind Ineffizienzen; das Verfahren versucht, sie durch eine Strategie zu minimieren. In unserem Zusammenhang sind folgende Zugriffsverfahren von besonderem Interesse:

x Slotted Aloha, x DOCSIS, x Ethernet (siehe Kapitel 9 und 10). Slotted Aloha ist die Weiterentwicklung des 1970 an der Universität Hawaii entwickelten Aloha Protokolls. Da man die Inseln nicht über Kabel verbinden konnte, baute man ein Funknetz. Das Verfahren ist einfach: Jede Station darf jederzeit senden. Über einen separaten Rückkanal erfolgt dann die Bestätigung. Senden zwei Stationen gleichzeitig, entsteht eine Kollision, die Daten sind verloren und es erfolgt keine Bestätigung. Erfolgt eine Bestätigung, können weitere Daten gesendet werden. Im Falle der Kollision warten beide Stationen eine Zufallszeit ab und senden erneut. Solange die Benützung klein ist, arbeitet das System gut, es erreicht bei 18% Auslastung ein Maximum an Datendurchsatz. Bei Slotted-Aloha teilt ein Zeitmarkensender Zeitschlitze zu. Damit kann der Datendurchsatz für das Maximum auf 36% Netzauslastung gesteigert werden. DOCSIS (siehe auch Kapitel 7) benützt in Kombination und sehr spezialisiert verschiedene Zugriffsverfahren. Es muss auch dafür sorgen, dass sich unbekannte Geräte anmelden können. Im Grundsatz verteilt der DOCSIS-CMTS Zeitschlitz-

52

1 Basiswissen für Zugangsnetze

tabellen in Vorwärtsrichtung. Ein Teil dieser Schlitze wird den Modems individuell zugewiesen, ein anderer Teil steht für alle Modems zur Verfügung und wird in der Anmeldephase eines Modems benützt. Hier können gleichzeitige Aussendungen mehrerer Modems (Kollisionen) geschehen. Der CMTS optimiert die Kollisionen mittels Contention Resolution Algorithm (CRA). Der DOCSIS-CMTS ist in der Lage, verschiedenartige Dienste (Internet, Telefonie, Streaming) bedürfnisgerecht zu bedienen. Quality of Service (QoS) ist ab DOCSIS 1.1 implementiert.

1.11 Informationstheorie 1.11.1 Einführung Die Informationstheorie ist eine mathematische Theorie aus dem Bereich der Wahrscheinlichkeitsrechnung und Statistik, die auf Claude Shannon5 zurückgeht. Sie beschäftigt sich mit Begriffen wie Information, Entropie, Informationsübertragung, Datenkompression, Kodierung, Kryptographie und verwandten Themen. Entropie als Begriff in der Informationstheorie ist in Analogie zur Entropie in der Thermodynamik6 und statistischen Mechanik zu verstehen. Die Quelle wird von Shannon mit einem statistischen Modell beschrieben, in dem lediglich die verfügbaren Zeichen und deren Auftretenswahrscheinlichkeit eine Rolle spielen. Eine diskrete7 Quelle wählt aus einem endlichen Zeichenvorrat mit N Zeichen und erzeugt so Zeichenfolgen, also Nachrichten. Die Bedeutung der Zeichen und damit der Nachricht wird von Shannon nicht betrachtet. Ausgehend von einem Zeichenvorrat einer Zelle X = x1 ... xi ... xn und den zugehörigen Auftretenswahrscheinlichkeiten p(x1) ... p(xi) ... p(xn) wird der Entscheidungsgehalt einer Quelle mit H0 = log2 (N) [bit/Zeichen] definiert. Der für die Informationstheorie zentrale Begriff des Informationsgehaltes des einzelnen Zeichens hängt nur ab von der Auftretenswahrscheinlichkeit I(xi) = log2(1/p(xi) [bit]. Die Einheit des Informationsgehaltes heisst bit (basic indissoluble information unit). Das ist leicht zu verwechseln mit der Einheit für die Darstellung von Daten 5

1948 veröffentlichte Shannon seine bahnbrechende Arbeit „A Mathematical Theory of Communication“ („Mathematische Theorie der Kommunikation“). In diesem Aufsatz konzentrierte er sich auf das Problem, unter welchen Bedingungen eine von einem Sender codierte und durch einen Kommunikationskanal übermittelte Information am Zielort wieder hergestellt, also ohne Informationsverlust, dekodiert werden kann. Zu diesem Zweck entwickelte er das Konzept der Entropie. 6 „Je weniger geordnet ein System ist, umso mehr steigt seine Entropie.“ 7 Gegensatz: analoges Signal als kontinuierliche Quelle; der Informationsgehalt ist nur nach Umwandlung von analog nach digital zu berechnen. Dazu wird das Signal in n diskrete und gleich grosse Werte zerlegt.

1.11 Informationstheorie

53

mit Hilfe binärer der Zeichen Bit ("binary digit"). Im Gegensatz zum bit sind nur ganzzahlige Bit möglich. Zur Darstellung von n bit werden also aufgerundete n Bit benötigt. Der Informationsgehalt eines Zeichens ist somit umso grösser, je kleiner seine Auftrittswahrscheinlichkeit ist. Davon ausgehend beschreibt die Entropie H(X) den mittleren Informationsgehalt einer Quelle: H X

n

¦ p ( xi ) ˜ I ( xi )

(1.51)

n ¦ i

(1.52)

i

H X

p ( xi ) ˜ log 2 [ p ( xi )] [bit/Zeichen]

p(xi) : Wahrscheinlichkeit, mit der das i-te Symbol mit dem Informationsgehalt I(xi) auftritt.

wobei:

Die Differenz von Entscheidungsgehalt H0 und Entropie H(X) ist die Redundanz der Quelle RQ = H0 – H(X). Die Summe aller Produkte aus Informationsgehalt I(xi) und der Auftretenswahrscheinlichkeit p(xi) ergibt die Anzahl bits, die zur Darstellung der Information mindestens notwendig sind (Beispiel siehe Tabelle 1.13). Tabelle 1.13 Zusammenhänge am Beispiel einer Quelle mit 8 Zeichen Beispiel für eine Quelle mit 8 Zeichen i

1

2

3

4

5

6

7

8

p(xi)

0.300

0.158

0.122

0.110

0.200

0.040

0.050

0.020

I(xi)

1.737

2.662

3.035

3.184

2.322

4.644

4.322

5.644

p(xi) · I(xi)

0.521

0.421

0.370

0.350

0.464

0.186

0.216

0.113

Entscheidungsgehalt H0 der Quelle,

ĺ log2 (Zeichenvorrat)

3

Entropie der Quelle H(X),

ĺ Ȉ p(xi) · I(xi)

2.64

Redundanz RQ der Quelle,

ĺ H0 – H(X)

0.36

1.11.2 Beispiele und Definitionen Der Informationsgehalt einer Information I wird also allgemein durch deren Entropie H(I ) ausgedrückt. Allgemein hat eine Information die Entropie H(I ) = log2(n) [bit], wobei n die Zahl der möglichen Bedeutungen ist und man davon ausgeht, dass alle gleich wahrscheinlich sind:

54

1 Basiswissen für Zugangsnetze

x Die Entropie einer Information, die das Geschlecht angibt, beträgt log2(2) = 1 bit und kann mit 1 Bit dargestellt werden. x Die Entropie einer Nachricht, die den Wochentag angibt (000 ... 110 für Sonntag bis Samstag; 111 bleibt als überzählig ungenutzt), beträgt log2(7) = 2.8 bit und kann mit 3 Bit dargestellt werden. Definitionen zur Entropie:

x x x x

Die Entropie ist ein Mass für die Unordnung eines Systems. Je mehr Zufall in einem System steckt, desto höher ist die Entropie. Die Entropie ist ein Mass für die Verteilung von Energie und Materie. Je höher die Entropie, desto gleichmässiger und zufälliger ist etwas verteilt.

In der Mathematik, Statistik und Informationstheorie ist die Entropie ein Mass für die Menge an Zufall, der in einem Zufallsprozess steckt:

x x x x

Im Wurf einer idealen Münze steckt per Definition die Entropie 1 bit. In einem sicheren Ereignis steckt die Entropie 0 bit = kein Zufall. In einem unmöglichen Ereignis steckt die Entropie 0 bit = kein Zufall. Wirft man eine ideale Münze n mal, so steckt in der gewonnenen Zufallssequenz die Entropie n bit. x Die Entropie kann keine negativen Werte annehmen. In der Übertragungstechnik ist die Entropie ein Mass für die Unsicherheit einer Nachricht. Sie gibt die Anzahl von Klartextbits an, die man wiederherstellen muss, um eine Nachricht zu verstehen. Hat eine Nachricht eine Entropie von 1, muss man lediglich 1 Bit entschlüsseln, um die gesamte Nachricht zu rekonstruieren. Somit ist die Entropie für die Codierung von zentraler Bedeutung.

1.11.3 Zum Informationsgehalt digitaler Signale Erscheint beim Empfänger immer nur das gleiche Zeichen, so ist p = 1 und I = 0 bit. Es wird keine Information übertragen, da feststeht, welches Zeichen als nächstes in der Zeichenkette (Information, Nachricht) auftreten wird. Die Nachricht ist somit leer. Sendet die Nachrichtenquelle beide Dualzeichen mit gleicher Wahrscheinlichkeit, d. h. p = ½, so ist I = 1 bit für jedes einzelne Zeichen. Sendet die Quelle n verschiedene Zeichen mit den gleichen Wahrscheinlichkeiten p = 1/n, dann ist:

I = log2(1/p) = – log2(p) = – log2(1/n) = – [log2(1) – log2(n)] = log2(n)

[bit]

Beispiel Informationsgehalt der deutschen Schriftsprache. Nimmt man an, dass alle 30 Zeichen (29 Buchstaben + Zwischenraum) gleich verteilt sind, so gilt p = 1/30.

1.11 Informationstheorie

55

Der Informationsgehalt I = – log2(1/30) = log2(30) = 4.9 bit. Zur binären Darstellung eines Zeichens benötigt man daher mindestens 5 Bit. Die Betrachtung in Tabelle 1.14 ist stark vereinfacht, da die Buchstaben nicht mit gleicher Wahrscheinlichkeit auftreten. Tabelle 1.14 Zeichenwahrscheinlichkeit deutsche und englische Sprache Zeichen: deutsch englisch Zeichen: deutsch englisch

a 6.47 8.04 n 9.84 7.09

b 1.93 1.54 o 2.98 7.6

c 2.68 3.06 p 0.96 2

Zeichenwahrscheinlichkeit in % d e f g h 4.83 17.48 1.65 3.06 4.23 3.99 12.51 2.3 1.96 5.49 q r s t u 0.02 7.54 6.83 6.13 4.17 0.11 6.12 6.54 9.25 2.71

i 7.73 7.26 v 0.94 0.99

j 0.27 0.16 w 1.48 1.92

k 1.46 0.67 x 0.04 0.19

l 3.49 4.14 y 0.08 1.73

m 2.58 2.53 z 1.14 0.09

1.11.4 Informationsgehalt analoger Signale Bei analogen Signalen handelt es sich um kontinuierliche Kanäle, auf deren Eigenschaften in dieser Ausarbeitung nicht weiter eingegangen wird. Es sei aber soviel gesagt, dass sich der Informationsgehalt nur nach Umwandlung von analog nach digital berechnen lässt. Dazu wird das Signal in m diskrete und gleich grosse Werte zerlegt. Der Informationsgehalt für das analoge Signal ist dann log2 (m). Beispiel Ein Telefongespräch wird digitalisiert, indem die Schallamplituden in 128 Stufen unterteilt werden. Jeder Amplitudenwert kann also durch eine Folge von 7 binären Zeichen dargestellt werden. Dies geschieht 5’000mal pro Sekunde. Eine Nachricht von 1s Dauer enthält somit I = 35’000 bit Information (log2 (128) mal 5’000).

1.11.5 Codierungstheorie Ein Code ist eine umkehrbar eindeutige Zuordnungsvorschrift für eine Zeichenmenge, welche elementweise einer Codemenge zugeordnet ist. Codes können für verschiedene Aufgaben verwendet werden:

x x x x x

Speicherung, Übertragung, Komprimierung, z. B. von Bildern oder Video, Verschlüsselung, Veranschaulichung.

56

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Im Folgenden geht es um die Übertragung von Daten und um deren Fehlerschutz bei der Einwirkung von Störungen. Abbildung 1.42 zeigt eine Übersicht der verschiedenen Codefamilien. Mit k binären Stellen lassen sich 2k Informationswörter darstellen. Eine Abbildungsvorschrift beschreibt, wie die Informationswörter 2n Codewörtern zuzuordnen sind (Abb. 1.43). In der Menge aller Wörter existieren genau 2n Codewörter. Dabei können Wörter unbenützt bleiben. Wenn alle benützt werden, handelt es sich um einen vollständigen Code. Aus dem vorstehend Beschriebenen lässt sich die Coderate R und die Redundanz r ableiten

R

r

k n

(1.53)

n  k n

1 R

(1.54)

Codes

Faltungscodes

Blockcodes

Nichtbinäre Blockcodes

Binäre Blockcodes

Reed-Solomon Codes

BCH Codes

Hamming Codes

Reed-Muller Codes

Zyklische Codes Gruppencodes

Abb. 1.43 Übersicht verschiedener Codes

Menge aller Wörter der Länge n.

Menge aller Informationswörter der Länge k. Abbildungsvorschrift

w = (w 1, w 2, ... w i) i = 2k

c = (c1, c2, ... cj )

Wort der Länge n, ist Codewort

j = 2n

Wort der Länge n, ist kein Codewort Informationswort

Abb. 1.44 Abbildungsvorschrift Informationswort zu Codewort

1.11 Informationstheorie

57

Binäre Codewörter sind Dualzahlen; sie werden aus dem Zeichenvorrat {0,1} gebildet. Bei gleichlangen Codes besitzen alle Codewörter die gleiche Anzahl Stellen. Ungleichlange Codes, auch variable Codes genannt, haben Codewörter unterschiedlicher Länge. In der Praxis werden vorzugsweise gleichlange Codes benutzt, weil diese besser zu verarbeiten sind. Bei vollständigen Codes sind alle aus dem Zeichenvorrat möglichen Codewörter zugelassen und gültig. Unvollständige Codes lassen mögliche Codewörter unbenützt. Bei prüfbaren Codes sind nicht alle Codewörter zugelassen. Die Verteilung für gültige und ungültige Codewörter erfolgt so, dass bei Verfälschung eines Codewortes beim Übertragen der Nachricht nur ein ungültiges, aber kein anderes gültiges Codewort entstehen kann. Ein gleichgewichtiger Code hat in jedem Codewort die gleiche Anzahl Einsen. Beispielsweise kann ein 7-stelliger Code aus 3 Einsen und 4 Nullen bestehen. Das Gewicht eines solchen Codes wäre 3, da zur Bezeichnung des Gewichtes eines Codewortes immer die Anzahl Einsen dient. Ein gleichgewichtiger Code mit geradzahligem Gewicht hat folglich immer eine gerade Anzahl von Einsen in jedem Codewort. Ungleichgewichtige Codes haben eine unterschiedliche Anzahl Einsen in jedem Codewort. Dazu zählen alle vollständigen Codes. Für einen Minimalcode wird nur die absolut notwendige Anzahl Stellen verwendet. Im besten Fall enthält er keine Redundanz. Minimalcodes können nie gleichgewichtig sein.

Systematische Codes werden systematisch konstruiert; sie sind nicht willkürlich nach der Abstandsregel (Abstand ĺ Distanz) entstanden. In einem systematischen Code werden die Prüfbits eindeutig und sinnvoll zu den Datenbits hinzugefügt, so dass auch später noch zu erkennen ist, welche Stellen Prüf- und welche Datenbits enthalten. Bei nichtsystematischen Codes ist diese Unterscheidung nicht mehr möglich. Nichtsystematische Codes sind beispielsweise gleichgewichtige binäre Codes. Die Distanz zwischen Codewörtern ist die Anzahl Stellen, die mit unterschiedlichen Werten belegt sind. Beispielsweise ist die Distanz zwischen 110 und 010 genau eins, weil sich die beiden Codewörter in einer Stelle unterscheiden. Als Hamming-Distanz bezeichnet man die kleinste auftretende Distanz zwischen zwei Codewörtern innerhalb eines definierten Codes. Sie gibt an, wieviele Bits sich ändern müssen, damit ein neues, gültiges Codewort entsteht. Beim Blockcode sind alle Codewörter von gleicher Länge. Die Hamming Distanz ist bestimmbar und der Code wird als vollständig bezeichnet, wenn bei gleichbleibender Länge kein weiteres Codewort mehr gefunden werden kann.

58

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Beim Präfixcode und beim Suffixcode ist kein Anfang bzw. kein Ende eines Codewortes der Anfang bzw. das Ende eines anderen Codewortes.

Fehlerkorrigierende Codes enthalten Redundanz, so dass beim Vorliegen eines Fehlers das korrekte Codewort aus den Prüfbits ermittelt werden kann. Je mehr Fehler erkannt und korrigiert werden sollen, desto mehr Prüfbits müssen in den Code eingebaut werden. Ein Beispiel für einen fehlerkorrigierenden Code ist der Hamming-Code. Mit einer Hamming-Distanz von 2 kann ein Fehler erkannt, aber keiner korrigiert werden. Bei einer Hamming-Distanz von 3 können 2 Fehler erkannt oder 1 Fehler korrigiert werden usw. Der Reed Solomon Code (siehe 1.13.3.3), ein Blockcode kann Büschelfehler korrigieren und ist leistungsfähig und weit verbreitet.

Interleaving, auch Codespreizung oder Verschachtelung genannt, unterstützt in hohem Masse die Leistungsfähigkeit von Codes und macht diese widerstandsfähiger gegen Bündelfehler. Interleaving kann als Blockinterleaving oder Faltungsinterleaving angewendet werden. Der Faltungscode (siehe 1.13.3.5) ist nicht bitgruppen- sondern bitstromorientiert. Die Eingangsdaten werden kontinuierlich in ein Schieberegister eingelesen und die Ausgangsbits durch Abgriffe am Schieberegister erzeugt. Faltungscodes lassen sich nach dem Verfahren nach Viterbi decodieren. Dabei werden über mehrere Taktzyklen die Empfangsdaten nach der grössten Wahrscheinlichkeit zurückgewonnen (Maximum Likelihood Decoder). Es lassen sich sehr gute Ergebnisse bei der Fehlerkorrektur erzielen. Bei der Punktierung eines Faltungscodes werden gezielt Bits aus dem Datenstrom entfernt. Dabei verringern sich die Redundanz, die übertragene Datenmenge und auch die Korrekturfähigkeit. Streicht man bei einer Coderate von ½ jedes dritte Bit, so steigt die Coderate auf ¾.

Verkettete Codes treiben die Kapazität weiter zur Shannon-Grenze. Es gibt parallel verkettete Codes (Turbo-Code) und seriell verkettete Codes. Man spricht dann von einem inneren und einem äusseren Code. Üblich ist als inneren Code Reed Solomon einzusetzen und als äusseren Code einen Faltungscode (Trellis, Viterbi). Abbildung 1.47 zeigt die Verschachtelung der Codes. Der Codebaum (Abb. 1.45) zeigt die eindeutige Abbildung des Codes in grafischer Form. Beginnend beim Stamm (Start) werden an jeder Verzweigung 0 oder 1 zugewiesen. Die Spitzen (Blätter) des Codebaumes enthalten die möglichen Codewörter. Bei Codes mit gleichlangen Codewörtern haben alle Spitzen die gleiche Verästelungstiefe.

1.12 Modell der Nachrichtenübertragung

59

0

000

0

1

001

1

0

010

2

1

011

3

0

100

4

1

101

5

0

110

6

1

111

7

0 0 1 Start 0 1 1

Abb. 1.45 Codebaum

1.12 Modell der Nachrichtenübertragung 1.12.1 Modellierung In einem einfachen Kommunikationsmodell wird eine Nachricht von der Quelle zur Senke über eine Leitung (Übertragungsmedium) übertragen. Quelle und Senke verfügen über den gleichen Zeichenvorrat (Buchstaben, Binärzeichen etc.). Die Nachricht wird an der Quelle erzeugt und mit einer Folge von Einzelzeichen aus dem gemeinsamen Zeichenvorrat beschrieben. Die Nachricht wird physikalisch repräsentiert durch das Signal, beispielsweise einen Spannungsverlauf oder den Verlauf des elektromagnetischen Feldes. Das Signal wird über einen Kanal in der Leitung zur Senke übertragen und dort interpretiert. Eine Nachricht heisst irrelevant, wenn die Senke keine Darstellung findet (z.B. unbekannter Zeichensatz). Sie heisst redundant, wenn sie aus vorangegangenen Zeichen vorhersagbar ist. Eine Nachricht muss für eine weitere Verwendung mindestens relevant, aber nicht redundant sein. Redundanz kann eine Vorhersage ermöglichen und wird diesbezüglich für die Fehlerkorrektur eingesetzt. Störung

Quelle

Wandler

Leitung

Wandler

Senke

Abb. 1.46 Einfaches Kommunikationsmodell

Abbildung 1.46 und Abb. 1.47 zeigen in einfacher und in erweiterter Form das Kommunikationsmodell für die Übertragung von digitaler Information von der Quelle zur Senke. Die folgenden Abschnitte gehen auf die einzelnen Module ein.

60

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Quelle

QuellenCodierer

KanalCodierer

LeitungsCodierer

Störung

Leitung

LeitungsDecodierer

KanalDecodierer

QuellenDecodierer

Senke

Abb. 1.47 Erweitertes Kommunikationsmodell

1.12.2 Quellencodierung Die Nachricht aus einer Quelle enthält normalerweise Redundanz (Wiederholungen) und Irrelevanz (nicht zur Sache gehörige Information). Man spricht deshalb von Nachricht und redundanzbereinigter Information. Es gilt an der Quelle

x die Redundanz zu reduzieren (reversibel), z. B. Lauflängencodierung (AAAAAAGGGGG ĺ 6A5G), x die Entropie zu reduzieren (nicht relevante Teile weglassen, irreversibel), z. B. A/D-Wandlung (Analog-Digital-Wandlung), MPEG-Codierung (Motion Picture Expert Group). Angestrebt wird eine minimale Wortlänge des abgetasteten und quantisierten Signals, also eine minimale Nachrichtenmenge (minimale Anzahl Binärstellen), um das Signal an der Senke wieder zu rekonstruieren. Das Entfernen der Redundanz wird mittels Datenkompression erreicht. Die Entropie stellt die untere erreichbare Grenze der Nachrichtenmenge dar (mit weniger Binärstellen als der Entropie lässt sich kein Signal ohne Informationsverlust darstellen). Höhere Kompression lässt sich nur mit gewissen Informationsverlusten darstellen.

1.12.3 Scrambling / Randomizing Ziel des Scrambling (Verwürfelung) ist, lange Null- und Einsfolgen zu vermeiden. So wird eine unerwünschte Gleichstrom- oder Niederfrequenzkomponente vom Kanalcodierer ferngehalten, und dem Empfänger wird das Synchronisieren auf die einlaufende Bitfolge erleichtert. Das Scrambling erzwingt eine quasistatistische Verteilung der Symbole und erhöht die Redundanz nicht.

1.12 Modell der Nachrichtenübertragung

61

1.12.4 Kanalcodierung

Reed-Solomon Coder Interleaver

Trellis Codierer

Reed-Solomon Layer

FEC Decodierung

ÜbertragungsKanal

Interleaving Layer

Trellis Codierer

Randomizer Layer

Randomizer Trellis Layer

FEC Codierung

Die Kanalcodierung sorgt für optimale Anpassung des Signals an einen verfügbaren Kanal und sichert die Nachricht gegen Störungen durch Fehlererkennung oder Fehlerkorrektur. Die Erhöhung der Störsicherheit geschieht durch sparsames Hinzufügen von Redundanz. Zu k Informationsbits werden r Redundanzbits hinzugefügt. Daraus folgt die Coderate R = k / (k + r). Die Coderate ist somit das Verhältnis von Nutzdaten zu Gesamtdaten.

De-Randomizer De-Interleaver Reed-Solomon Decoder

Abb. 1.48 Klassisches Modell der Fehlerbehandlung in einem Kanalcodierer

1.12.5 Leitungscodierung Oft wird die Leitungscodierung als Teil der Kanalcodierung betrachtet. Der Leitungscodierer (Modulator) sorgt für die Anpassung des Signals an die verfügbare Leitung (Medium). Die Leitungscodierung ist insbesondere an das Leitungsrauschen angepasst und berücksichtigt, dass eine gleichmässige spektrale Verteilung der Leistung in der Übertragungsbandbreite erreicht wird. Für die digitale Übertragung im analogen Leitungskanal wird die digitale Modulation eingesetzt.

62

1 Basiswissen für Zugangsnetze

1.13 Fehlerschutz 1.13.1 Einführung Man kann beim Fehlerschutz zwei Wege beschreiten, Fehlererkennung und Fehlerkorrektur. Bei der Fehlererkennung sorgt man dafür, dass ein Fehler erkannt werden kann. Der Empfänger verlangt dann eine erneute Übertragung der Daten. Die Fehlererkennung setzt bidirektionale Übertragung voraus. Bei der Fehlerkorrektur werden die Daten mit so viel Redundanz angereichert, dass der Fehler nicht nur erkannt, sondern auch (in gewissen Grenzen) korrigiert werden kann. Die Fehlerkorrektur ist bei unidirektionaler Übertragung das adäquate Mittel.

1.13.2 Fehlererkennung Eine einfache Methode zur Fehlererkennung ist die Paritätsprüfung. Die auf logisch 1 gesetzten Bits werden mit dem Paritätsbit auf eine gerade (even) oder ungerade (odd) Bitsumme ergänzt. Damit ist es möglich, einen Fehler im Byte zu erkennen. Die Paritätsprüfung ist ein sehr einfaches Prinzip und wird vor allem zur Speicherprüfung benützt. Eine bessere Methode ist die Quersummenbildung nach dem CRC-Verfahren (Cyclic Redundancy Check). Dabei wird vom Sender nach einem komplexen mathematischen Verfahren eine Quersumme über das Datenpaket gebildet und dem Paket angehängt (Trailer). Das Verfahren beruht auf der Polynomdivision. Der Empfänger berechnet seinerseits die Quersumme und vergleicht sie mit dem angehängten Wert. Kommt er zu demselben Ergebnis, kann von einer fehlerfreien Übertragung ausgegangen werden. Treten Unterschiede auf, ist die Übertragung fehlerhaft; das empfangene Paket wird nicht beachtet und im Allgemeinen eine Wiederaussendung veranlasst.

1.13.3 Fehlerkorrektur 1.13.3.1 Prinzip Bei der Fehlerkorrektur geht man einen Schritt weiter. Mit mehr Redundanz lassen sich eine oder mehrere Fehlerstellen identifizieren und korrigieren. In Tabelle 1.15 werden die Datenbits 110010011 in einer 3 × 3 Matrix dargestellt, wobei das unterstrichene Bit gekippt ist. Pro Zeile und pro Spalte wird die Parität mit einem Bit notiert. Eine gerade Anzahl von 1 ergibt einen Eintrag mit „0“, eine ungerade Anzahl einen Eintrag mit „1“. Mit dem gezeigten Verfahren lassen sich mehrere,

1.13 Fehlerschutz

63

aber nicht beliebige Fehler korrigieren. In der Praxis werden komplexere Verfahren eingesetzt. Tabelle 1.15 Datenbits werden horizontal und vertikal mit Paritybits gesichert Datenbits

Datenbits

Prüfbits

Prüfbits

1

1

0

0

0

1

1*

1**

0

1

1

0

1

1

1**

* Fehlerbit, zeigt 1 statt 0 ** Prüfbit zeigt Fehler in Zeile und Spalte an; damit kann das falsche Bit identifiziert werden

1.13.3.2 Hamming Code Tabelle 1.16 zeigt die Fehlerkorrektur am Beispiel eines (7,4) Hamming Codes. In diesem Beispiel werden pro 4 Informationsbits (A-D) 3 Prüfbits (E-G) hinzugefügt. Mit den 4 Informationsbits lassen sich 16 Werte codieren. Dabei werden mit Einschluss der 3 Prüfbits 7 Bits benötigt, welche eigentlich 128 Werte darstellen könnten. Es werden aber daraus nur die erwähnten 16 Werte benötigt; es handelt sich deshalb um einen unvollständigen Code. Die Differenz ist Redundanz und ermöglicht somit die Fehlerkorrektur. Die Prüfbits werden (E-G) werden nach folgendem Gleichungsschema bestimmt:

x Gleichung 1: x Gleichung 2: x Gleichung 3:

Bit E = A † B † C Bit F = A † B † D Bit G = A † C † D

† : XOR (Exklusives Oder) Nach der Übertragung wird das empfangene Codewort wieder nach dem vorstehend eingeführten Gleichungsschema

x Gleichung 1: x Gleichung 2: x Gleichung 3:

A † B † C = empfangenes Bit E? A † B † D = empfangenes Bit F? A † C † D = empfangenes Bit G?

( † : XOR (Exklusives Oder) geprüft.

64

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Tabelle 1.16 Hamming Codetabelle

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15

A 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

Codewort Datenbits / Datensymbol B C D 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 1 1 1

Prüfbits / Prüfsymbol E F G 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 1 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 1 1 1

Beispiel

x Es wird das folgende Codewort empfangen: 1 0 1 0 1 0 0 x Die Prüfung erfolgt mit den 3 Gleichungen: – Gleichung 1: A † B † C = empfangenes Bit E? ĺ 0 Gleichung 1 ergibt somit ĺ Falsch – Gleichung 2: A † B † D = empfangenes Bit F? ĺ 1 Gleichung 2 ergibt somit ĺ Falsch A † C † D = empfangenes Bit G? ĺ 0 – Gleichung 3: Gleichung 3 ergibt somit ĺ Wahr x Bei Anwendung der Tabelle 1.17 zeigt sich, dass das Bit B gekippt ist und dass das korrekte Codewort auf 1 1 1 0 1 0 0 zu korrigieren ist.

1.13 Fehlerschutz

65

Tabelle 1.17 Ermittlung des fehlerhaften Bits Fehlerhaftes Bit

Gleichung 1

Gleichung 2

Gleichung 3

Keines

Wahr

Wahr

Wahr

A

Falsch

Falsch

Falsch

B

Falsch

Falsch

Wahr

C

Falsch

Wahr

Falsch

D

Wahr

Falsch

Falsch

E

Falsch

Wahr

Wahr

F

Wahr

Falsch

Wahr

G

Wahr

Wahr

Falsch

1.13.3.3 Reed-Solomon Code Die bekannte Reed-Solomon Codierung ist dem Hamming-Code recht ähnlich. Der Unterschied ist, dass das RS Codewort über mehrere Symbole und nicht nur über einige Bits reicht. Beispielsweise bedeutet ein (255,235) RS Code eine Blocklänge von 255 Bytes oder Symbole, wobei 235 Bytes/Symbole Daten tragen und 20 Bytes/Symbole zur Prüfung dienen. Üblicherweise wird ein ReedSolomon Code mit den folgenden Parametern beschrieben, resp. hat folgende Eigenschaften:

m n k r T T T R

= Anzahl Bits pro Symbol, = Blocklänge in Anzahl Symbolen, = Länge der uncodierten Nachricht in Anzahl Symbolen, = (n – k), Anzahl Prüfsymbole, = Anzahl korrigierbare Symbolfehler, = (n – k)/2, wenn r gerade, = (n – k –1)/2, wenn r ungerade, = k/n, Coderate

Ein RS Code kann immer mit (n, k) beschrieben werden, wenn gilt n d 2m  1 und n  k t 2 ˜ T

(1.55)

Beispiel Ein (255,235) RS Code gruppiert eine Nachricht von 235 8-Bit Symbole und fügt 20 8-Bit Prüfsymbole hinzu. Die gesamte Blocklänge beträgt also 255 Symbole

66

1 Basiswissen für Zugangsnetze

zu 8 Bit. Für diesen Fall beträgt die Redundanz somit 8 % und die Coderate beträgt R = 235/255 = 92 %. 1.13.3.4 Interleaving Werden die Bits zeilenweise in einen Speicher eingelesen und dann spaltenweise ausgelesen, so erreicht man für den Übertragungsweg eine andere Reihenfolge. Diesen Vorgang bezeichnet man als Interleaving (Codespreizung, Verschachtelung). Kommt es auf dem Übertragungsweg zu Burst-Einwirkung, so verteilen sich am Empfangsort die Fehler auf der Zeitachse, da dort im Deinterleaver spaltenweise eingelesen und dann zeilenweise ausgelesen wird. Die Fehler werden so in Einzelfehler aufgelöst, welche durch die FEC korrigiert werden können. Wenn die Auflösung von Burstfehlern wirkungsvoll sein soll, muss die Grösse des Interleavers ausreichend sein. Interleaving führt auf der Sende- wie auf der Empfangsseite zu Verzögerungen. Aus diesem Grund sind dem Interleaving Grenzen gesetzt. Abbildung 1.49 zeigt, wie die Tabelle an der Quelle zeilenweise eingelesen und spaltenweise ausgelesen bzw. an der Senke spaltenweise eingelesen und zeilenweise ausgelesen wird.

Das Einlesen in die Tabelle erfolgt horizontal: ABCDEFGH12345678abcdefgh Für die Übertragung wird vertikal ausgelesen: A1aB2bC3cD4dE5eF6fG7gH8h Die mit markierte Störung wird auf der Zeitachse verteilt und kann mit der Fehlerkorrektur wirkungsvoller korrigiert werden: A1aB2bC3cD4dE5eF6fG7gH8h Nach der Fehlerkorrektur auf der Empfangsseite erfolgt die analoge zeilen- und spaltenweise Umformung: ABCDEFGH12345678abcdefgh

Abb. 1.49 Prinzip des Interleavings

1.13.3.5 Faltungscodes Bei den bisher betrachteten Codes handelt es sich immer um eine Folge von Bitblöcken aus einem Datenstrom. Die Blöcke werden um die Prüfstellen erweitert, um für die Fehlerkorrektur die nötige Redundanz zu erhalten. Die Verarbeitung erfolgt also blockweise. Bei Faltungscodes (Convolutional Codes) hingegen läuft der Datenstrom kontinuierlich auf den Codierer (ein oder mehrere Schieberegister

1.13 Fehlerschutz

67

mit kombinatorischen Verknüpfungen der Abgriffe) auf und wird in Bitschritten abgearbeitet. Der Codiererausgang wird aufgrund von Zustandsänderungen generiert. Die Kombinatorik an den Speicherstellen geschieht meist mit XOR (†: exklusives Oder, Modulo 2 Addition). Im Prinzip ist jedes ganzzahlige Verhältnis von m Eingangsbits und n Ausgangsbits denkbar. Dabei ist die Coderate beträgt R

m/n

(1.56)

Encoder Im Folgenden wird anhand eines einfachen Beispiel-Codierers der Mechanismus vom Prinzip her erläutert. Die Anzahl Schiebestellen im Register ist in der Praxis viel höher. Je mehr Schiebestellen vorhanden sind, desto komplexer ist der Ablauf und desto mehr Rechnerressourcen werden beansprucht. Wichtig bei der Faltungscodierung ist, dass die beiden Ausgangsfunktionen g1(x) und g2(x) keine gemeinsamen Faktoren enthalten. Wäre dies der Fall, so könnte es zur „Catastrophic Error Propagation“ kommen und eine unendliche Folge von Fehlern würde entstehen. Der Faltungscodierer in Abb. 1.50 arbeitet mit den folgenden beiden Polynomen, wobei xz die Existenz der Binärstelle z markiert und x den Wert 0 oder 1 einnehmen kann: ( = x1 ) ( = x2 + x1 + x0 )

g1(x) = x g2(x) = x2 + x + 1

Die Ausgangsbits des Codierers werden zuerst für g1(x) und dann für g2(x) über einen Schalter abgegriffen. Dabei entsteht eine Coderate, die der doppelten Eingangsoderate entspricht, nämlich R = ½. Tabelle 1.18 und Tabelle 1.19 zeigen die Generierung des Codes für verschiedene Input-Bitfolgen. Pro Tabellenzeile werden die Bits einzeln abgearbeitet und der daraus folgende Zustand im Schieberegister an den Speicherstellen (x, y, z) sowie die Zustandsabfolge (siehe Zustandsdiagramm Abb. 1.51 und die erzeugten Outputbits gezeigt. Beim Faltungscodierer hängt der Momentanzustand vom aktuellen Bit und von der Vorgeschichte ab. Man bezeichnet dies auch als Nachrichtenkanal mit Gedächtnis.

1 Input Bit

x

y

z

2 Output Bits

Abb. 1.50 Schieberegister als Faltungscodierer

Die Eingangs-Bitfolge 100 wird zur Ausgangs-Bitfolge 01 11 01

68

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Tabelle 1.18 Generierung des Codes mit Schieberegister gem. Abbildung Codebaum, Beispiel 1

EingangsBitfolge

Inputbit

100

1 0 0

Schieberegister xyz 000 100 010 001

Zustandsdiagramm Z ĺ xy A ĺ 00 B ĺ 10 D ĺ 01 A ĺ 00

AusgangsBitfolge 01 11 01

Die Eingangs-Bitfolge 1100 wird zur Ausgangs-Bitfolge 01 10 10 01 Tabelle 1.19 Generierung des Codes mit Schieberegister gem. Abbildung Codebaum, Beispiel 2

EingangsBitfolge

Inputbit

1101011

1 1 0 1 0 1 1

Schieberegister xyz 000 100 110 011 101 010 101 110

Zustandsdiagramm Z ĺ xy A ĺ 00 B ĺ 10 C ĺ 11 D ĺ 01 B ĺ 10 D ĺ 01 B ĺ 10 D ĺ 01

AusgangsBitfolge 01 10 10 00 11 00 10

Takt-

zyklus 1 2 3 4 5 6 7 8

A 1

00

01

00 0

01

B

10 1

00

1

0

11

11 10

0

01

D

10

1

11

0

C

Abb. 1.51 Zustandsdiagramm für den Codierer in Abbildung Codebaum

Eine andere Darstellung ist das Trellisdiagramm (Abb. 1.52; Trellis: Netz, Gitter). Es ist gewissermassen eine Abwicklung des Zustandsdiagramms (Abb. 1.51) auf die Taktzyklen. Im Trellisdiagramm sind alle möglichen Zustandsübergänge,

1.13 Fehlerschutz

69

ausgehend vom Schieberegisterzustand 000, abgebildet. Die gestrichelten Linien zeigen den Ablauf einer Beispielcodierung 2, wie in Tabelle 1.18. dargestellt. Taktzyklus

1

2

Eingangsfolge 1

3

1

4

0

5

1

6

0

7

1

8

1

A 00 1/01 B 10 1/00

1/00

0/11

D 01

1/10 1/10

0/10

C 11

Ausgangsfolge

01

0/00

10

0/10

10

0/11

00

0/01

11

1/00

00

1/10

10

1/11

1/01

Abb. 1.52 Trellisdiagramm

Viterbi-Decoder Der Viterbi-Decoder8 macht sich die Redundanz, wie im Zustandsdiagramm erkennbar, zu Nutze, denn von den 16 denkbaren Zustandsübergängen in Abb. 1.49 sind nur 8 möglich. Der Viterbi-Decoder ist ein „Maximum Likelihood Decoder“, d. h. er analysiert den aktuellen Ablauf auf seine Hamming Distanz im Trellisdiagramm. Dabei werden die jeweils ankommenden Doppel-Bits zum Zeitpunkt des Taktzyklus im Trellisdiagramm abgebildet, die zwei Wege geprüft, die Hammingdistanz notiert und über die Taktzyklen aufsummiert. Man lässt dabei die Wege mit der geringsten Hammingdistanz überleben. Abbildung 1.53 demonstriert die Decodierung bei fehlerfreiem Empfang. Abbildung 1.54 zeigt die spezielle Stärke der Faltungscodierung bei fehlerbehafteter Eingangsbitfolge. Die gestrichelten Pfeile zeigen die nicht überlebenden Wege. Die Pfeilspitze ist mit der kumulierten Hamming-Distanz beschriftet.

8

Algorithmus nach Andrew Viterbi, beschrieben in "Error Bounds for Convolutional Codes and an Asymptotically Optimum Decoding Algorithm," in IEEE Transactions on Information Theory, Volume IT-13, April 1967.

70

1 Basiswissen für Zugangsnetze

Taktzyklus

1

Übertragung

2

01

3

10

4

10

5

00

A 00 1

B 10

0

6

11

7

00

1

1

0

0

1

8

10

1

0

D 01 0 0

1

0

C 11

1 Empfangsfolge 1

0/00

1

0/10

0

0/11

1

0/01

0

1/00

1

1/10

1

1/11

1/01

Abb. 1.53 Decodierung nach Viterbi ohne Fehler auf dem Übertragungsweg Taktzyklus

1

Übertragung

2

01

3

4

11

10

5

00

1

6

11

7

00

8

10

2

A 00

0

B 10

2

1

2

1

1

1

0

2

1

D 01 1

2

1

C 11

2

1

2 Empfangsfolge 1

0/00

1

0/10

0

0/11

1

0/01

0

1/00

1

1/10

1

1/11

Abb. 1.54 Decodierung nach Viterbi mit 1 Fehler auf dem Übertragungsweg

1/01

1.13 Fehlerschutz

71

Literatur Hranac R (September 2005) Downstream Power Measurements. Communications Technology Magazine Hranac R, Currivan B (June 2007) Digital Transmission, Part 1. Communications Technology Magazine Hranac R, Currivan B (July 2007) Digital Transmission, Part 2. Communications Technology Magazine Simon M K, Omura J K, Scholtz R A, Levitt B K (2002, 1994) Spread Spectrum Communications Handbook. McGraw-Hill Inc.

2 Architektur Zugangsnetze Das Kapitel Architektur Zugangsnetze gibt eine Übersicht über die Zugangsnetze der Gegenwart und einen Ausblick in die nahe Zukunft. Bemerkenswert ist, dass die drahtlosen Zugangsnetze ohne Investitionen in das eigentliche Zugangsnetz auskommen. Es sind lediglich z. B. Basisstationen bei der Mobiltelefonie und Satelliten beim Satellitenrundfunk erforderlich, der freie Raum zwischen diesen Stützpunkten und dem Empfangsgerät wird durch Radiowellen überbrückt. Das mag ein Vorteil in Bezug auf Kosten und Realisierungszeit sein. Dem steht aber Frequenzknappheit, relativ hohe Durchdringungsdämpfung von Gebäuden und eventuell mangelnde Akzeptanz in der Öffentlichkeit gegenüber. Festnetze und Radionetze waren in der Vergangenheit streng normiert. Bereits in der jüngeren Vergangenheit hat sich eine Vielfalt von Lösungen aufgetan, welche eine Übersicht schwierig macht. Die Standardisierung wurde durch die Industrie geprägt und ist somit vielfältig und oft auch herstellergeprägt. Beim Festnetz ist ein klarer Trend hin zum Glasfasernetz (PON, FttH) festzustellen, um den steigenden Transport-Kapazitätsbedarf zu decken.

2.1 Begriffsbestimmung und Topologievarianten 2.1.1 Begriffsbestimmung Das Zugangsnetz (engl. Access Network) ist das teilnehmernahe Segment in einem Telekommunikationsnetz. Historisch gesehen entwickelte sich das Zugangsnetz aus dem seinerzeit einzig vorhandenen Zweidrahtnetz. Im Laufe der Zeit wurde das Zweidrahtnetz digitalisiert (ISDN etc.), und es entstanden zusammen mit neuen Übertragungstechnologien (Kabel, Mobilfunk etc.) alternative Formen von Infrastrukturen. Neu wird auch Glasfaser allein (FttH) oder in unterschiedlicher Kombination mit bestehenden Technologien (Kabel, VDSL etc.) von Bedeutung. Plattform

BackBackbone bone

ZugangsZugangsNetz Netz

HVA HVA

WVA WVA

Abb. 2.1 Das Zugangsnetz zwischen Backbone und Hausverteilung

x Plattform: x Backbone:

stellt die Dienste bereit zur Übertragung zu den Teilnehmern, auch Backhaul genannt, überträgt von der Plattform zu den verschiedenen Zugangsnetzen, x Zugangsnetz: „Last Mile“, den Teilnehmern vorgelagertes Netz,

A. Keller, Breitbandkabel und Zugangsnetze, DOI 10.1007/978-3-642-17631-9_2, © Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2011

74

2 Architektur Zugangsnetze

x HVA: x WVA:

Hausverteilanlage, Erschliessung im Haus, Wohnungsverteilanlage, Erschliessung in der Wohnung.

Während früher das Zugangsnetz ausschliesslich für Telefonie benützt wurde – es folgten später Fax und Datenübertragung mit Sprachmodem – hat das Internet und dessen Bandbreitenhunger wesentlich grössere Bandbreiten und damit neue Technologien ins Spiel gebracht. Dies wiederum ermöglicht nun auch die Übertragung von Fernsehprogrammen über IP. Es ist absehbar, dass Datenraten von 100 und mehr Mbps bald üblich sein werden.

2.1.2 Topologie Man unterscheidet Punkt zu Punkt (P2P, hoher Leitungsbedarf im Vergleich zu P2MP, unabhängige Teilnehmerleitungen, nur Leitungsdämpfung) und Punkt zu Multipunkt (P2MP, geringerer Leitungsbedarf im Vergleich zu P2P, Teilnehmerleitungen grossteils gemeinsam genutzt, höhere Gesamtdämpfung durch Leitungsdämpfung plus Verteildämpfung).

Abb. 2.2 v.l.n.r. Sternnetz, Ringnetz, Baumnetz

Abb. 2.3 v.l.n.r. vermaschtes Netz, Bus

Die Topologie steht in engem Zusammenhang mit den kostenrelevanten Grundlagen. Es ist eine alte Erfahrung, dass bei kabelgebundenen Zugangsnetzen die Hauptinvestitionen beim Leitungsbau liegen. Dazu gehören die Aufwendungen für die Grundstücksbenützung, den Bau der Verlegerohre und allfällige Feldstützpunkte, wie Verstärkerkabinen bzw. die mietweise Benützung fremder Infrastruk-

2.2 Investitionsentscheide

75

turen. Da die Kosten unterirdischer Verlegung in Rohren bei rund Ҁ bis ¾ der Gesamtkosten liegen, stellt der Infrastrukturbesitz auch eine gewisse Marktmacht dar, insbesondere auch deshalb, weil kompetitive Parallelinfrastukturen einerseits wenig Sinn machen und auch ein finanzielles Risiko bezüglich schwer verkäuflichen Überkapazitäten darstellen können. Tabelle 2.1 gibt eine Übersicht der wichtigsten Topologien mit ihren Vor- und Nachteilen. Tabelle 2.1 Übersicht Topologien Topologie

Vorteile

Nachteile

Stern-Topologie

einzige Topologie mit unabhängigen Endknoten, hohe Versorgungssicherheit

grosser Leitungsaufwand

Baum-Topologie

bester Kostenteilungsgrad

Netzelementausfälle können ganze Teilnehmergruppen betreffen

Ring-Topologie

Redundanz bei zwei gegenläufigen Ringen möglich

sehr aufwändig

Maschen-Topologie vollständige Redundanz, grösste Versorgungssicherheit

sehr aufwändig

Bus-Topologie

Erschliessung nur in einer Dimension

einfach und übersichtlich

Interessant ist auch der Umstand, dass Funknetze ohne feldgestützte Infrastruktur auskommen und somit entstehen für den Leitungsbau keine Kosten. Dafür sind die Frequenzen oft Mangelware, und es kann Engpässe geben. Besonders Breitbandanwendungen haben einen grossen Hunger nach Frequenzbändern, und Frequenzen sind naturgegeben knapp.

2.2 Investitionsentscheide Im Zusammenhang mit Netzinvestitionen stellt sich immer die Frage, ob in Leitungen oder Geräte zu investieren sei. Es stellt sich die Frage wo die optimale Balance für das Minimum von Cost of Ownership liegt. Investitionen in Leitungen sind im Allgemeinen teurer als in Geräte, können aber über einen wesentlich längeren Zeitraum abgeschrieben werden und haben vergleichsweise tiefere Betriebskosten zur Folge. Investitionen in Geräte sind im Allgemeinen viel günstiger, denn es kann inkrementell investiert werden, d. h. in Etappen, welche rasch Mehreinnahmen zur Folge haben. Dagegen ist die Abschreibezeit kürzer und der Betriebsaufwand höher anzusetzen. Geräte brauchen elektrische Energie und Betreuung, sie neigen zu geringerer Verfügbarkeit, wobei sich die Gesamtverfügbarkeit durch die Kombination mit der Verfügbarkeit der Leitung weiter reduziert. Bei Netzinvestitionen sollte man sich über folgende Punkte Rechenschaft geben: x Gleichgewicht Leitungs- und Geräteinvestitionen,

76

2 Architektur Zugangsnetze

x erwartete Betriebskosten (Reparaturen, Wartung, Energie, Rechte etc.), x bei Migration: Migrationsvorgaben, Migrationsschritte und Zielarchitektur, Einfluss auf bestehende Kundschaft, x Standardisierung und Absatzpotential der Netzelemente, x Innovationsrisiko, x zu erwartende Gebrauchsdauer, x erreichbare Verfügbarkeit.

2.3 Netzarchitekturen Netzarchitekturen basieren auf einer Teilnehmeranschlussleitung, welche als individuelle, im Feld geschaltete oder im Feld verzweigende Leitung gestaltet werden kann. Dies ist in Abb. 2.4 bis 2.6 dargestellt.

Abb. 2.4 P2P (Point-to-Point, Bulk Fibre, Home Run), Teilnehmer-individuelle Leitung

Abb. 2.5 AON (Active Optical Network), im Feld geschaltete Leitung

Abb. 2.6 PON (Passive Optical Network), im Feld verzweigende Leitung

Hinweis: Allen Netzarchitekturen liegt eine physische Infrastruktur zu Grunde (Graben, Rohr, Kabel, Faser, Wellenlänge, Bitstrom/Kanal, Pakete/Modulation

2.4 Betrieb des Zugangsnetzes

77

etc.). Wenn nun im Folgenden z. B. von PON die Rede ist, ist die Architektur der Faser gemeint, xPON schliesst aber die darüberliegende Technologie ein.

2.4 Betrieb des Zugangsnetzes Man kann beim Netzbetrieb grob drei Funktionen unterscheiden: x Bau, Betrieb und Wartung der passiven Netzinfrastruktur, umfassend die Kabelkanäle, die Schächte und die Kabel (NetCo), x Bau, Betrieb und Wartung der aktiven Infrastruktur, umfassend die Übertragungstechnik mit ihren Geräten (OpCo), x Diensteanbieter mit Marketing und Vertrieb der Endkunden-Produkte. Zu dieser Einteilung sind einige Bemerkungen und Fragen anzubringen: x Die obenstehenden Abgrenzungen sind in der Praxis nur unscharf zu erreichen. Was alles ist als aktiv zu bezeichnen, was als passiv? x Wer ist dabei für die Hausverteilanlagen zuständig (für Bau und Betrieb in Kombination mit dem Diensteverkauf)? x Wie geht man mit den unterschiedlichen Investitionshorizonten um? Der Diensteanbieter rechnet in wenigen Jahren, der Betreiber der aktiven Infrastruktur in etwas längeren Perioden, der Betreiber der passiven Infrastruktur sogar in Jahrzehnten. x Wie teilt man die Einkünfte gerecht, sinnvoll und der Nachhaltigkeit dienend? Die drei Betriebsebenen lassen sich für Dienstleister gruppieren: x Vertikale Integration: NetCo, OpCo und Diensteanbieter sind die gleiche Gesellschaft. x Vollständige Entbündelung (Open Access auf jeder Stufe): NetCo, OpCo und Diensteanbieter sind alles verschiedene Gesellschaften. x Integrierter Diensteanbieter: OpCo und Diensteanbieter sind die gleiche Gesellschaft, NetCo eine andere. x Integrierter Netzbetreiber (Open Access für Diensteanbieter): NetCo und OpCo sind die gleiche Gesellschaft, die Diensteanbieter weitere. Die verschiedenen Betreiberformen haben Einfluss auf die Provisionierung von Geräten und Diensten. Unter Provisionierung versteht man das Aufschalten eines Dienstes für einen Teilnehmer. Dabei lassen sich verschiedene Typen unterscheiden. x Leitungsprovisionierung: schaltet dem Teilnehmer zugeordnete Leitung zur Benützung frei. Ein Sternnetz ist dafür eine Voraussetzung. Beispiel: Zweidrahttelefonie.

78

2 Architektur Zugangsnetze

x Geräteprovisionierung: schaltet das Endgerät in einer beliebigen Netztopologie frei. Beispiele: Kabelmodem, Set-Top-Box. x Diensteprovisionierung: schaltet einen Dienst auf einem Endgerät frei. Beispiele: Internet-Access-Geschwindigkeit, zusätzliche digitale Fernsehprogrammpaletten. x Kombinierte Provisionierung: besteht aus den vorstehenden Provisionierungsformen und erlaubt ein differenziertes Vorgehen beim zur Verfügung stellen von Diensten. Bei der reinen Leitungsprovisionierung kann der Kauf des Endgerätes dem Teilnehmer überlassen werden, denn allein die bereitgestellte Leitung ermöglicht den Bezug von Diensten (z. B. analoges Telefon). Bei anderen Geräten und Dienstleistungen sind die Verhältnisse nicht so klar. Der separate Verkauf von verschiedenen Diensten allenfalls noch von verschiedenen Anbietern erfordert eine zugeschnittene Provisionierung. Der Diensteanbieter kann, um Sicherheiten zu gewährleisten, an einem eigenen, dem Teilnehmer vermieteten Endgerät interessiert sein.

2.5 Telefonnetz 2.5.1 Analoges Telefonnetz Begonnen hat die Entwicklung des anlogen Telefonnetzes (POTS: Plain Old Telephone Service) vor über hundert Jahren, als es Alexander Graham Bell (18471922) am 10. März 1876 gelang, Sprache mit Hilfe des elektrischen Stromes zu übertragen. Seither hat sich die Telefonie langsam und stetig entwickelt, wobei für den Transport stets eine Zweidrahtleitung diente. Heute dient die ZweidrahtInfrastruktur auch der Übertragung von ISDN und der verschiedenen DSLTechnologien (Digital Subscriber Line).

2.5.2 Digitales Telefonnetz 2.5.2.1 ISDN-Netz 1987 wurde ISDN (Integrated Services Digital Network) als neuer digitaler Standard für Telefonie auf den bestehenden Zweidrahtleitungen am Markt eingeführt und ist seither parallel zum analogen Telefon verfügbar. Das ISDN stellt dem Teilnehmer einen Basisanschluss (BRI: Basic Rate Interface) mit zwei Datenkanälen zu 64 kbps (B-Kanal) und einem Signalkanal zu 16 kbps (D-Kanal) für Telefon, Fax und PC zur Verfügung. Für Unternehmen steht der Primäranschluss (PRI:

2.5 Telefonnetz

79

Primary Rate Interface) mit 30 Datenkanälen zu 64 kbps und einem Datenkanal zu 64 kbps bereit. 2.5.2.2 Breitband-ISDN-Netz (B-ISDN) Das CCITT1 (heute ITU) hatte 1988 im Blue Book die Grundzüge des B-ISDN festgelegt und ATM (Asynchronous Transfer Mode) als zentrales Übertragungsverfahren empfohlen. ATM ist paketorientiert (totale Paketlänge 53 Byte, Header 5 Byte, Payload 48 Byte) auf der Basis von virtuellen Verbindungen. B-ISDN benützt als physische Übertragungsschicht SDH (SDH: Synchrone Digitale Hierarchie, resp. in Nordamerika Sonet: Synchronous Optical Network). Obwohl ATM hervorragende Eigenschaften samt Quality-of-Service zur Verfügung stellt, hat es sich als zu teuer erwiesen und ist von IP massiv konkurrenziert worden. Besonders Telecom-Betreiber haben aber ATM weitgehend in ihren Infrastrukturen eingebaut, und auch VDSL (Very High Speed Digital Subscriber Line) verwendet als Transportrahmen ATM. 2.5.2.3 xDSL-Netz Forschungsarbeiten bei Bellcore (USA) habt Ende der Achtziger Jahre zur Digital Subscriber Line Technologie2 (DSL) geführt. Der Entwicklung lag die Idee zugrunde, auf der Zweidrahtleitung höhere Frequenzbereiche mit geeigneten Modulationsverfahren zu nutzen. In der Folge ist eine ganze Reihe von Anwendungen für die Datenübertragung entstanden: x HDSL (High bit rate digital subscriber line, 1991) (E1, T1 Transport über 2 mal Zweidraht). x ADSL (Asymmetric digital subscriber line, 1995) Internet Zugang, asymmetrisch x ADSL lite (1999) vereinfachtes ADSL x HDSL2 (2000) Ein-Paar HDSL (ANSI) x SHDSL (Single-pair high-speed digital subscriber line, 2001) Ein-Paar HDSL (ITU) x ADSL2 (2002) verbessertes ADSL x ADSL2+ (2002) ADSL2 mit erweitertem Downstream, Triple Play x VDSL (Very high speed digital subscriber line, 2003) Triple Play x VDSL2 (2005) Triple Play

1 2

Comité Consultatif International Téléphonique et Télégraphique Siehe auch: http://de.wikipedia.org/wiki/Digital_Subscriber_Line

80

2 Architektur Zugangsnetze

2.6 Breitbandkabelnetz 2.6.1 Einführung Das Breitbandkabelnetz (HFC-Netz) ist seit Jahrzehnten in Betrieb und hat viele Veränderungen erfahren. Seine verzweigende Topologie hat es immer erlaubt, weitere Gebäude und Quartiere anzuschliessen und dies ohne deren Anschlussleitungen bis zum Ursprung zurückzuführen. Insbesondere konnte der physische Layer (Graben, Kabel, Faser) immer wieder weiterverwendet werden, und Anpassungen an neue Anforderungen konnten durch Austausch von passiven und aktiven Komponenten erreicht werden. Zu erwähnen ist auch, dass technologische Fortschritte bei der Verstärkertechnologie es immer wieder ermöglicht haben, die Bandbreite und damit die Kanalkapazität zu steigern. Es bestehen beim Breitbandkabelnetz sehr viele Freiheitsgrade bei der Kombination von Netzelementen resp. bei der Auswahl von deren Eigenschaften. Noch immer ist ein Potential für weitere Evolutionsschritte festzustellen, und die Einzigartigkeit bei der Übertragung von analogen Programmen3 ist immer noch ein nicht zu unterschätzender Pluspunkt für die Leistungsfähigkeit solcher Netze.

2.6.2 Reines Koaxialkabelnetz Der Ursprung des Breitbandkabelnetzes ist das reine koaxiale Kabelnetz. Die koaxiale Verteiltechnik erlaubt wegen der endlichen Kaskadierungsmöglichkeiten für die Zwischenverstärker, je nach verfügbarer Verstärkertechnologie, nur eine beschränkte Netzlänge.

HE

koaxiales koaxiales Verteilnetz Verteilnetz

Koax

Abb. 2.7 Koaxiales Verteilnetz (HE: Kopfstation, Headend)

3

Breitbandkabelnetze sind Tripleplay-fähig, können aber zusätzlich analoge Radio- und Fernsehprogramme übertragen.

2.6 Breitbandkabelnetz

81

2.6.3 Hybrid-Fiber-Coax Netz (HFC) Die Aufteilung des koaxialen Kabelnetzes in Zellen mit 500 bis 2000 Anschlüssen führte zum HFC-Breitbandkabelnetz und der Möglichkeit, ausgedehnte Netzlängen zu bauen. Das HFC-Netz stellt die erste Evolutionsstufe des Breitbandkabelnetzes dar. HFC traditionell

Node

HFC kleine Zellen

5005002‘000er 2‘000er Zelle Zelle

Glas

Node

Glas

Koax

100100500er 500er Zelle Zelle

Koax

Abb. 2.8 HFC-Breitbandkabelnetz

2.6.4 Fiber-to-the-Building / Fiber-to-the-Home Ein Breitbandkabelanschluss mit Lichtwellenleiter (LWL) bis zum Haus verwendet innerhalb des Hauses eine (bestehende) koaxiale Verteilung, ist kompatibel mit den im Koax- oder HFC-Netz verwendeten Endgeräten und stellt die zweite Evolutionsstufe des Breitbandkabelnetzes dar (siehe dazu auch 2.7.7). FttB / RFoG

FttH / RFoG RFoG-Terminal

Micro Node

Koax

Glas FTTB = Fibre to the Building

FTTH = Fibre to the Home

Glas RFoG = Radio Frequency over Glass

Abb. 2.9 Glasfaseranschluss bis zum Haus, bis zur Wohnung

Fiber-Deep, oft gehört, aber als Begriff schwer abzugrenzen, demonstriert den laufenden Prozess, die Glasfaser näher zum Teilnehmer zu bringen. Sowohl HFCwie auch PON-Strukturen (PON: Passiv Optical Network, RFoG: Radio Frequency over Glass) können in Frage kommen. In Vorwärtsrichtung ist es bei den sehr vielen optischen Nodes in Baum-Topologie aus Kostengründen naheliegend, für die Übertragung den 1550 nm Bereich zu benützen und EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier) zu verwenden. Die vielen Nodes sind jedoch auch mit Rückwärts-

82

2 Architektur Zugangsnetze

lasern auszustatten und müssen in geeigneten Gruppen zusammengefasst werden. Dazu sind z. B. folgende Möglichkeiten zielführend: x optische Zusammenschaltung im Baumnetz (kann zu optischen Interferenzen führen, daher sind besondere Massnahmen nötig), x eine separate Faser pro Node (problemlos aber teuer, da sehr viele Fasern nötig werden), x Wellenlängen-Multiplex (teuer), x geschlaufter digitaler Rückweg4 (Fasern in Bus-Topologie, Verrohrung z. B. Stern-Topologie), x sternförmiger Rückweg und Zusammenschaltung in vorgeschobenem Hub auf Photodioden-Array (da mit Mehrfach-Fotodiode ohne optische Interferenzen, EMC5).

2.6.5 Evolutions- und Migrationshilfen Bestehende HFC-Netze können für die weitere Steigerung der Kapazität angepasst werden. Dabei geht es darum, die mit Glasfaser versorgten koaxialen Zellen zu verkleinern resp. geeigneter zu bündeln. Dadurch kommt die Glasfaser stetig näher zum Haus. Die vorgelagerte Strecke muss nun aber auch aufgerüstet werden und dort besteht nun im Allgemeinen Fasermangel. Darum ist in letzter Zeit ein reichhaltiges Angebot von Ideen entstanden, wie bestehende Fasern besser genutzt werden können. Einige Beispiele sind nachstehend aufgeführt. Voll-Spektrum Narrowcast Abbildung 2.10 zeigt die Variante Bus-Topologie (Stern-Topologie wäre auch möglich) für Voll-Spektrum Narrowcast. Dabei werden über nur eine Faser n Nodes über Wellenlängen-Auskoppel-Filter entlang der Faser angespeist. Zu beachten sind Einschränkungen wegen dem Four-Wave-Mixing (siehe 3.4.7). Als Folge davon sind identische, analoge Fernsehkanäle für alle Laser im unteren Frequenzband zu platzieren und die Node-spezifischen digitalen Signale im oberen Frequenzbereich. Es sind dafür Lösungen im 1300 nm und 1550 nm Bereich auf dem Markt (z. B. Aurora6, Arris7, Teleste8).

4 5 6 7 8

siehe: www.aurora.com/site/docfetch.an?di=207 http://www.emc-web.com/emc/c/pages/optical_return_path/optical_return_path.asp http://www.aurora.com/site/home.an http://www.arrisi.com/ http://www.teleste.com/

2.6 Breitbandkabelnetz

Ȝ4

Headend/Hub

WellenlängenMultiplexer

Ȝ3

NC4

WellenlängenMultiplexer

Ȝ2

NC3

WellenlängenMultiplexer

Ȝ1

NC2

WellenlängenMultiplexer

NC1

WellenlängenMultiplexer

BC

83

Ȝ1

Ȝ1

Ȝ3

Ȝ4

Rx1

Rx2

Rx3

Rx4

Nodes

Abb. 2.10 Downstream Voll-Spektrum Narrowcast Konzept (1 Faser für n Nodes)

QAM Overlay Beim QAM-Overlay werden Broadcast (BC) und Narrowcast (NC) separat im 1550 nm Bereich übertragen, BC und NC auf je einer Faser bis zur Zusammenschaltung im Feld. Dort wird BC auf eine Faser pro Node verteilt und das zugehörige NC-Signal dazugeschaltet. Im nachgeschalteten optischen Empfänger werden die beiden Signale gemeinsam in den elektrischen Bereich gewandelt. Rx1 Headend/Hub

Ȝ

Ȝ0

BC Externer Modulator

Ȝ Ȝ

EDFA

Ȝ Ȝ Ȝ1

NC2

Ȝ2

NC3

Ȝ3

NC4

Ȝ4

NC5

Ȝ5

NC6

Ȝ6

NC7

Ȝ7

NC8

Ȝ8

Ȝ Ȝ Ȝ Nodes

WellenlängenMultiplexer

NC1

Spleiss-Box

Abb. 2.11 QAM Overlay

Zusammenschaltung von Rückwegen mit Mehrfach-Low-Noise-Fotodiode Bei sehr kleinzelligen Netzen entsteht ein Bedarf nach sehr vielen optischen Empfängern und falls nicht CWDM (Coarse Wavelength Division Multiplex) eingesetzt wird, entsteht auch noch eine hohe Faserzahl. Wenn nun eine Zusammenschaltung des Rückwegs im Feld mit Rückweg-Konzentrator (Abb. 2.12) möglich ist, können optische Empfänger und Fasern gespart werden. Die MehrfachFotodiode hat 12 oder 24 Faseranschlüsse, der Rückweg-Konzentrator bis zu 192.

84

2 Architektur Zugangsnetze

Zu überlegen ist diese Lösung auch im Hinblick auf eine für PON vorbereitete Topologie, aber vorläufig mit aktiver Zusammenschaltung im Sternpunkt des PON. Feldstandort analoger KonzentratorRepeater

Headend

Optischer Konzentrator

Node 1 2 n

Abb. 2.12 Multi-Port-Rückweg-Konzentrator und Multifiber-Fotodiode (Patent EMC9)

Digitaler Rückweg Der digitalisierte Rückweg hat den grossen Vorteil, dass das Link-Budget sehr viel höher wird (z. B. Aurora10 mit geschlauftem digitalem Rückweg). Hybrid-Fiber-Coax-Fiber (HFCF) Neue Fotodioden haben einen sehr tiefen Wert für die Equivalent-Input-NoiseCurrent-Density von bis zu 1 pA/ Hz . In vielen Fällen erlaubt das eine weitere LWL-Strecke ab Netzende für Neuanschlüsse oder zur Reduktion der Verstärkerkaskade (siehe auch 5.3.6). Mikro-Node: als Teilnehmerdose, RFoG-tauglich Auch für Fiber-to-the-Home (FttH) stehen heute Mikro-Nodes als Teilnehmerdose zur Verfügung (Abb. 2.13 links). Solche Netzelemente verfügen über einen optischen Vorwärtsempfänger und einen optischen Rückwärtssender. Sie werden lokal mit einem Steckernetzgerät mit Strom versorgt. Abbildung 2.13 (rechts) zeigt eine RFoG-taugliche Micro-Node (siehe 2.7.7).

Abb. 2.13 links: Teilnehmerdose als Mikro-Node (EMC), rechts: RFoG-Micro-Node (Wisi) 9 10

http://www.emc-web.com www.aurora.com

2.7 Passive optische Netze

85

ReDeSign ReDeSign11 ist ein EU-Projekt und wurde 2008 lanciert mit dem Ziel, neue Technologien und Strategien zur Werterhaltung bestehender HFC-Netze zu nutzen. Das Dokument „Access Architecture Definition Document“ gibt einen Überblick über die gefundenen Resultate. Erwähnenswert sind die verbesserte DVB-C2Spezifikation, welche die Übertragungsleistung wie bei DVB-S und DVB-T weiter steigert, sowie die Verwendung der neuen Hybridschalkreise auf der Basis von Gallium-Nitrit (GaN). Dieses hat gegenüber Gallium-Arsenid (GaAs) einen etwa 3 dB höheren Störabstand, was für eine hohe Programmzahl und DVB-C2 natürlich sehr nützlich ist. Das Programm wurde 2010 abgeschlossen.

2.7 Passive optische Netze 2.7.1 Übersicht Heute werden als neue Anschlussnetze vorzugsweise LWL-Netze erstellt. Passive optische Netze (PON) verzweigen im Feld (Point-to-Multipoint, wie in Abb. 2.6 dargestellt) und sind deshalb fasersparend. Sie bestehen aus einer Zentraleinheit am Ursprung des PON und n Netzabschlussenheiten an den jeweiligen Endstellen der Fasern. In einem PON können mehrere Wellenlängen in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung auf einer Faser verwendet werden. Tabelle 2.2 gibt eine Übersicht über verschiedene PON. Es sind Standards von zwei Instituten, ITU12 und IEEE13, vorhanden. Diese unterscheiden sich insbesondere durch ihr Transportprotokoll. Während ITU auf Telco-Standards (ATM, TDM) aufbaut, hält sich IEEE an den Ethernet-Standard. Tabelle 2.2 PON-Technologien A-/BPON

EPON (GEPON)

GPON

10GEPON

WDM-PON

Normierung

ITU G.983

IEEE802ah

ITU G.984

IEEE P802.3av

Norm in Arbeit

Datenzellengrösse

53 Bytes

1518 Bytes

53 bis 1518 Bytes

1518 Bytes

unabhängig

11

12 13

http://www.ict-redesign.eu/fileadmin/documents/ReDeSignD22_AccessArchitectureDefinition.pdf ITU: International Telecommunication Union, eine Organisation der UNO IEEE: Institute of Electrical and Electronics Engineers

86

2 Architektur Zugangsnetze A-/BPON

EPON (GEPON)

GPON

10GEPON

WDM-PON

max. DS Datenrate

622 Mbps

1.25 Gbps

2.5 Gbps

IP: 2.4 Gbps, 1 - 10 Gbps pro Broadcast: Kanal 5 Gbps, On-Demand: 2.5 Gbps

max. US Datenrate

155/622 Mbps 1.25 Gbps

2.5 Gbps

2.5 Gbps

1 - 10 Gbps pro Kanal

DS Wellenlänge

1490 und 1550 nm

1510 nm

1490 und 1550 nm

1550 nm

individuell

US Wellenlänge

1310 nm

1310 nm

1310 nm

1310 nm

individuell

Transport

ATM

Ethernet

ATM, Ethernet oder TDM

Ethernet

protokollunabhängig

Voice

ATM

VoIP

TDM

VoIP

unabhängig

Video

1550 nm Overlay

1550 nm Overlay/IP

1550 nm Overlay/IP

IP

1550 nm Overlay/IP

max. PON Splits

32

32, 64 mit FEC

32, 64, 128 geplant

128

hunderte

max. Distanz

20 km

20 km

60 km

10 km

20 km

mittlere Bandbreite pro Teilnehmer

20 Mbps

60 Mbps

40 Mbps

20 Mbps

bis 10 Gbps

Mit Ausnahme des WDM-PON (Wellenlängen Multiplex Passive Optical Network) müssen sich alle Endgeräte in die Upstream- und Downstream-Kapazität teilen, d. h. die in Tabelle 2.2 angegebene max. Datenrate ist für die mittlere Datenrate durch die Anzahl Splits zu teilen. Anders als im Downstream, wo die Zeitschlitze für die Endgeräte mit kontinuierlichem Framing verteilt werden, sind diesen im Upstream Daten-Bursts zugeordnet. Die passiven optischen Netze unterliegen einer stetigen Entwicklung bezüglich Kapazität, Splitting-Faktor und Versorgungsreichweite. Unterstützt werden diese Faktoren durch WellenlängenMultiplex und optische Verstärker

2.7.2 APON / BPON ATM-PON (APON) wurde 1995 als ITU-T G.983 standardisiert und war damit das erste für Teilnehmeranschlüsse definierte PON. Entsprechend den damaligen Erwartungen benützte es das zellenbasierende ATM. Später wurde APON im Hinblick auf seine Möglichkeiten, sowohl Mietleitungsdienste als auch Ethernet zu übertragen, in BPON (Broadband-PON) umbenannt und neu in G.983.1, G.983.2, G.983.3 und G.983.4 standardisiert. BPON hat zwei Vorteile: Erstens stellt es eine dritte Wellenlänge für Video-Dienste zur Verfügung, und zweitens basiert es auf

2.7 Passive optische Netze

87

der bewährten ATM-Transporttechnik. ITU G.983.1 definiert drei Leistungsklassen, Klasse A (5 bis 20 dB Reichweite), Klasse B (10 bis 25 dB Reichweite) und Klasse C(15 bis 30 dB Reichweite). Benützte Wellenlängen: x Original: G.983.1 – Upstream: 1260 - 1360 nm (preisgünstige FP Laser) – Downstream: 1480 - 1580 nm (F-P oder DFB Laser) x Neu: G.983.3 – Upstream: 1260 - 1360 nm (wie G983.1)) – Downstream: 1480 - 1500 nm (ungekühlte DFB Laser) – Erweiterter Bereich: 1539 - 1565 nm (gekühlte DFB Laser) x Video Overlay (CATV): 1555 nm BPON ist heute durch fortgeschrittenere Lösungen ersetzt und nur noch von historischem Interesse.

2.7.3 GPON 2003 wurde Gigabit-PON als Folge des technologischen Fortschritts mit ITU-T G.984.1, G.984.2 und G.984.3 standardisiert. GPON benützt das GFP-Protokoll14 (Generic Framing Procedure, ITU Rec. G.7041), um Telefonie und Daten zu transportieren. Damit kann GPON verschiedene Protokolle in ihrem Ursprungsformat übertragen. GPON ist für Telecom-Betreiber ein nahtlos passendes System, welches sich in den SDH-Transport einfügt und sowohl TDM als auch ATM direkt unterstützt. Benützte Wellenlängen: x Upstream: – Single Fiber System: – Dual Fiber System: x Downstream: – Single Fiber System: – Dual Fiber System:

1260 - 1360 nm (155, 622, 1244, 2488 Mbps) 1260 - 1360 nm (155, 622, 1244, 2488 Mbps) 1480 - 1500 nm (1.244 und 2.488 Gbps), 1260 - 1360 nm (1.244 und 2.488 Gbps),

Wiederum sind drei Leistungsklassen definiert, Klasse A (5 bis 20 dB Reichweite), Klasse B (10 bis 25 dB Reichweite) und Klasse C (15 bis 30 dB Reichweite). Upstream- und Downstream-Timing ist auf den Telecom-Standard von 8 kHz abgestimmt, und alle Services werden mit ihrem Herkunftsformat durch GPON Encapsulation Mode (GEM) in die 125 ȝs Frames eingesetzt. Wie Sonet/SDH unterstützt auch GPON eine Ersatzschaltung in 50 ms. ITU Rec. 985.5 14

http://www.itu.int/rec/T-REC-G.7041-200810-I/en

88

2 Architektur Zugangsnetze

gibt eine Übersicht über die Reservation von Wellenlängen für den Next Generation Access (NGA). Für Video-Overlay ist der Bereich 1550 bis 1560 nm offengehalten. ITU Rec. 984.6 befasst sich mit der Reichweitenerweiterung von NGANetzen bis 60 km.

2.7.4 EPON (GEPON) Die Netzwerker (Hersteller in der First Mile Alliance, EFMA) haben mit Ethernet das EPON als passives optisches Netz im Schosse des IEEE entwickelt und in IEEE 802.3ah im Jahre 2004 standardisiert. Die Verwendung von Ethernet im Zugangsnetz ermöglicht ein durchgängiges Protokoll bis zum Teilnehmer bei einfachem Netzmanagement und angemessenen Kosten. EPON benützt eine Faser, im Upstream mit 1310 nm (1.25 Gbps) und im Downstream mit1490 nm (1.25 Gbps). Teilnehmer ONU Optical Network Unit WDM

Rx Tx

Media Access Logic

Rx Tx

ONU

Headend OLT Optical Line Terminal Media Access Logic

Rx Tx

WDM

ONU

Splitter

Rx Tx

1

32

ONU

Abb. 2.14 P2MP EPON-Konfiguration

EPON kann als P2MP (Point-to-Multipoint, Abb. 2.14) oder als P2P (Point-toPoint) aufgesetzt werden. Für P2MP wird als Protokoll MPCP (Multipoint Control Protocol) benützt. MPCP weist Bandbreiten zu, und unterstützt u. a. AutoDiscovery und den Ranging-Prozess. Im Downstream werden die Pakete entsprechend 802.3 transportiert, im Upstream stellt MPCP Zeitschlitze für mehrere 802.3 Pakete zur Verfügung. Als zweite Variante ist das EPON als AONTopologie möglich, dabei wird anstelle des optischen Leistungsteilers ein Switch im Feld verbaut (Abb. 2.15). Das EPON ohne (Switch) kann mit einem VideoOverlay auf 1550 nm kombiniert werden.

2.7 Passive optische Netze

89 ONT ONT ONT

ONT

Abb. 2.15 AON EPON-Konfiguration

2.7.5 10GEPON Das 10GEPON ist der 10 Gbps Ethernet Passive Optical Network Standard, wie er in IEEE 802.3av15 standardisiert ist. Dabei wurden zwei Konfigurationen festgelegt: symmetrisch, 10 Gbps in Upstream- und Downstream-Richtung und asymmetriscb, Downstream 10 Gbps und Upstream 1 Gbps.

2.7.6 WDM-PON Für das Wellenlängen Multiplex PON (Wavelength Division Multiplexing Passive Optical Network, WDM-PON) existiert zur Zeit noch kein vereinbarter Standard. Es gibt aber eine Vielfalt von herstellerspezifischen Vorstellungen, wie ein WDMPON etwa aussehen soll. Einig ist man sich bezüglich der bereits normierten Wellenlängenraster der ITU für CWDM und DWDM (ITU Rec. G.694.1 und G.694.2). Für eine Normierung stellen sich unter anderem folgende Fragen: x Welches Wellenlängenraster soll gelten (CWDM, DWDM oder ein anderes)? x Soll ein WDM-PON mit Leistungsteilern oder Wellenlängen-Filtern aufgebaut sein? x Soll die ONU (Optical Network Unit, Teilnehmergerät) wellenlängenselektiv sein oder breitbandig? x Soll der Downstream gemeinsam oder pro Teilnehmergerät sein? x Soll das WDM-PON mit einer oder zwei Fasern gebaut werden? x Soll ein optischer Verstärker verwendet werden können? x Wenn nun zufolge Wellenlängen-Multiplexer eine reduzierte Dämpfung eintritt, soll die Differenz zur Längenerweiterung dienen oder soll der Verteilfaktor erweitert werden? x Welches Transportprotokoll soll gewählt werden?

15

http://www.ieee802.org/3/av/

90

2 Architektur Zugangsnetze

Im Vergleich zu anderen PON dürften Mehrkosten entstehen. Dem gegenüber ist aber die volle Datenrate auf der Wellenlänge für jeden Netzabschluss verfügbar.

2.7.7 RFoG RFoG (Radio Frequency over Glass, HFC auf PON-Topologie, Cisco: D-PON) ist als Migratations-Lösung entstanden, um aus der HFC-Netztechnologie zu einer neuen faserbasierenden Technologie zu gelangen. RFoG benützt die für das HFCNetz bereits vorhandenen zentralen Plattformen vom Rechenzentrum bis und mit CMTS mit Teilnehmergeräten, wie auch für HFC bereits im Einsatz. Damit entsteht eine nahtlose Migration vom analogen HFC-Netz in LWL-Strukturen und die Vorbereitung auf den Übergang in ein digitales PON-Netz. Insbesondere kann der Netzersatz flexibel geografisch gestaffelt und die Investitionen über viele Jahre verteilt werden. Kundenwahrnehmung, Vermarktung und Provisionierung bleiben dabei unverändert.

ATV DTV

DOCSIS US

WDM

CPE

ONT

CPE

ONT

CPE

ONT

CPE

Splitter

DOCSIS DS

1

ONT

n

Abb. 2.16 RFoG über passives optisches Netz

In Abb. 2.18 sind zwei Möglichkeiten der Versorgung mit RFoG dargestellt, links FttB mit einem ONT im Haus und Anschluss der (bestehenden) koaxialen Hausverteilanlage, rechts FttH mit einem ONT in der Wohnung.

2.7 Passive optische Netze

91

FttB / RFoG

FttH / RFoG RFoG-Terminal

Micro Node

Koax

Glas FttB = Fibre to the Building

FttH = Fibre to the Home

Glas RFoG = Radio Frequency over Glass

Abb. 2.18 Migrationsvarianten RFoG als FttB und FttH

RFoG kann parallel zu EPON oder GPON auf einer Faser kombiniert werden: x entweder EPON (IEEE 802.3ah) and GPON (ITU-T G.984) – Downstream: 1490 nm (1480 - 1500 nm), – Upstream: 1310 nm (1260 - 1360 nm). x oder 10GEPON (802.3av) – Downstream: 1577 nm, – Upstream: 1270 nm. x und RFoG – Downstream (Video): 1550 nm, – Upstream: 1310 nm oder 1610 nm (Gerne benützt würde 1310 nm, aber dann wäre ein Doppelbetrieb auf der gleichen Faser mit GPON oder GEPON nicht möglich.). RFoG benützt mit 1550 nm für den Downstream die gleiche Wellenlänge wie EPON und GPON. Im Upstream sind zwei Möglichkeiten 1310 nm und 1610 nm vorgesehen. RFoG überträgt die auch für das Kabelnetz üblichen analogen und digitalen Radio- und Fernsehsignale sowie DOCSIS 3.0 IP-Signale für Internet, Telefonie und Daten aller Art. Später kann nach Bedarf GPON oder EPON auf der gleichen Faser dazukommen, um Kunden nur noch mit IP zu bedienen. RFoG ist eine neue Technologie, welche bis zur Drucklegung noch nicht in allen Details vom SCTE spezifiziert ist, aber im Betrieb bereits überprüft werden konnte. Folgende Punkte erfordern für die AM-Übertragung im Rückweg vertiefte Beachtung: x Upstream CNR, thermisch bedingter Rauschbeitrag der optischen Verbindung. SCTE16 überlegt einen CNR • 30 dB bei 4 Kanälen mit 6.4 MHz. x Reduktion des CNR durch die Zusammenschaltung von Upstreams. x CNR soll auch für 64QAM im Upstream ausreichen. x Optischer Modulationsindex im Upstream (sollte so hoch wie möglich gelegt werden, um den CNR hoch zu halten). Abbildung 2.17 zeigt den Rauschabstand in Abhängigkeit der Equivalent Noise Current Density der Photodiode bei gegebenen Parametern. 16

Society of Cable Telecommunications Engineers

92

2 Architektur Zugangsnetze RIN = 145 dB/Hz, Tx = 0dBm Į = 28 dB, R = 0.85 A/W, OMI = 30% 45.0 40.0

CNR[dB]

35.0 30.0 25.0 20.0 15.0 0.0

2.0

4.0

6.0

8.0

10.0

12.0 ½

Equivalent Input Noise Current Density [pA/Hz ] 6.4MHz

3.2MHz

Abb. 2.17 CNR im Upstream als Funktion der Equivalent Noise Current Density

x Optical Beat Interference (OBI), entsteht beim gleichzeitigen Senden von Modems über verschiedene ONT (Optical Network Terminal). Dabei können sich die Spektrallinien der beteiligten Laser überlagern und, wenn in zu geringem Abstand von einander, Interferenzen bilden, welche sich in den elektrischen Bereich abbilden. Gänzlich vermeiden liesse sich OBI mit Wellenlängen-Multiplex auf dem PON-Upstream, Sternnetz anstelle PON, mit einem Repeater im optischen Verteilpunkt (siehe 2.6.5) oder mit identischen Wellenlängen im Upstream (synchronisierte optische Trägerfrequenzen oder optische Träger aus der gleichen Quelle). x Die vorstehenden Faktoren sollten einen Betrieb über ein optisches Budget von 28 dB erlauben, was einem Split-Verhältnis von 1:32 bei einer Faserlänge von 20 km erlaubt. Variante: Split-Verhältnis 1:64 und 10 km Faserlänge. x Ein RFoG-aware-CMTS schliesst aus, dass gleichzeitig Sendeschlitze an Modems hinter verschiedenen ONTs zugeteilt werden. Das hat aber einen Effizientverlust zur Folge, da mögliche Sendeschlitze unbenützt bleiben können. Optical Beat Interference Studien zeigen, dass optische Träger im Abstand von weniger als 2 GHz Interferenzprodukte verursachen können. Je nach Studie ist ein Abstand von 13 pm bis 20 pm ausreichend, um Störungen zu verhindern. Zusammen mit einer Gleichverteilung der optischen Wellenlänge über 3'000 pm der produzierten 1'600 nm Laser soll sich eine Wahrscheinlichkeit für Interferenzen über die Zeit von etwa 0.8 % ergeben. Verschiedene Hersteller von RFoG-Produkten haben technologisch unterschiedliche Lösungen ausgearbeitet. Dabei sind einige Spezialitäten zu erwähnen: D-PON Cisco17 setzt mit ihrem Produkt D-PON die Frequenzmodulation für die Rückwärtsübertragung ein. Weil die FM-gestützte Übertragung des gesamten Rück17

http://www.cisco.com/en/US/prod/collateral/video/ps8806/ps8862/ps10444/G1717A-DPONwhitepaper.pdf

2.8 Funknetze

93

wegs einen relativ hohen Frequenzhub erfordert, wird für eine gute Linearität eine im Vergleich zur Modulationsfrequenz ausreichend hohe Trägerfrequenz von 1.25 GHz verwendet. Die zur AM-Modulation zusätzliche Anwendung der FMModulation wird gewählt, um das Dämpfungsbudget im Upstream zu steigern. Es ist jedoch dafür zu sorgen, dass nicht zur gleichen Zeit über verschiedene RFoGNodes mehrere Modems senden können, da gleichzeitig auftretende FM-Träger gleicher Frequenz Interferenzen im optischen Empfänger erzeugen. Diese Interferenzen hängen aber im Gegensatz zu OBI nicht von der optischen Wellenlänge ab. Zur Illustration der Wirkungsweise sei auf FM-Radio hingewiesen, wo im Fall Stereo eine maximale Modulationsfrequenz von 53 kHz mit einem FM-Hub von 75 kHz kombiniert wird (Modulationsindex = 1.4). Wenn der HochfrequenzStörabstand mindestens 10 dB beträgt, wird ein Störabstandsgewinn nach der Demodulation (Modulationsgewinn) von 10 dB erreicht. Digitalisierter Rückweg (Aurora) Aurora18 digitalisiert die gesamte Rückwegbandbreite mit einer Auflösung von 12 Bit, was zwar zu entsprechend hohen Bitraten führt, aber dennoch zwei Kanäle auf einer Wellenlänge zulässt. Als Anwendung sieht Aurora eine sternförmige oder eine geschlaufte Topologie. Letztere erlaubt längere Kaskaden durch Decodierung am nächsten Rückwärtsverstärker, Zuschaltung des lokal anstehenden Rückwärtssignals in der analogen Ebene und erneute Digitalisierung mit anschliessender Übertragung zum nächsten Rückwärtsverstärker. OBI-freie Zusammenschaltung von Rückwegen mit Mehrfach-Fotodiode EMC19 setzt zur OBI-freien Zusammenschaltung von sternförmig anstehenden Rückwegen ihre Mehrfach-Low-Noise-Fotodiode (mit geringer Equivalent Noise Current Density) ein. Dieser Rückweg-Konzentrator wird in den Sternpunkt des PON gesetzt. Die Rückwege werden in der elektrischen Ebene zusammengeschaltet und auf den optischen Sender zum Headend geschaltet, siehe dazu 2.6.5.

2.8 Funknetze 2.8.1 Satelliten 2.8.1.1 Umlaufbahnen Satelliten werden entsprechend ihrem Einsatzzweck in verschiedenen Umlaufbahnen platziert und gehalten. Für die Lage- resp. Bahnkorrekturmanöver wird Treib18 19

www.aurora.com http://www.emc-web.com

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2 Architektur Zugangsnetze

stoff benötigt. Die Lebensdauer eines Satelliten ist durch den Treibstoff begrenzt. Eine letzte Treibstoffreserve wird für die Verschiebung des Satelliten in die sog. Friedhof-Umlaufbahn oder für einen kontrollierten Absturz benötigt. Für die Telekommunikation unterscheidet man folgende Satellitenumlaufbahnen: x Geostationär (GEO, Geostationary Earth Orbit): Flughöhe auf 35’786 km in einer Kreisbahn über dem Äquator. Darum lange Signallaufzeiten. Besonderheit: Der Satellit umrundet die Erde genauso schnell wie diese sich dreht und befindet sich deshalb bezüglich eines Punktes auf der Erdoberfläche immer an derselben Position. Wird genutzt für: Kommunikationssatelliten, Satelliten für TV-Übertragung, Wettersatelliten. x Geosynchron (IGSO: Inclined Geo-Synchronous Orbit), x MEO-Satellit (Medium Earth Orbit): Flughöhe auf ca. 9’600 km. Für eine flächendeckende Versorgung der Erde braucht es zwei Dutzend Satelliten. x LEO-Satellit (Low Earth Orbit): Flughöhe auf 200 bis 1’600 km. Besonderheiten: klein, leicht, billig, energieärmste Bahnen und damit am leichtesten zu erreichen. Raumfahrzeuge bewegen sich mit etwa 7 km/s mindestens 10x schneller um die Erde, als diese sich dreht. Durch die geringe Entfernung zur Erde, kommt es zu keiner Signalverzögerung. Außerdem benötigen die Endgeräte wenig Energie und sind darum gut für Satelliten-Telefonie geeignet. Dichte Netz mit vielen Satelliten nötig. Wird genutzt für: Raumstation ISS, Spionagesatelliten, Erderkundungssatelliten, Kommunikationssatelliten. Hochgelegene Umlaufbahnen führen zu erheblichen Zeitverzögerungen. Bei geostationären Satelliten beträgt die Verzögerung für Up-Link und Down-Link etwa ¼ Sekunde. Das kann bei Telefonie und Datenübertragung störend sein. Satellitenversorgungsgebiete lassen sich durch geeignete Antennen einstellen, man unterscheidet z. B. Hemisphären-weite Beams (Kontinent) und Spot-Beams (Ländergruppen). 2.8.1.2 Telefonie über Satellit Weltweit gibt es einige Anbieter für Satellitentelefonie: x Thuraya: Der arabische Satellitentelefonanbieter mit Sitz in Abu Dhabi und Uplink im Emirat Sharjah betreibt gegenwärtig 2 Satelliten auf geosynchroner Umlaufbahn und deckt Europa , Nord-, Ost- und Zentralafrika, den Nahen Osten, sowie Teile von Asien und Australien ab. Bei Gesprächen zwischen zwei Satellitentelefonen erfolgt die Vermittlung im Orbit, allenfalls auch über eine Verbindung zwischen zwei Satelliten. x Inmarsat: 1979 von der Internationalen Seeschifffahrts-Organisation (IMO) der Vereinten Nationen als International Maritime Satellite Organization gegründet, 1999 als Inmarsat Ltd. privatisiert, betreibt Inmarsat ein SatellitenSystem von zwölf Satelliten (davon elf in Betrieb) auf stationären Umlauf-

2.8 Funknetze

95

bahnen und deckt den Globus zwischen 70° nördlichem und 70° südlichem Breitengrad ab. x Iridium: Weltweite Abdeckung mit 66 Satelliten (LEO, 780 km kreisförmig bei 86.4° Inklination) x ACeS: Der asiatische Satellitentelefonanbieter ACeS (ASIA Cellular Satellite) arbeitet mit einem geostationären Satelliten (ähnlich Thuraya) und kann bis zu 11.000 Gespräche gleichzeitig vermitteln. Die Abdeckung umfasst bisher lediglich den asiatischen Raum. x Globalstar: Satellitenkommunikationsnetz ähnlich dem Iridiumnetz, basierend auf 48 Satelliten in etwa 1.400 km Höhe und im Besitz von Qualcomm, Alenia, China Telecom (HK), DACOM, DaimlerChrysler Aerospace, Elsacom (ein Finmeccanica-Unternehmen), Hyundai, TE.SA.M (ein France Telecom/Alcatel-Unternehmen), Space Systems/Loral und Vodafone AirTouch. Weitere Angaben zur Satellitentelefonie findet der interessierte Leser unter http://de.wikipedia.org/wiki/Satellitentelefon. 2.8.1.3 Rundfunk über Satellit Für Rundfunkzwecke steht eine Vielzahl von Satelliten in einer geostationären Umlaufbahn in Betrieb. Die zunehmend nur noch digital übertragenen Programme sind zum grossen Teil mit kleinen Antennen zu empfangen. Satellitenfernsehen kennt heute kaum Interaktivität (Rückweg). Für Rundfunksatelliten steht im Down-Link ein Frequenzbereich von 10.7 GHz bis 12.75 GHz zur Verfügung, eingeteilt in Transponderbandbreiten von 27 MHz, 36 MHz und bei Halbtransponderbetrieb 72 MHz. Diese Transponderbandbreiten wurden für die analoge FM-Übertragung gewählt und können heute im digitalen Betrieb mit DVB-S pro Transponder 8 bis 12 Programme multiplexiert übertragen (bei DVB-S2 etwa 30 % mehr). Satelliten können bei nicht überlappendem Frequenzbereich an der gleichen Stelle kopositioniert werden. So können beide Satelliten mit gleicher Antennenausrichtung empfangen werden. Der Up-Link-Sender arbeitet in einem höheren Frequenzbereich, da die Bodenstation im Vergleich zum Satelliten wenig Leistungsbereitstellungsprobleme kennt und die grössere Dämpfung bei höherer Frequenz zur Verfügung stellen kann. Neben dem Up-Link und dem Down-Link besteht für die Kontrolle des Satelliten eine Ground-Segment/Space-Segment-Verbindung, TT&C genannt (Telemetry, Tracking & Command).

96

2 Architektur Zugangsnetze

2.8.1.4 Datenübertragung über Satellit Datenübertragung über Satellit eröffnet neue Möglichkeiten, wie etwa eine weite geografische Abdeckung bis hinein in unzugängliche, abgelegene Gebiete ohne jede Infrastruktur. Dafür ist immer Sichtverbindung zum Satellit erforderlich. Aus praktischen Gründen werden Satelliten in geostationärer Umlaufbahn für Anwendungen mit Richtantennen vorgezogen. Sie brauchen keine teure und schwere Antennennachführung. Über die lange Satellitenstrecke entsteht aber eine grosse Zeitverzögerung (Latency) bei der Übertragung. Die angebotenen Datenraten sind traditionell eher gering (typisch im kbps- bis Mbps-Bereich). Folgende Anwendungen werden unter anderen angeboten: x Datenübertragung über verschiedene Satellitentelefonie-Systeme, z. B. Inmarsat BGAN. x Datenübertragung über Astra ASTRA2Connect Internet via Satellit, bis zu 2.048 kbps Download und 128 kbps Upload, Telefonie via Satellit (VoIP). x VSAT (Very Small Aperture Terminal), die Fortschritte bei der Technologie der Bodenstationen und der digitalen Verarbeitung hat kompakte Bodenstationen mit kleinen Parabolantennen (1.8 m Durchmesser oder weniger). VSAT werden für private und für öffentliche Anwendungen eingesetzt. x Broadband Satellite Multimedia (BSM), BSM-Systeme sind von ETSI in TS 102 292 und TR 101 984 beschrieben. BSM ist eine Weiterentwicklung der bewährten VSAT-Anwendungen für den normalen Teilnehmerbetrieb. Nachstehende Anwendungen können wegen der hohen Verzögerungszeit Schwierigkeiten verursachen oder besondere Massnahmen erfordern: x Interaktive Online-Gaming, x Anwendungen mit verzögerungskritischer Client-Software, z. B. Terminalemulatoren, x TCP kann als verbindungsorientiertes Protokoll beschleunigt werden (PEP), UDP dagegen nicht, x Multi-Site-Konfigurationen führen zu doppelter Verzögerungszeit, da zwei Satellitenverbindungen benützt werden. Auf einer Satellitenverbindung reduziert sich der Datendurchsatz insbesondere beim weit verbreiteten und verbindungsorientierten TCP-Protokoll massiv. Das TCP-Protokoll nimmt die grosse Verzögerungszeit (rund 250 Millisekunden pro Weg zwischen Boden und Satellit und rund 600 Millisekunden für beide Wege inklusive Protokoll-Latenzzeit des Systems) als Stau wahr und kann in der SlowStart-Phase die Datenrate nicht hochfahren. Um diesem Effekt zu begegnen, können im Satellitenabschnitt zwischen den beiden Bodenstationen Performance Enhancing Proxies (PEP) eingesetzt werden.

2.8 Funknetze

97

Broadband Satellite Multimedia (BSM) Abbildung 2.19 zeigt das von ETSI konzipierte BSM-Konzept TR 101 98420 (Broadband Satellite Multimedia).

Abb. 2.19 Kern-, Verteil- und Zugangsnetz 21

Die spezifizierte BSM-Technik lässt im physischen Layer Spielraum für Varianten (Abb. 2.20). Dabei gibt es zwei Protokollmodelle: Verarbeitung im Satellit und transparente Durchschaltung. Tabelle 2.3 gibt einige Angaben zu den Varianten, die im physischen Layer benützt werden. Satellite Independent upper Layers (Common)

Families of Satellite Dependent lower Layers

IPv4 oder IPv6

IPv4 oder IPv6

IPv4 oder IPv6

Satellite Independent Adaption Layer

Satellite Independent Adaption Layer

Satellite Independent Adaption Layer

SI-SAP

SI-SAP

SI-SAP

Satellite Dependent Adaption Layer

Satellite Dependent Adaption Layer

Satellite Dependent Adaption Layer

DLL-A (SLC & SMAC)

or

DLL-A (SLC & SMAC)

or

DLL-A (SLC & SMAC)

PHY-A

PHY->B

PHY-C

Family A

Family B

Family C

Abb. 2.20 BSM-Familien

20

21

Erhältlich bei ETSI (registrieren nötig), suchen nach TR 101 984, http://pda.etsi.org/pda/queryform.asp © European Telecommunication Standards Institute 2007. Further use, modification, copy and/or distribution are strictly prohibited. ETSI standards are available from http://pda.etsi.org/pda/

98

2 Architektur Zugangsnetze

Tabelle 2.3 Varianten für den physischen Layer IPoS23

DOCSIS-S24

SATMODE25

Max.US-Datenrate 2048 kbps

2048 kbps

1203 (2406)

128 kbps

Max.DS-Datenrate DVB-S: 45/68 Mbps DVB-S2 : 100+ Mbps

DVB-S: 45/68 Mbps DVB-S2: 100+ Mbps

Spezifikation

DVB-RCS22

kbps

Betreiber z. B.

Astra Broadband Hughes

50 (108) Mbps

DVB-S: 45/68 Mbps DVB-S2: 100+ Mbps

Eutelsat Tooway Astra Broadband

Performance Enhancing Proxies PEP (Performance Enhancing Proxiy) kann unterschiedlich implementiert werden und kann die Erweiterung des TCP-Sendefensters, Multiplexierung mehrerer TCP-Verbindungen und Kompression nach ITU Rec. V.44 über mehrere Pakete einschliessen (nutzt Redundanz über mehrere Pakete). x Performance Enhancing Proxies Intended to Mitigate Link-Related Degradations26 x IP Payload Compression Protocol (IPComp)27 x IP Payload Compression Using DEFLATE28

2.8.2 Mobilfunk 2.8.2.1 Generationenfolge Die mobile Telefonie hat bereits eine lange Geschichte, welche sich in einer langen Generationenfolge manifestiert: x Generation 0G: analoge Übertragung – MTS, MTA, MTB, MTC, IMTS, MTD, AMTS, OLT, Autoradiopuhelin x Generation 1G: analoge Übertragung – NMT, AMPS, Hicap, Mobitex, DataTAC, TACS, ETACS x Generation 2G: 9.6 - 14.4 kbps, bis 64 kbps 22

23 24 25 26 27 28

http://www.etsi.org/deliver/etsi_en/301700_301799/301790/01.05.01_60/ en_301790v010501p.pdf Normiert durch TIA (TIA-1008-A), ITU und ETSI Proprietär (Viasat): http://www.viasat.com/broadband-satellite-networks/surfbeam Astra Broadband, EN 50 478 RFC 3135: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc3135.txt.pdf RFC 3173: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc3173.txt.pdf RFC 2394: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc2394.txt.pdf

2.8 Funknetze

x x x

x x x x

99

– GSM/3GPP Familie: GSM, CSD – 3GPP2 Familie: CdmaOne (IS-95) – D-AMPS (IS-54 and IS-136),CDPD, iDEN, PDC, PH Generation 2.5G: bis 115 kbps, bis 384 kbps – GSM/3GPP Familie: GPRS, HSCSD – iDEN Familie: WiDEN Generation 2.75G: – GSM/3GPP Familie: EDGE/EGPRS – 3GPP2 Familie: CDMA2000 1xRTT (IS-2000) Generation 3G (IMT-2000): 2 Mbps – 3GPP Familie: UMTS (UTRAN), WCDMA-FDD, WCDMA-TDD, UTRA-TDD LCR (TD-SCDMA) – 3GPP2 Familie: CDMA2000 1xEV-DO (IS-856) Generation 3.5G: – 3GPP Familie: HSDPA, HSUPA (2 bis 14 Mbps) – 3GPP2 Familie: EV-DO Rev. A (0.5 bis 2.4 Mbps) Generation 3.75G: bis 2. – 3GPP Familie: HSPA+ – 3GPP2 Familie: CDMA2000 3x (EV-DO Rev. B) Generation 3.9G (Pre-4G): – 3GPP Familie: LTE29 (E-UTRA) – Mobile WiMAX30 (IEEE 802.16e-2005), Flash-OFDM, IEEE 802.20 Generation 4G (IMT-Advanced): – 3GPP Familie: LTE Advanced – WiMAX Familie: IEEE 802.16m

Weitere Informationen finden sich in: x zu 3G/LTE: http://www.3gpp.org/ x zu UMTS: http://www.umts-forum.org/ x zu GSM: http://www.gsmworld.com/technology/index.htm x zu WIMAX: http://www.wimaxforum.org/ x zu WIMAX: http://standards.ieee.org/getieee802/802.16.html

2.8.2.2 Netzarchitektur Referenzschema Abbildung 2.21 zeigt das GSM-Referenzschema, die Abkürzungen sind in Tab. 2.4 beschrieben. Zur Versorgung eines Gebietes wird dieses in Zellen eingeteilt. Bei GSM werden Makro- und Minizellen verwendet, bei höheren Generatio29 30

LTE: Long Term Evolution Broadband Wireless Metropolitan Area Networks (MANS)

100

2 Architektur Zugangsnetze

nen wird die Zellengrösse kleiner gewählt. Letztere richtet sich nach dem Verkehrsaufkommen, der Topografie und dem zugeteilten Frequenzspektrum. Der Mobilfunk ermöglicht per Definition den Betrieb über die Zellengrenzen. Dabei wird der Übertragungsweg von Zelle (BTS) zu Zelle weitergereicht. Die GSMSystemarchitektur ist in drei Teile gegliedert: x Radio Sub-System x Switching Sub-System x Operation & Maintenance Sub-System Tabelle 2.4 Im Referenzschema verwendete Abkürzungen Kürzel

Name

Bedeutung

AuC

Authentication Center

Zugangsberechtigungszentrale

BSC

Base Station Controller

Steuerung mehrer Basisstationen

BTS

Base Transceiver Station

Basisstation

EIR

Equipment Identity Register Datenbank für die Geräte-Kennung IMEI

GMSC

Gateway-MSC

Vermittlungsstelle mit Schnittstelle in andere Netze

HLR

Home Location Register

Heimatdatei

MS

Mobile Station

Mobilfunktelefon, Handy

MSC

Mobile Switching Center

Mobilfunkvermittlungsstelle

OMC

Operation and Maintenance Betriebs- und Wartungszentrale Center

SIM

Subscriber Identify Module Karte mit Chip zum Speichern benutzerdefinierter Daten und Zugriffsberechtigung

TRAU

Transcoding und Rate Adap- Umsetzung von Datenraten tion Unit

VLR

Visitor Location Register

Radio Sub-System

Funkzelle

MS SIM

Besucherdatei

Switching SubSystem

Funkzelle

MS SIM

BTS

BTS BSC Operation & Maintenance Sub-System

Abb. 2.21 Referenzschema

OMC-B

TRAU

MSC

2.8 Funknetze

101

In Abb. 2.22 ist das Frequenzvergabeverfahren für die benachbarten Zellen dargestellt. Das Frequenzspektrum ist beschränkt und muss in den Nachbarzellen wieder verwendet werden (Frequency Reuse). Dabei definiert man eine kleine Zellengruppe mit 7 Zellen, teilt unterschiedliche Frequenzen zu und kombiniert solche Zellen zu einem Zellenverbund. Dabei sind gleiche Frequenzen räumlich möglichst entfernt voneinander und Interferenzen minimal. 3 1

6 4

2

7 5

1 2

3 4 5

6 7 1 2

1 2 3 4 5

3 4 5

6 7

6 7

Abb. 2.22 Frequenzbandzuteilung im Zellenverband

Zellengrösse Makrozellen: Funkzellen in der Grösse von 20 bis 30 Kilometer Durchmesser für weniger dicht besiedelte, ländliche Gebiete. Minizellen: Durchmesser üblicherweise einige Kilometer zur Versorgung städtischer Gebiete. Microzellen: Durchmesser von einigen hundert Meter zur Versorgung von Stadtteilen mit ausreichender Kapazität für starke Mobilfunknachfrage. Nanozellen: Füllzellen mit weniger als 100 Meter Durchmesser zum gezielten Bewältigen von Kapazitätsspitzen bei Veranstaltungen. Pico-Zelle: Für die hausinterne Versorgung von Firmen bei einem Versorgungsengpass. Femto-Zelle: Die Bezeichnung zeigt, dass es sich um eine sehr kleine Zelle handelt. Vorgesehen ist, dass die Femto-Zelle31 den Raum innerhalb des Hauses oder einer Wohnung versorgt, während im gleichen Frequenzbereich Makro-Zellen den Raum ausserhalb des Hauses versorgen. Die Idee bei der Femto-Zelle ist, dass der Bewohner bei einem Diensteanbieter einen Femto-Zellen-Access-Point (mit SIMCard) abonniert. Dieser wird mit dem vorhandenen Internetanschluss des Bewohners verbunden. Die hausinterne Telefonversorgung erfolgt somit vom Diensteanbieter über den Internetanschluss (DSL oder Kabel) sowie den Femto-ZellenAccess-Point zum Mobiltelefon. Der Femto-Zellenanbieter muss dabei nicht mit dem Internetanbieter identisch sein. Ob und wie sich diese neue Idee der FemtoZellen in den Markt einfügen, wird zu beobachten sein. Je nach Diensteangebot in der Femto-Zelle und je nach Gestaltung der Zellenanspeisung werden verschiedene Interessen mitspielen. Ist der Mobilnetz- und DSL/Kabel-Betreiber ist iden31

Weitere Informationen: http://www.femtoforum.org

102

2 Architektur Zugangsnetze

tisch, entstehen keine Konflikte und die Femto-Zelle entlastet den Verkehr der Makro-Zelle ausserhalb des Hauses. Es stellen sich folgende Fragen: Sind aber der Mobilnetz- und der DSL/Kabel-Betreiber verschiedene Unternehmungen, werden dann Kooperationen möglich sein? Erübrigt sich mit der Femto-Zelle der Festnetzanschluss? Wird die Femto-Zelle in Verbindung mit LTE betrieben? Erübrigt sich dann ein Festanschluss für das Internet? 2.8.2.3 Funk-Schnittstelle Die Funkschnittstelle besteht aus zwei Richtungen, nämlich Uplink für die Richtung Handgerät zur Basisstation und Downlink in umgekehrter Richtung. GSM 900 (FDD): Uplink- und Downlink-Frequenz haben einen festen Frequenzabstand von 45 MHz (FDD, Frequency Division Duplex). Die Frequenzbänder sind eingeteilt in 124 Kanäle zu 200 kHz (FDMA, Frerquency Division Multiple Access). Zusätzlich werden die Kanäle im Zeitmultiplex zu 8 Zeitschlitzen mit 0.577 ms betrieben (TDMA, Time Division Multiple Access). GSM-Systeme (Global System for Mobile Communications) verwenden die Phasenmodulation GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying). GSM 1800 (FDD): GSM 1800 hat im Unterschied zu GSM 900 mehr Kanäle (374 zu 200 kHz) UMTS (FDD-Version): Codemultiplex (CDMA, Code Division Multiple Access) mit 128 verschiedenen Codes, Frequenzmultiplex (FDMA) mit 12 Kanälen zu 5 MHz. UMTS (TDD-Version): Codemultiplex (CDMA) mit 16 verschiedenen Codes, Frequenzmultiplex (FDMA) mit 5 Kanälen zu 5 MHz Kanalbreite, Zeitmultiplex (TDMA) mit 15 Zeitschlitzen zu 10 ms pro Kanal (wegen TDD).

2.8.3 Mobilfunk der 4. Generation 2.8.3.1 Entwicklungen für die 4. Generation Modulationsverfahren Obwohl das Zugriffsverfahren OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, ein Vielträger-Modulationsverfahren und OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) bereits seit längerer Zeit bekannt ist, liess es sich bisher noch nicht kostengünstig einsetzen. Deshalb sind die Vorgängerversionen noch mit weniger rechenintensiven Verfahren bestückt worden. Die digitale Sig-

2.8 Funknetze

103

nalverarbeitung für OFDM ist aber heute ausreichend kostengünstig, kommt jetzt in der 4. Generation zur Anwendung und bietet die folgenden Vorteile: x Mit OFDM können auch breitbandige Kanäle gegen Schwund resistent gemacht werden. x Kanalentzerrer lassen sich für OFDM einfacher realisieren als z. B. CDMA. x Dank grosser Symbollängen, kann OFDM mit Schutzintervallen, bekannt als Cyclic-Prefix, gegen Mehrwegeempfang widerstandsfähig gemacht werden. x Das Vielträgermodulationsverfahren OFDM ist gut geeignet mit MIMO (Multiple Input Multiple Output) zusammenzuarbeiten. OFDM hat aber auch einige Nachteile: x Die eng gestaffelten Trägerfrequenzen machen OFDM empfindlich für Phasenrauschen und Frequenzfehler. x OFDM ist empfindlich für den Effekt der Dopplerverschiebung. Er kann bei hohen Fahrgeschwindigkeiten Trägerinterferenzen verursachen. x Blosses OFDM verursacht ein hohes Peak-to-Average Ratio des Signals. Deshalb wird im Uplink ein abgewandeltes Verfahren, SC-FDMA (SCFDMA: Single-Carrier Frequency Division Multiple Access) eingesetzt. Abbildung 2.23 zeigt den Zusammenhang der Symbole in der Zeitebene zu den Unterträgern in der Frequenzebene über die Fourier-Transformation (FFT). 5 MHz Bandwidth

FFT

Sub-carriers

Guard Intervals

…

Symbols

Frequency

… Time

Abb. 2.23 Frequency-Time Representation of an OFDM Signal32

Antennen-Diversity Auch die Antennentechnik trägt zur technologischen Weiterentwicklung der 4. Generation der Mobilfunktechnik bei. Eine variantenreiche Auswahl für Diver32

© 2004. 3GPP™ TSs and TRs are the property of ARIB, ATIS, CCSA, ETSI, TTA, and TTC who jointly own the copyright in them. They are subject to further modifications and are therefore provided to you “as is” for information purposes only. Further use is strictly prohibited.

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2 Architektur Zugangsnetze

sität sowie Beamforming (Strahllenkung durch Phasensteuerung der Antennen im Antennenfeld) stehen heute zur Verfügung (siehe 4.6 und 4.7). Digitale Dividende Mit der Einführung des digitalen terrestrischen Fernsehens ist die Programmkapazität von einem Programm pro Kanal auf etwa vier bis acht Programme gestiegen. Deshalb hat man an der WARC 200733 Frequenzspektrum von Broadcast zu Mobile verschoben. Bis 2015 soll der Bereich von 790 MHz bis 862 MHz für LTE (Long Term Evolution) belegt werden können. Später soll auch der Bereich ab 600 MHz folgen. Diese relativ tiefen Frequenzbereiche ermöglichen neue Anwendungen durch folgende Vorteile: x Grössere Zellen von 5 km bis 30 km, abhängig vom Terrain, von der Nutzung und von der CPE (Customer Premises Equipment, Teilnehmergerät). x Die notwendige Zellenzahl wird drei bis fünf Mal kleiner im Vergleich zu 2500 MHz und 3500 MHz. x Bessere Durchdringung von Gebäuden.

2.8.3.2 Long Term Evolution (LTE) LTE ist die Funk-Schnittstelle der 4. Generation Mobilfunk und Nachfolger, aber nicht Ersatz, für UMTS. Im Schosse von 3GPP34 (3rd Generation Partnership Project) werden Mobilfunknetz-Spezifikationen für sehr hohe Datenraten (Downstream und Upstream) erarbeitet. Dabei werden Datenraten von 100 Mbps im Downstream und 50 Mbps im Upstream angestrebt (bei 5 bps/Hz) in einem 20 MHz Kanal. Das Zugriffsverfahren wird OFDMA und SC-FDMA sein. Die LTE-Funkschnittstelle wird EUTRAN (Evolved UMTS Terrestrial Radio Access Network) genannt und ist eine Weiterentwicklung der UMTS-Schnittstelle UTRAN (UMTS Terrestrial Radio Access Network). LTE ist immer noch in Entwicklung und wird von 3GPP35 schrittweise mit Releases zur Verfügung gestellt: HSDPA (Release 5), HSUPA (Release 6), HSPA+ (Release 7), LTE (Release 8), LTE mit kleinen Erweiterungen (Release 9), LTE-A (Release 10).

33

http://www.itu.int/ITU-R/index.asp?category=conferences&link=wrc-07&lang=en http://www.3gpp.org/About-3GPP 35 http://www.3gpp.org/ 34

2.9 Optischer Richtfunk

105

2.8.3.3 Broadband Wireless Metropolitan Area Networks36 WIMAX37 ist die IEEE-Alternative zu LTE und in mehreren Versionen verfügbar. Die wichtigsten sind: x IEEE 802.16-2004, auch WiMAX fixed genannt, Vorgänger-Version von mobile WiMAX. Der Wechsel einer Funkzelle mit Beibehaltung der IPAdresse ist noch nicht spezifiziert. Die Modulationsart ist OFDM, jedoch ohne MIMO (Multiple Input Multiple Output, Raum-Diversity mit mehreren Antennen). x IEEE 802.16e-2005, auch WiMAX mobile genannt, Wechsel der Funkzelle im laufenden Betrieb ist möglich. Konzept ermöglicht den breitbandigen Zugang zum Internet. Verwendet OFDM zusammen mit MIMO als Modulationsart. Diese Modulationsart ist sehr gut verträglich mit vielen Reflexionen auch bei fehlender Sichtverbindung. Ein Wechsel der Funkzelle im laufenden Betrieb ist möglich. x IEEE 802.16j-2009, Korrektur von WiMAX mobile x IEEE Entwurf P802.16m (Anforderungen von IMT-Advanced (International Mobile Telecommunications) sollen erfüllt werden) x IEEE Entwurf P802.16h (Gemeinschaftsbetrieb in lizenzbefreitem Spektrum)

2.9 Optischer Richtfunk Der optische Richtfunk (Free Space Optics, FSO)) benötigt keine Bewilligungen, kann rasch aufgebaut werden und erlaubt hohe Datenraten in der Grössenordnung von 2.5 Gbps (STM-16). Es ist Sichtverbindung erforderlich, und es entsteht eine Übertragungsdämpfung mit verschiedenartigen Abhängigkeiten: x Absorption: Nebel verursacht hohe Dämpfungen, Regen und Schnee haben aber vergleichsweise wenig Einfluss. Gegenmassnahme in nebelgefährdeten Gebieten sind kurze Strecken und Redundanz. x Luftflimmern: Dadurch wird Lichtleistung in andere Richtungen gestreut und es geht Leistung verloren (zusätzliche Dämpfung). x Umgebungslicht: z. B. Empfangsstörung durch die Sonne hinter dem Sender. x Abschattung: z. B. durch Gebäude, Vögel und Bau-Krane. x Gebäudebewegungen: z. B. durch Wind (Hochhäuser oder Erdbeben. Der optische Richtfunk ist vom Prinzip her sehr einfach. Der Sender erzeugt mit einem Laser einen feinen optischen Strahl, der über eine Linse durch die Luft 36 37

http://www.wimaxforum.org/ http://standards.ieee.org/getieee802/802.16.html

106

2 Architektur Zugangsnetze

zu einem Empfänger geleitet wird. Dort wird der Strahl über eine Linse auf die Fotodiode geführt und in ein elektrisches Signal gewandelt. Die Geräte sind für Duplex-Betrieb je mit Sender und Empfänger ausgestattet. Zur Übertragung werden Wellenlängen in den Bereichen von 760 ... 780 nm, 850 nm, 1310 nm und 1550 nm eingesetzt. Der eng gebündelte Lichtstrahl weist eine Strahlaufweitung von 1 mrad bis 10 mrad auf. Diese Aufweitung führt zu zusätzlicher Dämpfung auf dem Übertragungsweg. Deshalb haben leistungsfähige Systeme eine geringe Strahlaufweitung. Solche Systeme bedürfen einer sehr sorgfältigen Montage und benötigen eventuell eine automatische Strahlnachführung, um bei hohen Gebäuden deren Bewegung zu kompensieren.

2.10 Powerline Communications Powerline (PLC), Oberbegriff für eine Übertragung über Stromleitungen, nutzt solche Leitungen um parallel zur Energieversorgung Daten zu übertragen. Bereits seit vielen Jahren nuzten die Elektrizitätsversorger die Stromleitungen für die Datenübertragung, im Anschlussnetz mit der Rundsteuerung z. B. für die Zählerumschaltung. Die CENELEC-Norm EN 50065-1 regelt diese Benützung und teilt einen Frequenzbereich von 3 bis 148.5 MHz mit einem Sendepegel von 5 mW zu. Im Jahre 2006 wurde die globale Powerline-Spezifikation von der „Open PLC European Research Alliance (OPERA)“ verabschiedet und in den IEEE-Standard IEEE P1901 „Broadband over Power Line Networks (BPL)“ eingearbeitet (Abb. 2.24).

Internet Internet

Bridge

Bridge Mittelspannung

Repeater Niederspannung

HausAnschluss

Abb. 2.24 Referenzschema Powerline Communications

Für die Übertragung wird OFDM mit 1536 Träger innerhalb einer Bandbreite von 25 MHz verwendet, welche je nach Störabstand mit maximal 256QAM (8 Bit/s/Hz) moduliert werden können. Powerline erzeugt naturgemäss eine gewisse Störstrahlung. Diese wurde z. B. für Deutschland mit der Nutzungsbestimmung 30 (NB 30) spezifiziert. In der Praxis zeigte sich aber, dass diese Werte kaum einzuhalten waren. Grossbritannien setzte 10-fach niedigere Grenzwerte in Kraft, worauf dort schon sehr früh alle Powerline-Aktivitäten eingestellt worden sind. Aufgrund der enormen technischen Probleme bei der praktischen Übertragung haben sich viele Firmen vom Markt zurückgezogen. Übrig geblieben sind diverse Produkte mit unterschiedlichen Spezifikationen für Heimvernetzung.

2.12 Evolution, Migration und Next Generation Network

107

2.11 Kabelbasierende Haus- und Heimnetzwerke Soweit vom Kunden für Datennetze Kabel-Lösungen und nicht drahtlose bevorzugt werden, besteht für die Verkabelung in den Häusern eine vielfältige Auswahl, welche die Entscheidung überhaupt nicht vereinfacht. Traditionell in Häusern verlegt wurde über lange Zeit: x Zweidraht-Telefonnetz: für ISDN, ADSL und VDSL verwendbar. x Koaxialkabel: dafür hat die Multimedia over Coax Alliance (MoCA) Lösungen für die Vernetzung der Teilnehmergeräte entwickelt (Chip-Hersteller: Entropic). Dafür sind Koaxialkabel und Zweidraht-Telefonleitungen verlegt worden und vorhanden. Es gibt auch neue Verkabelungsysteme, wie UTP (Unshielded Twisted Pair), STP (Shielded Twisted Pair) und POF (Polymere optische Faser) welche für Ethernet geeignet sind. Zudem ist auch die elektrische Stromverteilung im Haus interessant und dafür eine Vielzahl von nicht kompatiblen Powerline-Systemen entwickelt worden: x HomePNA Home Phoneline Networking Alliance (Chip-Hersteller: für Version 3 nur Copper Gate). x HomePlug-Powerline. Die Adapter gibt es in den Geschwindigkeitsvarianten 28 MBit/s, 85 MBit/s und 200 MBit/s. (Chip-Hersteller: Intellon). x UPA Universal Powerline Association, zweistufiges Konzept mit PowerlineÜbertragung im Zugangsnetz und in der Hausverteilung (Chip-Hersteller DS2). x HD-PLC (Panasonic) x EttH Ethernet-over-Coax (Teleste, Sternnetze: EoC-S, passiv; Baumnetze: EoC-C, auf Powerline Technologie basierend), 100 Mbps. Universellere Wege geht die ITU mit dem Ansatz, Strom-, Telefon- und Koaxialkabel zur Übertragung zu benützen, und spezifiziert dafür die Rec. G.9960 (G.hn, HomeGrid). Einen Anderen Ansatz wählt das IEEE mit P1901: Konzentration auf Powerline Kompatibilität mit HomePlug AV, Panasonic HD-PLC und G.hn.

2.12 Evolution, Migration und Next Generation Network Für einen Netzbetreiber gilt es zu überlegen, in welcher Phase er ein Netz betreibt. Daraus ergeben sich ganz verschiedene Strategien für seine Zukunft. Grundsätzlich bestehen heute folgende Situationen:

108

2 Architektur Zugangsnetze

x Brownfield (bestehendes über längere Zeit betriebenes Netz). BrownfieldNetze haben eine bestehende Kundschaft und mehr oder weniger gesicherte Einnahmen. Im Fall eines Parallelaufbaus einer Netzinfrastruktur durch einen anderen Netzbetreiber ist mit einer Abwanderung von Kunden zu rechnen. Es besteht ein Verdrängungswettbewerb. Normaler Betrieb: Das Netz erfüllt die Anforderungen bezüglich Betriebskosten, Zuverlässigkeit und Innovationsverträglichkeit. Evolution: Der Netzbetreiber will sich auf bestimmte Veränderungen im Netz vorbereiten ohne dass der Teilnehmer schon wesentlich von Veränderungen tangiert wird. Migration zum Next Generation Network: Der Netzbetreiber geht Veränderungen im Netz aktiv an und stellt sicher, dass er die Kunden verträglich migrieren kann. Optimal ist, wenn im Netz ein Parallelbetrieb der alten und er neuen Infrastruktur möglich ist. Dann kann verhindert werden, dass für den Kunden Migrationszwänge entstehen, welche zum Verlust des Kunden führen könnten. x Greenfield (Neubaunetz als Next Generation Network in unberührtem Gebiet oder als Parallelinfrastruktur zu Brownfield-Betreiber): Greenfield-Netze haben zu Beginn keine Kunden aber Investitionen. Das erfordert ein Gleichgewicht zwischen Kundenwachstum und Netzinvestitionen. Das Wachstum ist damit nicht beliebig zu beschleunigen, es sei denn, man verfüge über ausreichende Reserven. Beispiele für Migrationen: x Analoges Fernsehen zu DVB-T (bereits erfolgte Migration). x Satelliten-Fernsehen zu DVB-S und DVB-S2 (Migration im Gang). x Zwei-Draht-Netz von POTS zu ISDN und xDSL (Migration im Gang, es zeigt sich aber, dass Telco-Netzbetreiber jetzt den Aufbau paralleler Glasfaserinfrastrukturen vorziehen). Zwei-Draht-Netze leisten die erforderlichen hohen Bitraten für IP und IPTV über grössere Distanzen kaum mehr und geraten deshalb unter Druck. Deshalb ist in ausgewählten Gebieten mit dem Bau von Glasfasernetzen begonnen worden. x Hybrid-Fiber-Coax-Netze zu FttH (teils Abwarten, teils Umbau auf Fiber Deep, teils Aufbau paralleler LWL-Infrastrukturen). Das HFC-Netz kann heute über grosse Distanzen sehr hohe Bitraten zum Teilnehmer bringen. Es wird sich zeigen, ob die Betriebskosten auf die Dauer verträglich bleiben. Damit ist auch die Frage gestellt, wie denn ein Next Generation Network (NGN) aussehen soll. Folgende Annahmen resp. Feststellungen sind plausibel und helfen in der Entscheidungsfindung weiter:

2.13 Besonderheiten beim Netzbau innerhalb von Häusern

109

x Mit der Zeit wird die digitale IP-Übertragung zur einzigen und universellen Transporttechnologie im Zugangsnetz. Die digitale Verarbeitung und Übertragung hat grosses Kostensparpotential. x Die mit dem Internet bereits übliche Interaktivität wird sich auch im Fernsehen wieder finden. x Der Neubau von Glasfasernetzen ist bald billiger als jener von Kupfernetzen und vor allem zukunftssicherer (Investition und Betrieb). Telco-Betreiber und öffentliche Werke bauen heute Glasfasernetze in grossem Stil. x Zweidrahtnetze haben sich als zu langsam erwiesen. x HFC-Netze sind ein Auslaufmodell, denn die analogen Programme werden gelegentlich verschwinden. Längerfristig wird es sich nicht lohnen, digitale Programme mit einem analogen Netze zu verteilen. Aufgrund dieser Annahmen ist erkennbar, dass das NGN erstens auf Glasfaser basiert und zweitens IP-Pakete transportiert. Diese Erkenntnis ist zwar sehr allgemein und noch immer unscharf, denn es sind viele Varianten möglich. Deshalb wird die Entscheidungsfindung durch die weiteren Erkenntnisse bei Betriebs- und Investitionskosten geschehen. Wenn nun aber ein neues Glasfasernetz zu bauen ist, stellen sich vier zentrale Fragen, von denen alles Weitere abhängt: x Point-to-Point-Topologie (P2P, Bulk Fibre, Sternnetz), passives optisches Verteilnetz (PON) oder aktives optisches Verteilnetz (AON)? x Zusätzliche Dienste über zusätzliche Wellenlänge (z. B. Overlay-Netz für Analog-TV)? x Wird eine minimale Anzahl Feldstandorte angestrebt (Geringhalten der Unterhaltskosten)? x Wie sichert man die Akzeptanz und damit die Machbarkeit der Hausverteilnetze? Fixed-Mobile Convergence Fixed-Mobile Convergence (FMC) hat zum Ziel alle Dienste unabhängig vom Zugangsnetztyp zur Verfügung zu stellen können. Dazu gehören der Zugang, die Provisionierung und das Roaming zwischen den verschiedenen Zugangsnetzen. Das ITU und das ETSI beschäftigen sich damit.

2.13 Besonderheiten beim Netzbau innerhalb von Häusern Während der Netzbetreiber im Zugangsnetz, welches ausserhalb der Häuser liegt, bezüglich Veränderungen relativ frei arbeiten kann, unterliegen Bau und Änderungen im Haus und in der Wohnung grossen Einschränkungen (Zugang und empfindliche Arbeitsumgebung). Jeder Besuch und die vorgesehenen Änderungen am

110

2 Architektur Zugangsnetze

Hausverteilnetz müssen mit dem Hausbesitzer und dem Mieter abgesprochen werden. Dabei ist es für den Netzbetreiber schwierig seinen Zeitplan kurzfristig und autonom umzusetzen. Ausserdem stellt sich in Mehrfamilienhäusern die Frage, ob das ganze Haus oder nur die Wohnung, für welche ein Interesse besteht, umgebaut wird. Hier taucht die Frage auf, ob eine bereits existierende Infrastruktur mitverwendet werden kann (Rohre, Kabel, Drähte etc.). Wenn solche Möglichkeiten bestehen, kommt auch eine hybride Architektur in Frage, also ein Übergang auf eine andere Technologie im Haus als im Zugangsnetz. Beispiele: x FttB und Übergang im Haus auf VDSL und Benützung der Zweidrahtleitung zur Wohnung. x FttxB kombiniert mit Ethernet over Coax.

Literatur Alloptic (2009) OBI in RFoG Networks, internes Papier Lowe J (2010) Tuning DOCSIS and DTV for RFoG. Clearcable-Paper SCTE Canadian Summit Motorola (2010) Amplitude Modulation: RFoG’s Multi-Lane Highway, a Comparison of return Techniques for RF over Glass. Motorola Whitepaper ReDeSign Extending Lifetime of HFC Networks (2010) Verschiedene Dokumente http://www.ict-redesign.eu/index.php?id=27 Roberts H (2009) SCTE CableTec EXPO Kongresspapier, Denver, The Advantages of an “Intelligent” Micronode

3 Kabelgebundene Übertragung Das Kapitel Kabelgebundene Übertragung befasst sich mit den verschiedenen Arten dieser Übertragung. Dabei werden die technischen Hintergründe diskutiert und anwendungsbezogen dargestellt. Wegen der zentralen Wichtigkeit für das Verständnis der Übertragung über das Kabel werden gleich zu Anfang die Telegrafengleichung und die Leitungskenngrössen abgehandelt. In der Folge werden die übertragungstechnischen Grundlagen paarsymmetrischer, koaxialer und optischer Netze aufgezeigt. Im Abschnitt über Lichtwellenleiternetze wird insbesondere die Interaktion zwischen Faser und signalführendem Licht behandelt.

3.1 Theoretische Grundlagen der Leitung 3.1.1 Telegrafengleichung Für die folgenden Berechnungen geht man davon aus, dass die Leitung entlang ihrer Ausdehnung homogen ist, d. h. gleichbleibende Abmessungen und ein einheitliches Dielektrikum entlang der Ausbreitungsrichtung vorliegt: also konstanter Leiterquerschnitt, konstanter Leiterabstand und gleichförmige Isolation. Man denkt sich für die theoretische Betrachtung eine Leitung in kleinste Stücke aufgeteilt, welche aus Längs- und Querelementen bestehen. Dieses Modell lässt sich auf alle Leitungsarten (z.B. Zweidraht, Koaxialkabel) anwenden. Dabei sind L´, R´, G´ und C´ sog. differentielle Elemente (Abb. 3.1). i

u

L´dx

R´dx

ia

i

du

wi dx wx

ua G´dx

C´dx

u

wu dx wx

dx

Abb. 3.1 Differentielles Leitungsstück

Die differentiellen Elemente haben dabei folgende Bedeutung: x Widerstandsbelag Widerstand von Hin- und Rückleitung R '= Leitungslänge

[:/m]

A. Keller, Breitbandkabel und Zugangsnetze, DOI 10.1007/978-3-642-17631-9_3, © Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2011

112

3 Kabelgebundene Übertragung

x Induktivitätsbelag Induktivität der Leiterschleife bei Kurzschluss am Ende [H/m] L '= Leitungslänge x Kapazitätsbelag Kapazität der Leiterschleife bei offenem Ende C '= [F/m] Leitungslänge x Ableitbelag Leitwert zwischen beiden Leitern bei offenem Ende G '= Leitungslänge

[S/m]

Die Beläge werden als zeitlich und örtlich konstant angenommen, d. h. ein Leitungsstück der Länge dx weist beispielsweise über die ganze Länge dauernd einen Serienwiderstand von Rƍdx auf. Für die Berechnungen wird x als Koordinate entlang der Leitung gewählt. Für den infinitesimalen Leitungsabschnitt dx gilt das Ersatzschaltbild Abb. 3.1. Spannungen und Ströme entlang der Leitung sind Funktionen der Zeit t und des Ortes x. Am Ausgang des Leitungsabschnittes dx betragen Strom ia und Spannung ua

wi dx wx

ia

i

ua

u

(3.1)

wu dx wx

(3.2)

Der Strom i bewirkt am Längswiderstand R´und an der Induktivität L´ den Spannungsabfall u  ua

i ˜ R´˜ dx 

wi L´˜ dx wt

(3.3)

Mit der Kirchhoffschen Maschenregel Ȉ U = 0 erhält man u

i ˜ R´˜ dx 

wi wi ˜ L´˜ dx  u  ˜ dx wt wx

(3.4)

Im Querleitwert und in der Querkapazität bewirk u einen Strom iQ iQ

u ˜ G´˜ dx 

wu ˜ C´˜ dx wt

(3.5)

3.1 Theoretische Grundlagen der Leitung

113

und mit der Kirchhoffschen Knotenregel Ȉ I = 0 erhält man wu wi C´˜ dx  i  ˜ dx wt wx

u ˜ G´˜ dx 

i

(3.6)

Dividiert man die Gl. (3.4) und (3.6) durch dx, erhält man: wu wx

§ wi ·  ¨ R´ L´˜ ¸ wt ¹ ©

(3.7)

wi wx

§ wu ·  ¨ G´C´˜ ¸ wt ¹ ©

(3.8)

Diese beiden partiellen Differentialgleichungen sind ein gekoppeltes System und lassen sich auf eine Gleichung reduzieren, wenn z. B. die Gl. (3.7) nach x und Gl. (3.8) nach t differenziert wird: 



w 2u

R '˜

wx 2

w 2i wx ˜ wt

wi w 2i  L '˜ wx wx ˜ wt

(3.9)

wu w 2u  C '˜ wt wt 2

(3.10)

G '˜

Nun kann Gl. (3.10) unter Verwendung von Gl. (3.8) in (3.9) eingesetzt werden:

w 2u wx 2

§ wu · wu w 2u · § R '˜ ¨ G '˜ u  C '˜ ¸  L '˜ ¨ G '˜  C '˜ ¸ ¨ wt ¹ wt © wt 2 ¹¸ ©

(3.11)

Alles zusammengefasst ergibt die sog. Telegrafengleichung: w 2u wx

2

L '˜ C ' ˜

w 2u wt

2

  R ' ˜ C ' L ' ˜ G ' ˜

wu  R '˜ G '˜ u wt

Analog lässt sich auch eine Gleichung für den Strom herleiten:

(3.12)

114

3 Kabelgebundene Übertragung

w2i wx

2

L '˜ C '˜

w2i wt

2

  R ' ˜ C ' L ' ˜ G ' ˜

wi  R '˜ G '˜ i wt

(3.13)

Die Telegrafengleichung kann in der allgemeinen Form nicht geschlossen gelöst werden. Für verschiedene Spezialfälle, wie etwa verlustloser Fall, stationärer Fall, Einschwingvorgang etc. sind mit den zugehörigen Randbedingungen Lösungen zu finden.

3.1.2 Stationärer Fall Die Telegrafengleichung (3.12) gilt auch für den stationären Fall mit sinusförmiger Anregung und im eingeschwungenen Zustand der Leitung. Abbildung 3.2 zeigt ein differentiell kurzes Leitungsstück an der Stelle x. dx

x

I

L´dx

R´dx dU

U

I í dI dI

G´dx

C´dx

U í dU

Abb. 3.2 Harmonische Anregung, differentielles Leitungsstück

Dann gilt für jeden Punkt auf der Leitung

u  x, t

2 ˜ U  x ˜ e jZt

(3.14)

i  x, t

2 ˜ I  x ˜ e jZt

(3.15)

resp. vereinfacht mit komplexer Schreibweise U(x) und I(x) Aus der Kirchhoffschen Maschenregel ȈU = 0 folgt

U ( x)  U ( x  dx) = dU dU  x dx

  j ZL´ R´ dx ˜ I  x

  jZ L´ R´ ˜ I  x

(3.16) (3.17)

3.1 Theoretische Grundlagen der Leitung

115

Mit der Kirchhoffschen Knotenregel ȈI = 0 findet man:

I  x  I  x  dx dI  x dx

dI

  j ZC´G´ dx ˜ U  x

  jZC´G´ ˜ U  x

(3.18)

(3.19)

Gleichung (3.17) differenziert d 2U  x dx

2

  j ZL´ R´ ˜

dI  x

(3.20)

dx

und Gl. (3.19) in (3.20) eingesetzt ergibt die Telegrafengleichung in komplexer Form, eine lineare homogene Differentialgleichung 2. Ordnung mit konstanten Koeffizienten d 2U  x dx 2

 jZL´ R´  jZC´G´ ˜ U  x

(3.21)

ergibt die Wellengleichung der Leitung d 2U  x dx 2

J 2 ˜U  x

(3.22)

und die Ausbreitungskonstante

 jZL´ R´  jZC´G´

J

(3.23)

Analog findet man: d2 I  x dx 2

 jZL´ R´  jZC´G´ ˜ I  x

J2 ˜ I  x

(3.24)

Der Exponentialansatz nach d´Alembert liefert die Lösung der Differentialgleichungen. Allgemein gilt U ( x) U h ( x)  U r ( x) und I ( x)

I h ( x)  I r ( x)

(3.25)

116

3 Kabelgebundene Übertragung

Für die Spannungswellen (h1: hinlaufende Welle, r1: zurücklaufende Welle) findet man die allgemeine Lösung mit dem genannten Ansatz U  x U h1 ˜ e Jx  U r1 ˜ e Jx

(3.26)

wobei Uh1 und Ur1 beliebig Kostanten sind. Genauso gilt für die Stromwellen I  x

I h1 ˜ e Jx  I r1 ˜ e Jx

(3.27)

Aus den Randbedingungen können später die Integrationskonstanten Uh1 und Ur1 definiert werden. Ableiten von Gl. (3.26) und Einsetzen in (3.17) ergibt I ( x)

1 dU ˜ jZL´ R´ dx





J ˜ U h1 ˜ e Jx  U r1 ˜ e Jx jZL´ R´



(3.28)

Mit der umgeformten Gl. (3.23) J j ZL´ R´

j ZL´ R´ j ZC´G´

(3.29)

und dem Wellenwiderstand ZW ZW

j ZL´ R´ j ZC´G´

(3.30)

folgt I ( x)



1 ˜ U h1 ˜ eJx  U r1 ˜ e Jx ZW



(3.31)

3.1.3 Leitungskenngrössen Ausbreitungskoeffizient Ȗ und Wellenwiderstand ZW beschreiben die Eigenschaften vollständig, man nennt sie deshalb Leitungskenngrössen. In der Regel sind sie frequenzabhängig und komplex. Der Ausbreitungskoeffizient Ȗ

3.1 Theoretische Grundlagen der Leitung

J

117

 jZL´ R´  jZC´G´

(3.32)

wird immer in Komponentenform (Aufspaltung in Real- und Imaginärteil) angewendet: J

wobei:

D  jE

(3.33)

Į = Dämpfungsbelag, Dämpfungskoeffizient [Np/km] ȕ = Phasenbelag, Phasenkoeffizient [rad/km]

Durch Rücktransformation von (3.33) in den Zeitbereich gewinnen wir die Verläufe von Strom und Spannung: u  z, t

^

Re u  x, t e jZt

`

­ ½ ° j Zt Ex j Zt Ex °  u r1e Dx e  Re ®u h1e Dx e   

¾  

 ° ° rücklaufend hinlaufend ¯ ¿

i  z, t

^

Re i  x, t e jZt

(3.34)

`

­ ½ ° j Zt Ex j Zt Ex °  i r1e Dx e  Re ®i h1eDx e    ¾ °  

° rücklaufend hinlaufend ¯ ¿

(3.35)

Die Phasen Ȧt ± ȕx zeigen, dass der erste Term die hinlaufende, der zweite Term die rücklaufende Welle beschreibt. Beide Wellen sind in Zeit und Ort periodisch und klingen in ihrer Ausbreitungsrichtung exponentiell ab. Ihrer physikalischen Bedeutung wegen wird Faktor Į als Dämpfungsbelag und ȕ als Phasenbelag bezeichnet. Die Integrationskonstanten uh1 und ih1 sowie ur1 und ir1 sind die komplexen Amplituden der hinlaufenden und der rücklaufenden Welle. Die vorstehenden Gleichungen basieren auf e-Funktionen und das logarithmische Dämpfungsmass Neper [Np] dazu passend auf dem natürlichen Logarithmus. Dieser ist deshalb mit dem Internationalen Einheitensystem (SI) kompatibel und lässt sich wie folgt in das üblichere Dezibel umrechnen

118

3 Kabelgebundene Übertragung

1 dB

ln(10) Np 20

0.115129 Np

(3.36)

1 Np

20 dB 8.685889 dB ln 10

(3.37)

1 rad

180q

(3.38)

S

Wie für Gl. (3.31) gefunden, ist die Wellenimpedanz ZW gleich der Wurzel aus dem Quotienten aus Längsimpedanz und Queradmittanz U ( x) I  x

ZW

 j ZL´ R´  j ZC´G´

(3.39)

Mit Hilfe der Spannungskomponenten von Gl. (3.26) und der Stromkomponenten von Gl. (3.27) U h  x U h1eJx

I h  x

U r  x U r1eJx

1 U e Jx ZW h1

I r  x



1 U e Jx ZW r1

(3.40)

(3.41)

ergibt sich die Wellenimpedanz ZW der verlustbehafteten Leitung: ZW

U h  x I h  x

und

ZW



U r  x I r  x

Die Gl. (3.42) zeigen klar, dass ZW die Dimension einer Impedanz hat.

(3.42)

3.1 Theoretische Grundlagen der Leitung

119

3.1.4 Leitungstypen 3.1.4.1 Unterscheidungsmerkmale

Bei Leitungen kann man zwei grundlegende Eigenschaften unterscheiden: x Verlustlose Leitungen mit Rƍ ȦLƍ und Gƍ n1)

Neben der Brechung findet stets auch eine partielle Reflexion statt. Beim Übertritt eines Lichtstrahls in ein Medium mit grösserer Brechzahl wird der Strahl zum Lot der Trennfläche gebrochen. Umgekehrt wird ein Strahl beim Übergang in ein Medium mit kleinerer Brechzahl vom Lot zur Trennfläche weggebrochen. Hier kann es für einen bestimmten Einfallswinkel Į zur Totalreflexion kommen (Abb.4.2).

4.1.5 Beugung Durch Beugung werden sich geradlinig ausbreitende Radiowellen an einem Hindernis abgelenkt. Die Beugung ermöglicht ein Herumgreifen der elektromagnetischen Wellen um ein Hindernis und damit Radioempfang in der Schattenzone. Die Beugung bewirkt auch, dass Radiowellen der Erdoberfläche folgen können. Man berücksichtigt dies durch Einsetzen der Erdkrümmung mit einem auf 4/3 vergrösserten Erdradius (normal: 6370 km, Radio: 8500 km).

Schattenzone

Abb. 4.3 Beugung am Hindernis

4.1.6 Polarisation Man unterscheidet lineare und zirkulare Polarisation. Bei der linearen Polarisation gibt es zwei Fälle: vertikale und horizontale Polarisation. Bei der vertikalen Polarisation steht der elektrische Feldvektor senkrecht zur Erdoberfläche, bei der horizontalen dagegen waagrecht. Bei der zirkularen Polarisation rotiert der Feldstär-

194

4 Drahtlose Übertragung

kevektor rechts- oder linksdrehend und senkrecht zur Ausbreitungsrichtung (rechtsdrehende resp. linksdrehende Zirkularpolarisation). Eine zirkulare Polarisation erhält man, wenn zwei linear polarisierte Antennen um 90° versetzt angeordnet sind und um 90° phasenverschoben angespeist werden. Sind die Amplituden der linearen Komponenten nicht gleich groß, entsteht eine elliptische Polarisation.

4.2 Einführung zu Antennen 4.2.1 Übersicht Eine Antenne dient zur Abstrahlung der von einem Sender gelieferten Hochfrequenzenergie. Genauso kann die gleiche Antenne Energie aus einem Hochfrequenzfeld aufnehmen (Reziprozitätstheorem) und auf ein Kabel abgeben. Antennen sind somit das Verbindungsglied zwischen kabelgeführter Übertragung und der Übertragung im Raum. Es gibt eine reiche Vielfalt von Antennen für die unterschiedlichsten Bedürfnisse. Die einfachste und meist verbreitete Antenne ist der Halbwellendipol. Er bildet das Grundelement aller Antennenformen und dient auch als Bezugsantenne für Vergleiche von Antennen. Es lassen sich drei Zonen des Antennenfeldes unterscheiden: x Nahfeld, x Übergangsfeld, Fresnel-Region, x Fernfeld, Fraunhofer-Region. Der Übergang von der einen zur anderen Zone ist fliessend. Auch die Grenzen werden unterschiedlich definiert. Mögliche Abgrenzungen sind in Tab. 4.1 und Tab. 4.2 dargestellt. Tabelle 4.1 Antennenabmessungen und Feldcharakteristik Antennenabmessung D>Ȝ

r

D 0.4 Ȝ

4.2.2 Bezugsantennen 4.2.2.1 Kugelstrahler oder isotrope Antenne Ein Kugelstrahler ist verlustfrei und punktförmig mit gleichmässiger, kugelförmiger Strahlungscharakteristik und beliebiger Polarisation (linear, elliptisch, zirkular). Zumeist wird lineare Polarisation angenommen. Der Gewinn ist 1 (lineare Darstellung) oder 0 dB (logarithmische Darstellung). 4.2.2.2 Elementardipol oder Hertzscher Dipol Der Hertzsche Dipol ist ein verlustloser, angepasster Strahler mit gleichförmiger Stromverteilung. Im Vergleich zum Kugelstrahler besteht bereits eine Richtwirkung und eine definierte (lineare) Polarisation. Der Gewinn im Vergleich zum Kugelstrahler beträgt 1.5 bzw. 1.76 dB. Der Elementardipol könnte als kurzer Strahler mit Endkapazitäten gebaut werden, er dient aber wie der Kugelstrahler nur als Modell. 4.2.2.3 Halbwellendipol oder Ȝ/2-Dipol Der Halbwellendipol ist ein verlustloser, angepasster und selbstresonanter Strahler mit sinusförmiger Stromverteilung (Abb. 4.4). Der Gewinn, bezogen auf den Kugelstrahler beträgt 1.64 oder 2.15 dB. Strom

Spannung

Abb. 4.4 Halbwellendipol mit Strom- und Spannungsverlauf

196

4 Drahtlose Übertragung

4.3 Terrestrische Radioübertragung 4.3.1 Radiowellen unterhalb 30 MHz 4.3.1.1 Frequenzbänder unterhalb 30 MHz Tabellen 4.3 und 4.4 zeigen die Einteilung der Kurzwellenbänder. Die Bänder werden mit amplitudenmodulierten Signalen benützt. Die Rundfunkbänder haben eine maximale Modulationsfrequenz von 4.5 kHz. Radioamateure benützen vor allem Einseitenband-Modulation mit unterdrücktem Träger, die das Spektrum sehr effizient ausnützt. Tabelle 4.3 Kurzwellenbänder Rundfunk Band Frequenzbereich Band

Frequenzbereich [kHz]

120 m 2'300-2'495

25 m

11'600-12'100

90 m 3'200-3'400

22 m

13'570-13'870

75 m 3'900-4'000

19m

15'100-15'800

60 m 4'750-5'060

16 m

17'480-17'900

49 m 5'900-6'200

15 m

18'900-19'020

41 m 7'100-7'350

13 m

21'450-21'850

31 m 9'400-9'900

11 m

25'670-26'100

Tabelle 4.4 Kurzwellenbänder Radioamateurfunk Band

Frequenzbereich [MHz]

40 m

7.000 – 7.100

30 m

10.100 – 10.150

20 m

14.000 – 14.350

17 m

18.068 – 18.168

15 m

21.000 – 21.450

12 m

24.890 – 24.990

10 m

28.000 – 29.700

4.3.1.2 Wellenausbreitung unterhalb 30 MHz Der folgende Abriss befasst sich mit der Wellenausbreitung im Kurzwellenband. Wie in Abb. 4.5 dargestellt, unterscheidet man bei der Wellenausbreitung:

4.3 Terrestrische Radioübertragung

197

x Bodenwelle: Radiowellen folgen der Erdoberfläche nach den Gesetzen der Beugung mit dem Radiohorizont gemäss 4/3 des Erdradius. Die Bodenwelle überwiegt im Nahbereich. Sie wird in diesem Abschnitt nicht weiter betrachtet, da der Empfangspegel allein durch die Freiraumdämpfung bestimmt ist und deshalb wenig Veränderungen unterliegt. x Raumwelle: Die Radiowellenausbreitung hängt von vielen Faktoren im Raum zwischen dem Sender und dem Empfänger ab. Je nach Frequenz spielen andere Faktoren eine dominierende Rolle. Die Kurzwelle ist im Zusammenhang mit der Rückwärtsübertragung auf Kabelnetzen von besonderem Interesse, weil die Belegung gleicher Frequenzen im Kabel und in der Luft bei Schirmungsdefekten im Kabelnetz zu Störungen im Kabelnetz führen kann. Für die Ausbreitung im Kurzwellenband (3 bis 30 MHz) ist die Sonne und deren Einfluss auf die Erdatmosphäre von Bedeutung und wird nachstehend weiter erläutert. Raumwelle

Bodenwelle

Erdoberfläche Sender

Troposphäre

Empfänger

Abb. 4.5 Raumwelle und Bodenwelle

Die Erde ist von einer Gashülle umgeben, ihre Dichte nimmt stetig ab und reicht bis in eine Höhe von 2000 bis 3000 km. Die Atmosphäre besteht aus Luft, zur Hauptsache aus Stickstoff und Sauerstoff. Tabelle 4.5 zeigt die Zusammensetzung von trockener Luft in Bodennähe im Detail. Tabelle 4.5 Zusammensetzung der Atmosphäre Komponente

Anteil (in Vol%)

Stickstoff (N2)

78.08

Sauerstoff (O2)

20.95

Kohlendioxid CO2

vorindustriell: 0.026, aktuell: 0.034

Argon (Ar)

0.93

Helium (He)

0.0005

Neon (Ne)

0.0002

Krypton (Kr)

0.00011

Xenon (Xe)

9 ·10 í 7

Ozon (O3)

30 - 50 ppb (1·10 í 9)

Kohlenwasserstoffe (KW)

10 - 100 ppb (1·10 í 9)

Fluorchlorkohlenwasserstoffe (FCKW) 100 - 300 ppt (1·10 í 12)

198

4 Drahtlose Übertragung

Die Atmosphäre ist in der Höhe geschichtet. Man unterteilt in: x Troposphäre (Erdboden bis etwa 11'000 m): Hier spielt sich das Wetter ab. Sie enthält etwa 75 % der Stoffe unserer Atmosphäre. Die Temperatur fällt im Allgemeinen mit zunehmender Höhe um etwa 6 bis 8 °C pro 1'000 m. Abgesehen von Inversionen (Temperaturumkehr zufolge Wetterlage) fällt die Temperatur stetig bis auf etwa í 50° C. Die Obergrenze der Troposphäre unterliegt Schwankungen. In unseren Breiten liegt sie im März mit etwa 9'700 m am tiefsten und im Juli mit etwa 11'100 m am höchsten. Der Zustand der Troposphäre ist für Meterwellen wichtig. Regen, Schnee, Gewitter etc. haben hier ihren Einfluss. x Stratosphäre (11 km bis 80 km): Sie ist ohne das übliche Wettergeschehen und hat keinen Wasserdampf. Die Temperatur bleibt bis in eine Höhe von 20 km konstant auf etwa í 50 °C, steigt zuerst langsam, dann schneller bis in eine Höhe von 50 km um knapp 50 °C an und erreicht in 80 km í 60 °C. x Ionosphäre (80 km bis 800 km): In der Ionosphäre finden sich zahlreiche elektrisch geladene Teilchen als Folge einer Aufspaltung neutraler Luftmoleküle unter Sonneneinwirkung. Die Ionisation geschieht unter der Einwirkung von Ultraviolett- und Röntgenstrahlen von der Sonne. Auch die kosmische Strahlung und die pausenlos in der Erdatmosphäre verglühenden Meteoritenteilchen (einige 10 Milliarden pro 24 Stunden) sind an der Ionisation beteiligt. Die Ionisation ist eine Energieeinwirkung, die bewirkt, dass Elektronen aus dem Atomverband herausgelöst werden und das Atom als Ion (positiv geladenes Teilchen) zurückbleibt. Die freien Elektronen rekombinieren nach einer gewissen Zeit wieder mit einem Ion, und dabei entsteht wieder ein neutrales Atom. Die Zahl der freien Elektronen pro Volumeneinheit ist von der Intensität der Einstrahlung abhängig. Die Anwesenheit der Elektronen macht die Ionosphäre bzw. Schichten davon zu einem elektrischen Leiter, der die Eigenschaft hat, Radiowellen bestimmter Frequenzen zu reflektieren. Eigentlich ist es kein echter, spiegelartiger Vorgang, vielmehr ist es eine Rückstreuung in einem grossen Volumen. Bereits 1900 hat Kenelly und Heavyside das Vorhandensein einer solchen Schicht angenommen. Deshalb spricht man auch von der Kenelly-Heavyside-Schicht. In einer Höhe von 800 km findet ein allmählicher Übergang in den interstellaren Raum statt. Diese Grenzschicht nennt man Exosphäre.

4.3 Terrestrische Radioübertragung

199 F2 - Schicht F1 - Schicht E - Schicht D - Schicht

Abb. 4.6 Ionisierende Schichten in der Atmosphäre

Die Ionosphäre ist tatsächlich in verschiedene Schichten gegliedert (Abb. 4.6), welche unterschiedlichen Einfluss auf die Wellenausbreitung im Kurzwellenband haben. Dabei ist die Sonne der Motor für die zu beobachtenden Vorgänge in den verschiedenen Schichten: x D-Schicht: Sie ist die unterste Schicht und liegt 50 km bis 90 km über der Erdoberfläche. Die Elektronendichte ist noch gering, deshalb werden nur sehr lange Wellen reflektiert. Die Kurzwellen durchdringen die D-Schicht und erleiden dabei eine gewisse Dämpfung. Immerhin kann diese Dämpfung so goss werden, dass Absorption entsteht. Die Dämpfung nimmt aber für zunehmende Frequenzen ab und hat für 20-m-Wellen kaum mehr einen Einfluss. Die Rekombination der Elektronen in der D-Schicht verläuft bei Sonnenuntergang sehr rasch, und der Einfluss der D-Schicht verschwindet somit schnell. Die relativ geringen Tagesreichweiten im 40-m- und 80-m-Band sind auf die Dämpfung der D-Schicht zurückzuführen. x E-Schicht: In der E-Schicht liegt das Maximum der Elektronendichte bei etwa 110 km bis 130 km Höhe. Kurz nach Sonnenaufgang steigt die Ionisation stark an, erreicht um die Mittagszeit das Maximum und fällt dann langsam bis zum Sonnenuntergang ab. Nach Sonnenuntergang setzt massiv Rekombination ein, so dass sich die E-Schicht etwa nach einer Stunde fast völlig aufgelöst hat. Trotzdem kann nachts eine reduziert aktive E-Schicht weiterbestehen. Ausserdem gibt es noch des Phänomen der Sporadisch-E-Schicht. Sie kann bei Polarlicht-Ereignissen in Polnähe, aber auch spontan in tieferen Breitengraden als Wolke mit hoher Elektronendichte am Tag oder in der Nacht beobachtet werden. Sporadisch-E führt im Funkverkehr zu Überreichweiten, welche bis ins Fernsehband I auftreten können. Häufigkeitspunkte gibt es um 10 Uhr und 19 Uhr Ortszeit; in Sommermonaten sind auch mehr solche Ereignisse zu beobachten. x F2-Schicht: Sie liegt mit 250 bis 400 km am höchsten und ist von allen Schichten am stärksten ionisiert. Über F2 kommen die meisten KurzwellenFernverbindungen zustande. Die Rekombination der Elektronen erfolgt sehr träge, so dass auch noch nachts Reflexion möglich ist. Kurz vor Sonnenun-

200

4 Drahtlose Übertragung

tergang erreicht die Elektronendichte ihr Minimum. Zwei Anomalien sind festzustellen: Erstens wird das Tagesmaximum nicht am Mittag erreicht, sondern erst am frühen Nachmittag, zweitens kann auch in den Nachtstunden die Ionisierung noch ansteigen, obwohl keine Sonneneinstrahlung mehr stattfindet. Abweichungen sind ebenfalls zwischen Sommer und Winter festzustellen. Die Elektronendichte ist im Winter grösser. x F1-Schicht: Sie ist durch ein etwa 50 km breites Gebiet geringerer Elektronendichte von der F2-Schicht getrennt. Die F1-Schicht ist für Kurzwellenübertragung unerwünscht, weil sie die Wellenausbreitung durch Absorption behindert. Die F1-Schicht kann nur zusammen mit einer F2-Schicht entstehen. x Ionosphärenstürme: Sie können unvermittelt auftreten und sind mit der Unruhe des Erdmagnetfeldes im Zusammenhang. Ebenfalls von Auswirkung sind die Sonnenflecken, welche in einem Zyklus von 11 Jahren wiederkehren. Interessante Details finden sich bei: http://www.ae4rv.com/tn/propflash.htm.

4.3.2 Radiowellen oberhalb 30 MHz 4.3.2.1 Frequenzbänder oberhalb 30 MHz Tabelle 4.6 gibt eine grobe Übersicht über die Verwendung der Frequenzbänder oberhalb 30 MHz. Tabelle 4.6 Frequenzbereiche oberhalb 30 MHz Frequenz

Wellenlänge Name

Anwendungen

30 - 300 MHz 10 - 1 m

UKW, VHF

0.3 - 3 GHz

1 - 0.1 m

Mikrowellen, UHF TV, Richtfunk, Mobilfunk, Flugfunk, Radar

Rundfunk, TV, Mobilfunk, Flugfunk

3 - 30 GHz

10 - 1 cm

Mikrowellen, SHF Richtfunk, Satellitenübertragung, Radar

4.3.2.2 Wellenausbreitung oberhalb 30 MHz Oberhalb 30 MHz verliert sich die Reflexion an der Ionosphäre zunehmend, und ab 100 MHz kommen im Normalfall keine Reflexionen mehr vor. Elektromagnetische Wellen breiten sich oberhalb 100 MHz geradlinig wie Lichtstrahlen aus und folgen den Gesetzmässigkeiten der Optik. Sie erleiden Beuge- und Brechungseffekte. Veränderungen der dielektrischen Eigenschaft der Luft beeinflussen den Brechungskoeffizienten. Das kann zu Überreichweiten und Ducting führen. Bei Überreichweiten vergrössert sich dadurch der Radiohorizont. Bei Ducting werden

4.4 Gesetzmässigkeiten der Wellenausbreitung

201

die Radiowellen in einem „Schlauch“ geführt, gebildet durch zwei übereinanderliegende Inversionsschichten in der Atmosphäre. Abbildung 4.7 zeigt, wie eine Inversionsschicht als Radioreflektor wirkt. Inversionsschicht Empfänger 1

Erdoberfläche Sender

Empfänger 2

Troposphäre 10 km

Abb. 4.7 Reflexion an einer Inversionsschicht

4.4 Gesetzmässigkeiten der Wellenausbreitung 4.4.1 Feldstärke und Dipolpegel

r

Abb.4.8 Isotroper Strahler mit Strahlungsdiagramm (Kugel)

Eine isotrope Antenne (Abb. 4.8, fiktiver Kugelstrahler) strahlt in alle Richtungen mit gleicher Leistung. Auf der Oberfläche einer fiktiven Kugel mit dieser Antenne im Zentrum kann die Leistungsdichte angegeben werden PD

wobei:

PD PS r

PS

(4.1)

4 ˜ S ˜ r2

: Leistungsdichte in der Kugeloberfläche [W/m2] : von der isotropen Antenne abgestrahlte Leistung [W] : Kugelradius

Die abgestrahlte Hochfrequenzenergie kann auch als Feldstärke dargestellt werden. Wenn die Feldstärke E auf der fiktiven Kugel bekannt ist, beträgt die Leistungsdichte PD

E2 120 ˜ S

E 2 / Z0

(4.2)

202

wobei:

4 Drahtlose Übertragung

E Z0

: elektrische Feldstärke in der Kugeloberfläche [V/m] : Feldwellenwiderstand [ȍ]

In Gl. (4.2) entspricht 120 · ʌ dem Wellenwiderstand im Vakuum (377 ȍ), denn das ohmschen Gesetz zeigt, dass Z0 in PD=E2/Z0 ein Widerstand ist. Die effektive Wirkungsfläche einer Antenne hat wenig zu tun mit ihrer geometrischen Fläche und ergibt sich unter Berücksichtigung des Gewinns g allgemein zu Ae

wobei:

Ae g Ȝ

g ˜ O2 4˜S

(4.3)

: effektive Wirkungsfläche der Antenne [m2] : Antennengewinn, linear [linearer Faktor] : Wellenlänge [m]

oder für den Halbwellendipol Ae

1.64 ˜ O 2 4˜S

(4.4)

Der Faktor 1.64 entspricht dem bekannten Gewinn des Halbwellendipols in logarithmischer Darstellung von GD

10 ˜ log 1.64

2.15 dBi

(4.5)

Die von einer Antenne aufgefangene Leistung PA ergibt sich zu PA

wobei:

PA PD Ae

PD ˜ Ae

(4.6)

: von der Antenne aufgefangene Leistung [W] : Leistungsdichte [W/m2] : eff. Wirkungsfläche der Antenne [m2]

Gleichungen (4.2) und (4.4) in (4.6) eingesetzt ergibt PA

1.64 ˜ O 2 ˜ E 2 480 ˜ S2

(4.7)

Die Dipol-Klemmenspannung U an der Antenne ist gem. Ohmschem Gesetz U

PA ˜ Z D

(4.8)

4.4 Gesetzmässigkeiten der Wellenausbreitung

wobei:

ZD U

203

: Impedanz des Halbwellendipols = 73.2 ȍ : Dipolklemmenspannung [V]

Mit Gl. (4.7) und (4.8) erhält man somit 1.64 ˜ O 2 ˜ E 2

U

480 ˜ S2

˜ ZD

(4.9)

Mit Ȝ = c / f, c = 0.3 Â 10 6 km/s im Vakuum und ZD = 73.2 ȍ U

47.223 ˜

E f

[V, V/m, MHz] oder [μV, μV/m, MHz]

(4.10)

d. h. in die logarithmische Darstellung umgeformt

wobei:

u

33.6  20 ˜ log  E  20 ˜ log  f

u f c

: log(U) : Frequenz [Hz] : Lichtgeschwindigkeit [m/s]

[dBμV, μV, MHz]

(4.11)

Abbildung 4.9 zeigt die Strahlungsleistung und die Feldstärke in linearem und logarithmischem Massstab am Beispiel der maximal zulässigen abgestrahlten Leistung von 20 pW gemäss EN 50083-2.

Pegel [dBpW, uV/m, dBuV]

70 Strahlungs-leistung [dBpW]

60

Feldstärke [uV/m]

50

Feldstärke [dBuV/m]

40 30 20 10

Frequenz [MHz]

Abb. 4.9 Strahlungsleistung und Feldstärke im Vergleich

950

850

750

650

550

450

350

250

150

50

0

204

4 Drahtlose Übertragung

4.4.2 Empfangspegel in Funktion der Entfernung zum Sender

wobei:

Ue

143  10 log  ERP  32.5  20 log  f  20 log  d

Ue ERP f d

: Empfangspegel [dBuV] : abgestrahlte Leistung [kW] : Frequenz [MHz] : Distanz [km]

(4.12)

4.4.3 Wellenausbreitung im freien Raum Der Wirkungsgrad für die Ausbreitung im homogenen, unbegrenzten Medium (keine Reflexion, Brechung, Beugung und Interferenz) als Verhältnis der empfangenen zur ausgesendeten Leistung lässt sich als Funktion der Absorptionsflächen von Sende- und Empfangsantenne, FS bzw. FE , der Übertragungsdistanz D und der Wellenlänge Ȝ darstellen PE PS

FS ˜ FE

(Fränzsche Beziehung)

D 2 ˜ O2

(4.13)

Die Absorptionsfläche für den isotropen Strahler beträgt F iso

O2 4˜S

(4.14)

Mit FS = FE = Fiso ergibt sich 2

PE PS

§ O2 · 1 ¨ ¸ ˜ ¨ 4 ˜ S ¸ D2 ˜ O2 © ¹

PE PS

2 1 § 0.3 · § ¨ 4 ˜ S ¸ ˜¨¨ 2 2 © ¹ © f ˜D

§ O · ¨ ¸ © 4˜S˜ D ¹

2

(4.15)

oder mit Ȝ = c / f

wobei:

f

· ¸ ¸ ¹

: Frequenz [MHz], D : Distanz [km]

(4.16)

4.4 Gesetzmässigkeiten der Wellenausbreitung

205

Die Freiraumdämpfung A0 zwischen isotropen Strahlern in logarithmischer Darstellung ergibt sich zu A0

§P · 10 ˜ log ¨ E ¸ © PS ¹

A0

32.5  20 ˜ log( f )  20 ˜ log(d )

A0 f D

: Freiraumdämpfung [dB] : Frequenz [MHz] : Distanz [m]

§ 0.3 · 20 ˜ log ¨ ¸  20 ˜ log( f )  20 ˜ log(d ) (4.17) © 4˜S ¹

oder

wobei:

(4.18)

Aus der Senderleistung lässt sich mit Hilfe der Freiraumdämpfung A0

§P · 10 ˜ log ¨ E ¸ 10 ˜ log( PS )  10 ˜ log( PE ) © PS ¹

(4.19)

die Empfangsleistung ermitteln PE

10

PS 0.1˜ A0

(4.20)

Gleichung (4.20) eingesetzt in (4.21) gem. Ohmschen Gesetz UA

wobei:

RS

(4.21)

PE ˜ RS

: Strahlungswiderstand der Antenne

ergibt UA

PS ˜ RS

(4.22)

100.1˜ A0

resp. umgerechnet in dBμV UA



10 ˜ log( RS )  10 ˜ log( PS )  10 ˜ log 100.1˜ A0



(4.23)

Mit RS = 73.2 ȍ (theoretischer Wert des Strahlungswiderstandes für die verlustfreie Kopplung Raum-Antenne) ergibt sich

206

4 Drahtlose Übertragung

UA

139  10 ˜ log( PS )  A0

(4.24)

Nun ist aber die Freiraumdämpfung definiert zwischen zwei isotropen Strahlern. Also kommt für die Praxis zweimal der Gewinn isotroper Strahler zu Halbwellendipol hinzu, da die Sendeleistung als ERP (Effective Radiated Power), die Empfangsspannung auf den Halbwellendipol definiert ist. Der Gewinn isotroper Strahler (0 dB) zu Halbwellendipol (2.15 dB) beträgt 2.15 dB. Somit ergibt sich §O· U A ¨ ¸ 140  10 ˜ log  ERP  20 ˜ log  f  20 ˜ log  D © 2¹

wobei:

(4.25)

UA [dBμV], ERP [kW], f [MHz], D [km]

4.4.4 Azimut und Distanz zwischen 2 Punkten auf der Erde Azimut und Distanz von einem Punkt auf der Erdoberfläche zum andern lassen sich wie folgt berechnen (Abb. 4.10): Die Distanz zum Sender beträgt im Bogenmass O

arccos  cos E1 ˜ cos E2  sin E1 ˜ sin E2 ˜ cos J

(4.26)

oder in km D = 111.17 ˜ O

(4.27)

und der Winkel zum Sender beträgt D

§ cos E1  cos E2 ˜ cos O · arccos ¨ ¸ sin E2 ˜ sin O © ¹

Sender

ȕ1 J Į ȕ2 į

Standort

Empfang Abb. 4.10 Azimut und Distanz zweier punkte auf der Erdoberfläche

(4.28)

4.4 Gesetzmässigkeiten der Wellenausbreitung

wobei

ȕ1 ȕ2 J į

207

: 90º í geografische Breite Sender, Bogenmass : 90º í geografische Breite Standort, Bogenmass : Differenz geografische Länge : Distanz Standort zu Sender auf Erdoberfläche, Bogenmass

4.4.5 Wellenausbreitung mit Hindernissen 4.4.5.1 Radiohorizont Wie in Abb. 4.11 dargestellt, bewirkt die Kugelgestalt der Erde eine Absenkung des Empfangsstandortes mit zunehmender Entfernung. Für Radiowellen ist zufolge des Beugungseffekts der Radio-Erdradius um ѿ grösser (4/3) als der wirkliche Erdradius einzusetzen. P0

t b

ǻh Px

r D

r

Abb. 4.11 Horizontabsenkung zufolge Erdkrümmung

wobei:

r re rr

: Krümmungsradius re oder rr : Erdradius 6370 km : Radiokrümmungsradius 8500 km, rr = 4/3 Â re

D

360 ˜ b 2˜r ˜S

(4.29)

 D

b r

(4.30)

t

 r ˜ tan  D

§b· r ˜ tan ¨ ¸ ©r¹

(4.31)

208

4 Drahtlose Übertragung

2

'h

2

r  t r

2

ª § b ·º r  « r ˜ tan ¨ ¸ »  r © r ¹¼ ¬ 2

§ · 2 ª § b ·º ¨ ¸ r 1  « tan ¨ ¸ »  1 ¨¨ ¸¸ ¬ © r ¹¼ © ¹

'h

(4.32)

(4.33)

In der Praxis genügt folgende Näherung für ǻh

b|t oD

(4.34)

r 2  D2  r

'h

(4.35)

Der Fehler für D = 1'000 km beträgt 1.63 ‰. 4.4.5.2 Fresnelzone Damit mit Freiraumdämpfung gerechnet werden kann, muss die Fresnelzone frei bleiben. Die Fresnelzone ist definiert als Rotationsellipsoid mit der kleinen Halbachse b und der Länge (Brennpunktabstand) D.

b

0.5 ˜ D ˜ O

(4.36) b

D

Abb. 4.12 Fresnelzone, D: Distanz zw. Sender und Empfänger, b: Radius der Fresnelzone

4.4.5.3 Feststellen von Geländehindernissen

Es kann nützlich sein, entlang einer Strecke vom Sende- zum Empfangsstandort (Abb. 4.12, P0 , Pn) mit Gl. (4.37) den Abstand ds des Radioverbindungsstrahls zu einem vermuteten Hindernis Pxn zu berechnen und den gewonnenen Wert für Dämpfungsberechnungen zu verwenden:

4.4 Gesetzmässigkeiten der Wellenausbreitung Px2

Px1

P0

ds(x1)>0 h0

P´x2

209

ǻhx2

Pn

ds(x2)0 ĺ Radiosicht ds(x)3

Gleiche Technologie in der Kaskade

15·log()

Mittewert, Kaskade >5

Nur Feed Forward in der Kaskade

15·log()

Ungleiche Technologie in der Kaskade

10·log()

5.6.1.5 Zusammenfassung Störabstandsverhalten bei analogem TV

x CNR: Steigt mit steigendem Eingangspegel des Verstärkers im Verhältnis 1:1. Die Kaskadenaddition des Rauschens bei n Verstärkern verläuft nach 10 ā log(n). x CTB: Sinkt mit steigendem Ausgangspegel des Verstärkers im Verhältnis 2 : 1. Die Kaskadenaddition des CTB bei n Verstärkern verläuft nach 20 ā log(n). x CSO: Sinkt mit steigendem Ausgangspegel des Verstärkers im Verhältnis 1 : 1. Die Kaskadenaddition des CSO bei n Verstärkern verläuft nach 10 ā log(n). Abbildung 5.38 zeigt das sog. Scherendiagramm. Es zeigt auf der Ordinate die Anzahl kaskadierter Verstärker und auf der Abszisse den Verstärkerausgangspegel

258

5 Breitbandkabelnetz

für eine bestimmte Verstärkung. Im Diagramm sind zwei Linien eingezeichnet, die eine stellt den maximalen Ausgangspegel für einen bestimmten Intermodulationsabstand dar, die andere den minimalen Ausgangspegel für einen bestimmten Rauschabstand. Das Diagramm zeigt einen Bereich (Dreieck entlang der Abszisse), wo der Ausgangspegel des Verstärkers ausreichend gross ist, um den vorgesehenen Rauschabstand sicherzustellen, und gleichzeitig klein genug ist, um die zugelassene Intermodulation nicht zu überschreiten. Mit zunehmender Anzahl kaskadierter Verstärker befindet sich in diesem Beispiel bei acht Verstärkern der Kreuzungspunkt von Rauschabstand und Intermodulationsabstand, d. h. beide Vorgaben werden gerade noch eingehalten. Somit sind hier maximal acht Verstärker zuzulassen. Aus

VerstärkerAusgangsPegel

gan

gsp e Inte gel fü r rmo dula einen tion vorg e sab stan geben en d

nen ebe geg vor n e d ein für bstan a gel spe ausch R ang g s Au

2

4

8

Anzahl kaskadierte Verstärker

Abb. 5.38 Scherendiagramm Pegeldimensionierung des Koax-Verstärkers

5.6.2 Intermodulation zwischen digitalen Kanälen Während Intermodulation zwischen analogen TV-Kanälen zur Hauptsache aus den Produkten ihrer Bildträger bestehen, bilden digital modulierte Kanäle zwar wie analoge Kanäle genauso Störprodukte. Nun aber mit ihrer kanalbreiten Rauschstruktur. Solche Produkte bilden keine diskreten Störprodukte, sondern ein Intermodulationsrauschen, denn durch die über alle Massen angestiegene Anzahl Störprodukte (CTB und CSO) nähert sich die Intermodulation dem. Dabei sind folgende Begriffe von Wichtigkeit:

x CIN:

Verhältnis des Trägerpegels zur Summe der rauschähnlichen Signale hervorgerufen durch die Nichtlinearitäten im Übertragungsweg (CIN: Composite-Intermodulation-Noise oder gleichbedeutend Carrier-toIntermodulation-Noise). Die Bandbreite bezieht sich dabei auf die Kanalbreite. CIN wird durch Messung bestimmt. x CTN: Verhältnis des Trägerpegels zum thermischen Rauschpegel. Die Bandbreite bezieht sich dabei auf die Kanalbreite. Carrier-to-Noise

5.6 Nichtlineare Verzerrungen

259

(CTN) lässt sich nach den auch für analoge Programme geltenden Regeln bestimmen. x CCN: Carrier-to-Composite-Noise (CCN) ist das Verhältnis des Trägerpegels zur Summe von CIN und CTN. ANSI/SCTE hat mit der Norm ANSI/SCTE 17 2007 Messmethoden festgelegt13.

5.6.3 CTB von gemischten analogen und digitalen Kanälen Überlegungen zum Rauschabstand:

x Für analoge Fernsehprogramme gilt der Systemrauschabstand CNR, ermittelt für die betreffende Bandbreite. x CTN, der Systemrauschabstand für digitale Fernsehprogramme unterscheidet sich vom CNR durch eine andere Bandbreite und den wirksamen Pegeloffset. Überlegungen zum Rauschabstand der analogen Programme:

x Es ist der Systemrauschabstand CNR für die analogen Fernsehprogramme vergrössert um den mit dem Pegeloffset korrigierten CIN wirksam. Überlegungen zur Intermodulationsabstand (CSO, CTB) der analogen Fernsehprogramme:

x Zu berechnen, wie für analoge Fernsehprogramme üblich. Überlegungen zum Geräuschabstand digitaler Programme:

x Der digitale Geräuschabstand CCN setzt sich primär zusammen aus CIN und CTN. x Hinzu kommen die Intermodulationsanteile CSO und CTB der analogen Programme. Dabei ist deren Pegeloffset einzurechnen. x Die Komponenten werden vorteilhafterweise zusammengefasst und als MER (Modulations-Fehler-Rate) ausgedrückt. Abbildung 5.39 zeigt die entstehenden Spektren der vier Fälle bei der CTBBildung (f1 + f2 í f3) aus analogen und digitalen Programmen. Nur bei 3 analogen Trägern (Bildträger der analogen Programme) entstehen schmale Spektren. Allerdings entstehen bei vielen Kanälen sehr viele solche Spektrallinien, die über die gesamte Bandbreite verteilt sind, so dass hier auch von einem Intermodulationsrauschen gesprochen werden kann. Sobald ein digitales Programm an der Mischung beteiligt ist, entstehen breitere, rauschähnliche Spektren, die sich in ihrer Summe sehr stark dem Rauschen nähern.

13

ANSI/SCTE Normen: http://www.scte.org/content/index.cfm?pID=59

260

5 Breitbandkabelnetz

Träger

Amplitude

Amplitude

Träger

Intermodulation

Intermodulation

Frequenz

Frequenz

2 digitale + 1 analoger Träger

Amplitude

Träger

Träger

Amplitude

3 analoge Träger

Intermodulation

Intermodulation Frequenz

Frequenz

1 digitaler + 2 analoge Träger

3 digitale Träger

Abb. 5.39 Einzel-Intermodulationsprodukte verschiedener Zusammensetzung

5.6.4 Messverfahren 5.6.4.1 Rauschen Das Verstärkerrauschen kann unter anderem nach der Verstärkungsmethode gefunden werden. Dabei wird dem Verstärker am Eingang nur ein Abschlusswiderstand angeschlossen und die Rauschleistung am Ausgang des Verstärkers gemessen. Das Rauschmass kann dann wie folgt bestimmt werden NF

wobei:

PAusg .Rauschen  ¬ª  PRD  log10 ( B )  G ¼º

PRauschen k T B G PRD

: : : : : :

(5.30)

k·T·B Boltzmann-Konstante k = 1.38 · 10 í23 Joules/ºK Temperatur [Kelvin] Rauschbandbreite [Hz] Verstärkung [dB] í 174 dBm/Hz, Rauschleistungsdichte bei Raumtemperatur (290 ºK)

5.6.4.2 Intermodulation Die Intermodulation wird in der Praxis als Geräteeigenschaft und als Systemeigenschaft gemessen. Im ersten Fall dient die Messung der Qualitätssicherung und als Angabe für Systemberechnungen. Im zweiten Fall wird ein ganzer Signalzug, bestehend aus vielen Netzelementen, gemessen.

5.6 Nichtlineare Verzerrungen

261

Geräteeigenschaft: Die Intermodulation lässt sich nach einem Vielträgerverfahren (unmodulierte Träger) oder einem Zwei- bzw. Dreiträgerverfahren bestimmen. Beim Vielträgerverfahren entsteht eine grosse Menge von Störprodukten. Diese erscheinen als Störhaufen an der Stelle einer während der Messung abgeschalteten Trägerfrequenz. Dabei wird auf verschiedenen Kanälen gemessen und der schlechteste Wert angegeben. Beim Zweiträgerverfahren wird CSO (Composite Second Order Beat) als Summen- bzw. Differenzprodukt gemessen, und beim Dreiträgerverfahren wird CTB (Composite Triple Beat) als Mischprodukt dreier Frequenzen gemessen. Auch hier werden mehrere Messungen für verschiedene Frequenzkombinationen durchgeführt und der schlechteste Wert angegeben. Systemeigenschaft: Diese wird mit den im Netz aufgeschalteten Signalen durchgeführt, d. h. es sind nun modulierte Signale mit toleranzbehafteten Pegeln. Falls kein unbelegter Kanal vorhanden ist, ein solcher für die Messung abzuschalten. Der interessierte Leser findet weitergehende Angaben in den entsprechenden Normen:

x Für Gerätemessungen: EN 60728-3 (EN 50083-3, DIN 45004) x Für Systemmessungen: EN 60728-1 (EN 50083-7) Beispiele verschiedener Intermodulationsmessmethoden: 6 dB Pegel

Pegel

IMA3

f1 f1+f2íf3

f2

IMA2

f1

f3

f2íf1

Frequenz

f2 Frequenz

Abb. 5.40 DIN 45004; links: 3-Sendermessverfahren, rechts: 2-Sendermessverfahren

Abbildung 5.40 zeigt die alte DIN 45004 2-Sender- und 3-Sender-Messverfahren. Dabei werden für Intermodulation zweiter Ordnung zwei Träger aufgeschaltet und auf der Summen- und der Differenzfrequenz die Intermodulationsabstände gemessen. Pegel

CTB

Frequenz

Abb. 5.41 Vielsender-Messmethode EN 50083-3 mit vorgegebenem Frequenzraster

262

5 Breitbandkabelnetz

In Abb. 5.41 ist das Vielsender-Messverfahren für Intermodulation zweiter und dritter Ordnung dargestellt. Es wird ein ganzes Raster von unmodulierten Trägerfrequenzen aufgeschaltet, wovon an einer Trägerfrequenzstelle eine Lücke bleibt. In der Lücke kann nun die Intermodulation IM2 und IM3 bestimmt werden. Abbildung 5.42 zeigt das Prinzip des CINR-Messverfahren gemäss EN 50083-3. Dabei wird der Ausgangspegel eines Verstärkers kontinuierlich vergrössert. Zuerst kann man einen 1:1-Anstieg des CINR beobachten bis zu einem Maximum, wo ein 2:1-Abfall zufolge Intermodulation einsetzt. t ink

o lati odu rm Inte 1 2:

ns he usc Ra 1 ĺ 1:

ĺ

CINR

ns t teig

Ausgangs-Pegel

Abb. 5.42 CINR-Messverfahren: Carrier to Interference + Noise Ratio EN 50083-3 AusgangsPegel

Intercept-Punkt IP3

3

IM von Leis tung

Au sg

an gs

pe g

el

Sättigungsleistung

Rauschen

Eingangs-Pegel

Abb. 5.43 Messung des Dynamikbereiches mittels Intercept-Punkt für IM3

Eine weitere Möglichkeit, den Dynamikbereich eines Verstärkers zu beschreiben, ist der in Abb. 5.43 dargestellte Intercept-Punkt.

5.7 Netzpegelung und Entzerrung 5.7.1 Aufgabe der Entzerrung Als Entzerrung bezeichnet man die gezielte Beeinflussung eines Frequenzgangverlaufs. Folgende Umstände erfordern eine Entzerrung:

5.7 Netzpegelung und Entzerrung

263

x Kabeldämpfung: Da die Kabeldämpfung mit einer Wurzelfunktion frequenzabhängig ist, sind am folgenden Verstärker die höheren Frequenzen mit tieferem Pegel als die tieferen Frequenzen vorhanden. Deshalb müssen die tieferen Frequenzen gedämpft werden, bis der Pegel wieder für alle Frequenzen gleich ist. Einen solchen Entzerrer nennt man Kabelentzerrer. x Passivdämpfung: Passive Bauteile haben im Allgemeinen einen linearen Frequenzgangabfall zu höheren Frequenzen hin. Deshalb müssen bei Überschreiten einer Toleranzgrenze tiefere Frequenzen gedämpft werden, bis der Pegel für alle Frequenzen gleich ist. Einen solchen Entzerrer nennt man Linearentzerrer. x Frequenzgangabfall in Verstärkern am oberen Bandende: Bei Verstärkern ist typischerweise ein mehr oder weniger ausgeprägter Frequenzgangabfall am oberen Bandende zu beobachten. Wenn dieser Abfall die Toleranzen überschreitet, kann mit einer Korrekturdämpfung die gesamte Bandbreite ohne das obere Bandende gedämpft werden. Dies entspricht einer Anhebung der obersten Frequenzen. Einen solchen Entzerrer nennt man Korrekturdämpfung. x Vorentzerrung (Slope): Es ist aus Störabstandsgründen vorteilhaft das Übertragungsband gegen das obere Ende hin anzuheben. Einen solchen Entzerrer nennt man Vorentzerrer. x Kabelnachbildung: Ist eine Vorentzerrung am folgenden Verstärker nicht genügend durch Kabeldämpfung abgebaut, so kann eine Kabelnachbildung die Differenz zum Sollwert korrigieren. Mit einer Kabelnachbildung wird ein Frequenzgang modelliert, welcher einem Kabel entspricht. x Buckelentzerrer: Dient der Korrektur der Summation von VerstärkerFrequenzgangwelligkeiten über eine lange Kaskade.

5.7.2 Prinzip der Entzerrung Es hat sich in der Praxis als richtig erwiesen und kann auch rechnerisch belegt werden, dass der Frequenzgang im Normalfall am Verstärkereingang auf einen konstanten Pegel entzerrt werden soll. Am Verstärkerausgang wird der Pegel gegen hohe Frequenzen hin angehoben. Damit verbunden sind zwei Vorteile:

x Der Eingangspegel am Folgeverstärker sinkt nicht so tief ab, was einen besseren Rauschabstand zur Folge hat. x Die Verstärkerausgangsstufe erzeugt bei schrägem Ausgangspegel weniger Intermodulation. Die Vorentzerrung senkt die tieferen Frequenzen ab. Damit wird ein Gewinn beim Interferenzabstand erreicht. Streng genommen müsste man linear vorentzerren, was aber sehr unübersichtlich wäre. Mit dem Einsetzen eines linearen Vorent-

264

5 Breitbandkabelnetz

zerrers in der Zwischenstufe wäre der Ausgangspegel frequenzlinear. Durch das nachfolgende Kabel würde sich diesem linearen Pegelverlauf ein Verlauf mit Wurzelfunktion überlagern. Zur Entzerrung einer solchen Kombination von Linear- und Wurzelverlauf wären spezielle Kabelentzerrer erforderlich. Der Fehler bei einer generellen Wurzelentzerrung ist gering und beträgt, wie in Abb. 5.44 ersichtlich, nur etwas mehr als 1 dB. In der Interferenzabstandsberechnung wird dieser Fehler auf etwa die Hälfte reduziert. 9 Kabelentzerrerschräge

8 7 6 5 4 3 2 1 0 50

250

450

650

850

Frequenz kabelangepasste Schräge

lineare Schräge

Abb. 5.44 Unterschied lineare zu Wurzel-Vorentzerrung

Kabelentzerrer müssen bei langen Kaskaden die exakte Kabelfunktion kompensieren, sie werden dann auf das Kabel angepasst oder es wird periodisch mit speziellen Entzerrern korrigiert. Bei den modernen Netzen mit sehr kurzen Kaskaden genügen einfache Entzerrer vollauf.

Kabelentzerrer

Pegelsteller Dämpfung

erste Verstärkerstufe

Kabelentzerrer

Pegelsteller Dämpfung

H1 Eingangs-Netzwerk

zweite Verstärkerstufe

H2 Zwischenstufen-Netzwerk

Abb. 5.45 Blockschaltbild zweistufiger Koax-Verstärker

Abbildung 5.45 zeigt das Prinzip für Pegel- und Entzerrungseinstellung eines heute typischen Koaxial-Verstärkers:

x Eingangs-Netzwerk: Mit dem Kabelentzerrer wird der Pegel so eingestellt, dass er über die Frequenz konstant verläuft, und mit dem Pegelsteller auf den Sollwert gebracht. Ziel ist, dass in der ersten Verstärkerstufe weniger Intermodulation auftritt als in der zweiten. x Erste Verstärkerstufe H1.

5.8 Rückwärtsübertragung

265

x Zwischenstufen-Netzwerk: Mit dem Vorentzerrer wird die Ausgangsstufe mit der Netz-Soll-Schräge angesteuert und mit dem Pegelsteller auf Sollpegel gebracht. Durch die Schräge in der Ausgangsstufe erreicht man einen Gewinn bei der Intermodulation. x Ausgangsverstärkerstufe H2.

5.8 Rückwärtsübertragung 5.8.1 Grundlagen Vorerst gilt es für die Rückwärtsübertragung einige Vorgaben festzulegen:

x Nutzbare Bandbreite: für DOCSIS 42 MHz oder 65 Hz. x Modulationsart: digital, QPSK oder xQAM, ev. CDMA. x Systemgegebene Erfordernisse: Sende- und Empfangspegel von Zentralmodem (CMTS) und Teilnehmermodem, Störabstände. x Wahlfreie Vorgaben: Zentralmodem-Empfangspegelfenster, Teilnehmermodem-Sendepegelfenster. Diese Vorgaben dienen der Definition des Rückweges. Dazu gehört die Verstärkung des Rückwegmoduls, der Modulationsindex auf dem optischen Segment sowie die Pegelvorgabe in den Knotenpunkten der Rückwegzusammenführung in Verstärker, Node und Kopfstation. Spielregel zwischen Kabelmodem und CMTS ist, dass das Modem vom CMTS Pegeleinstellkorrekturen erhält, bis der Sendepegel so ist, dass der Pegel am CMTS die Vorgabe erreicht. Abb. 5.45 zeigt eine Übersicht vom Kabelmodem bis zum CMTS-Linecard-Port. Für DOCSIS 3.0 mit Bonding im Upstream beträgt der maximale Modemsendepegel 111 dBȝV. Es muss nun bei der Planung sichergestellt werden, dass am ersten Knotenpunkt (2) der vorgegebene Pegel erreicht werden kann. Hub: Node-Zusammenschaltung auf CMTSLinecard

LWL-Segment

Koax-Segment

Passives KoaxSegment am Netzende

CMTS

6

5

4

3

2 Kabelmodem

Abb. 5.46 Übersicht Rückweg von Kabelmodem bis CMTS

1

266

5 Breitbandkabelnetz

In Abb. 5.46 sind 1 der Modemsendepegel, 2, 3 und 4 die Knotenpunktpegel für zusammenlaufende Signale, 5 der Ausgangspegel am optischen Empfänger und 6 der Sollpegel am Eingang der CMTS-Linecard. Als Beispiel wird 80 dBȝV am Knotenpunkt 2 angenommen. Damit ergibt sich als maximale Dämpfung im Rückweg zwischen Knotenpunkt 2 und Kabelmodem: 111 dBȝV í 80 dBȝV = 31 dBȝV. Ist das ungenügend, kann man den Vorgabewert am Koppelpunkt 2 im Design auf 70 dBȝV setzen und gewinnt 10 dB. In der Praxis wird sich eine Normalverteilung der Sendepegel über alle Kabelmodem einstellen. Dabei ist sicherzustellen, dass sowohl maximaler wie auch minimaler Modemsendepegel innerhalb die Spezifikationen zu liegen kommen. Siehe dazu auch 7.4.4. 5.8.2 Anforderungen an den Rückwärtsverstärker Abbildung 5.47 zeigt das Blockschema des Rückwärtsverstärkers. Die einzelnen Stufen bedeuten: 1. Zusammenschaltung mehrerer Rückwege, 2. Anpassdämpfung, 3. Verstärkermodul, 4. Entzerrer, 5. Dämpfung zur Einstellung des Ausgangspegels für Sollwert am nächsten Verstärkereingang.

5

4

3

2

1

Abb. 5.47 Blockschema des Rückwärtsverstärkers

Die Bandbreite des Verstärkers braucht nicht sehr gross zu sein und ist in der Praxis durch die Diplex-Filter des Verstärkers begrenzt, also bei z. B. 65 MHz. Daraus folgt, dass auch die Intermodulationsfestigkeitsanforderungen kleiner sind als für den Vorwärtsweg. Da jedoch digitale Kanäle übertragen werden lässt sich die Messmethode für den Vorwärtsweg nicht anwenden. Man behilft sich oft mit der 3-Sendermethode nach DIN 45004 B und stellt dabei Werte um die 113 dBȝV fest. 5.8.3 Dämpfung vom letzten Verstärker bis zur Übergabestelle

5.8 Rückwärtsübertragung

267

Die maximale Dämpfung bei der obersten Übertragungsfrequenz im Rückwärtsweg (30 bis 65 MHz) ist etwa gleich der Dämpfung bei der untersten Frequenz im Vorwärtsweg (50 bis 87 MHz). Eine messtechnische Möglichkeit mit rechnerischer Ermittlung der Dämpfung im Rückwärtsweg kann aus der Schräge im Vorwärtsweg gewonnen werden. Die Dämpfung bei 11 MHz ergibt sich zu:

A11

P600  PSÜS600 P P P P  600 SÜS600 50 SÜS50 50 1 600

wobei: P600 P50 PSÜS600 PSÜS50

: : : :

§ 11 · ˜ ¨¨  1¸¸ © 600 ¹

(5.31)

Verstärkerpegel bei 600 MHz Verstärkerpegel bei 50 MHz Pegel an der Signalübergabestelle bei 600 MHz Pegel an der Signalübergabestelle bei 50 MHz

Die Formel lässt sich auch auf andere Frequenzen anwenden. Falls exakte Werte aus den Planungsunterlagen verfügbar sind, können diese verwendet werden. Die Formel kann nur auf das passive Verteilnetz (passiv bedeutet nur Kabel, Abzweiger und Verteiler) vom letzten Verstärker bis zur Signalübergabestelle angewendet werden. Annahme ist, dass die Passiv-Teile (Ausnahme: Kabel) für alle betrachteten Frequenzen die gleiche Dämpfung ausweisen. Eine andere nützliche Überlegung ist die Abschätzung der Rückwegdämpfung aus den Pegelwerten im Vorwärtsweg. Es wird angenommen, dass der letzte Verstärker auf 110 dBȝV bei 5 dB Schräge gepegelt ist und die Teilnehmerdose 63 dBȝV Minimalpegel hat. Somit ergibt sich die maximale Dämpfung im Rückweg zu: 110 dBȝV í 5 dB í 63 dBȝV = 42 dB. Aus solchen Überlegungen lässt sich die erforderliche maximale Verstärkung des Rückwärtsmoduls im Verstärker ermitteln. 5.8.4 Pegelung des Rückwärtsweges Das Prinzip der Rückwärtswobbelung (Frequenzgangmessung) ist in Abb. 5.48 dargestellt. Während im Vorwärtsweg immer der Verstärkerausgang gepegelt wird, ist es im Rückweg der Rückwegverstärkereingang. Das muss so sein, weil die Pegelzusammenführung von verzweigten Strängen am Zusammenführungspunkt gleiche Pegel haben müssen. Eine Folge davon ist, dass die Rückwegeinstelldämpfung am Verstärkerausgang ist. Der Sollpegel wird somit am Rückwegverstärkereingang um die Verstärkung angehoben, um die Kabel- und

268

5 Breitbandkabelnetz

Passivdämpfung reduziert und mit der Einstelldämpfung im Verstärker auf den Sollpegel des nächsten Verstärkers angepasst. Das hat zur Folge, dass auf den Sollpegel am nächsten Verstärker eingestellt werden muss, was nicht mit einer Person geht. Früher schritt man von der Node zum letzten Verstärker und stellte immer auf den Sollpegel im Hub ein. Die Anzeige erfolgte auf einem Fernsehkanal mit TV-Gerät. Heute versehen Messautomaten diesen Dienst über den Telemetriekanal. Das zugehörige System ist in Abb. 5.49 dargestellt. Kamera

TVModulator

Pegeln des Upstream- und des Downstream-Pegels entlang der Downstream-Richtung

Einspeisepunkt für den Kammgenerator ist die Messbuchse am Verstärkerausgang

HP SpektrumAnalysator

HP

Hub

HFC-Netz Kammgenerator

TV

Pegel auf 80 dBuV am Referenzpunkt einstellen

Am Rückwegverstärker den Ausgangspegel so einstellen, dass am Spektrum Analysator im Hub der erforderliche Sollpegel erscheint (Fernablesung am TV)

Opt.Tx Verteiler

Zusammenschaltung

Opt.Tx

Feldmessgerät

Opt.Tx

Telemetrie zum Feldmessgerät

Rückwärts Wobbler

Referenz

Vorwärts Wobbler

Zusammenschaltung

Broadcast

Abb. 5.48 Pegelungsprinzip für Rückwärtsweg

Opt.Rx

Node

Opt.Rx

Node

Opt.Rx

Node

Wobbel-Impulse und Telemetrie zum Feldmessgerät

Abb. 5.49 Vorwärts-/Rückwärtswobbeln vom Hub zum koaxialen Netz

5.9 Lichtwellenleiternetz

269

5.9 Lichtwellenleiternetz14 5.9.1 Einleitung Glasfaser Übertragungsstrecken bestehen aus einem Sender, einem optischen Empfänger und der Single-Mode Glasfaser, die beide Netzelemente verbindet. Die Übertragungsqualität wird bestimmt durch die Eigenschaften der beteiligten Netzelemente:

x Beim optischen Sender: – Sendeleistung, – Wellenlänge, – Optisches Linienspektrum (Chirp), – Rauschen (RIN, Relative Intensity Noise), – Nichtlinearitäten, – Modulationsindex OMI. x Bei der Glasfaser: – Dämpfung, – Chromatische Dispersion (Material- und Wellenleiterdispersion), – Polarisationsdispersion, – Nichtlineare Effekte. x Beim optischen Empfänger: – Rauschen (Photodiodenrauschen, thermisches Rauschen), – Maximale optische Eingangsleistung. Die Grundlagen sind in Kapitel 3.4.9 enthalten

5.9.2 LWL-Vorwärtsübertragung 5.9.2.1 Übertragungseigenschaften und Linkdimensionierung Die Eigenschaften eines AM-Links für die Übertragung von Analog-TV-Kanälen sind im Wesentlichen durch Intermodulations- und Rauschabstand gegeben. Der Intermodulationsabstand ist eine Herstellerangabe, welche sich auf eine bestimmte Anzahl Programme bezieht. Meist wird gemäss EN 50083 für unmodulierte Kanäle spezifiziert. Der hochfrequente Rauschabstand CNR ergibt sich aus dem optischen Modulationsindex OMI, der Rauschstromdichte NCD und dem Relative In-

14

Dieses Kapitel befasst sich mit der Glasfaserübertragung, soweit diese für Hybrid-Fiber-Coax von Relevanz ist, d. h. für die analoge und QAM-Übertragung auf einem so genannten AMGlasfasernetz und somit auf Single-Mode Fasern.

270

5 Breitbandkabelnetz

tensity Noise RIN. Abbildung 5.50 zeigt den Rauschabstand für verschiedene Kombinationen von RIN, OMI und NCD. CNR @ RIN=-155 NCD=1 OMI=3.9%

56.0

Rauschabstand CNR [dB]

54.0

CNR @ RIN=-157 NCD=1 OMI=3.9% 52.0

CNR @ RIN=-155 NCD=8 OMI=3.9%

50.0

48.0

CNR @ RIN=-157 NCD=8 OMI=3.9%

46.0

CNR @ RIN=-157 NCD=1 OMI=4.5%

44.0

42.0

CNR @ RIN=-157 NCD=8 OMI=4.5%

40.0 Ͳ14

Ͳ12

Ͳ10

Ͳ8

Ͳ6

Ͳ4

Ͳ2

0

2

optischer Eingangspegel [dBm]

Abb. 5.50 Optische Verbindung, CNR vs. Empfängereingangsleistung, % = 5 MHz

Interessant ist dabei, dass bei hoher Empfängereingangsleistung der RIN dominiert, bei kleiner dagegen die NCD. Von gleichem Einfluss bei allen Eingangspegeln ist dagegen der OMI. Damit lässt sich eine optische Verbindung auf die gewünschten Übertragungseigenschaften anpassen. Wichtig ist aber auch, dass die maximale Eingangsleistung der Empfangsdiode nicht überschritten wird. Die Bemessungsgleichungen für optische Verbindungen sind in 3.4.9 zu finden. 5.9.2.2 Wellenlängenmultiplex im Vorwärtsweg Wellenlängenmultiplex im Vorwärtsweg ist wegen dem Four-Wave-Mixing (FWM) nur beschränkt möglich, es sei denn man verwende von einander weit entfernte Wellenlängen wie 1310 nm und 1550 nm. AM-TV-Programme benötigen einen hohen Störabstand. Der Four-Wave-Mixing-Effekt führt sehr rasch zu unzulässigen Störprodukten. Es ist aber möglich, auf wenigen Wellenlängen in unregelmässigem Abstand zueinander gleiche AM-TV-Kanäle und dazu unterschiedliche digitale Kanäle zu übertragen. Dabei liegen die analogen Kanäle im unteren, die digitalen im oberen Frequenzband. 5.9.2.3 Schritte von HFC zu LWL Mit steigendem Datenverkehr müssen in bestehenden HFC-Netzen die koaxialen Zellen verkleinert werden. Das macht aus der Sicht von DOCSIS nur soweit Sinn,

5.9 Lichtwellenleiternetz

271

wie ein zusammenhängender koaxialer Netzabschnitt auf einen DOCSISUpstream-Port geschaltet werden kann. Optische Zusammenschaltungen müssen bezüglich thermischem Rauschen unter Kontrolle bleiben und sind möglicherweise unnötig teuer. Es macht in einer ersten Stufe Sinn, bestehende Fasern mit Wellenlängen-Multiplex besser auszunützen, um Termin- und Kostenvorteile zu realisieren. Sinnvoll ist es, wenn sich das inkrementell wachsende Fasernetz als Teil eines anzustrebenden Ganzen (z. B. PON) entwickelt. Ein HFC-Netz hat heute im Zentrum Fasern, die mit WDM mehrfach genutzt werden können. Am Netzende werden zusätzliche Fasern benötigt, um die koaxialen Zellen zu verkleinern. Zu diesem Zweck sind heute Technologien verfügbar und werden im Folgenden vorgestellt. HFC-Netze übertragen traditionell analoge Radio- und Fernsehprogramme. Diese erfordern einen ausreichenden Störabstand, auf den Rücksicht zu nehmen ist. Abbildungen 5.51 und 5.52 zeigen Beispiele für Hub-seitig Fasern sparende Wellenlängen-Multiplex-Anordnungen. Das Beispiel in Abb. 5.50 ist für sehr grosse Distanzen gedacht und zeigt einen externen Modulator zur Verteilung des Broadcast-Angebotes (BC). Über eine Spleissbox mit Verteiler werden die vier Nodes bedient. Narrowcast (NC, digitale Zusatzkanäle) werden mit WDM ebenfalls über EDFA zur Spleissbox übertragen und dort mit WellenlängenMultiplexern auf die Nodes verteilt. Node 1 und 2 sind mit je einem optischen Empfänger für BC und NC ausgestattet und damit bezüglich der Pegelunterschiede von der optischen Ebene unabhängig. Für Node 3 und 4 wird nur ein Empfänger verwendet. Hier ist zu beachten, dass die optischen Pegel richtig angepasst sind. Bezüglich Rauschen ist diese Anordnung etwas ungünstiger, da der Relative Intensity Noise (RIN) von beiden Sendern als Rauschbeitrag wirkt.

Ȝ0

Verteiler

BC

Externer Modulator

EDFA

Ȝ0

Rx1

Ȝ1

EDFA

Ȝ0

Rx2

Ȝ1

NC2

Ȝ2

NC3

Ȝ3

NC4

Ȝ4

WellenlängenMultiplexer

NC1

Headend/Hub

EDFA

EDFA

Wellenlängen-Multiplexer

Ȝ2 Ȝ0 Ȝ3 Ȝ0 Ȝ4 Spleiss-Box

Rx3 ‫گ‬ Rx4 ‫گ‬

Nodes

272

5 Breitbandkabelnetz

Abb. 5.51 Segmentierung mit Boadcast/Narrowcast auf individuellen Lasern

Abbildung 5.51 zeigt eine andere Lösung mit Lasersendern für die gemeinsame Übertragung von BC und NC. Zentral ist hier die Voraussetzung, dass für alle Laser identische analoge TV-Kanäle im unteren Band zu übertragen sind. Diese Anordnung kann im 1300 nm und im 1550 nm Band realisiert werden. Im 1300 nm Band ist für eine störungsfreie Übertragung eine Menge von Randbedingungen zu beachten (Four-Wave Mixing FWM, Cross Phase Modulation XPM, Stimulated Raman Scattering SRS und Dispersion). Abbildung 5.53 zeigt die Einschränkungen bezüglich Kanalabstand und Wellenlänge (siehe auch Kapitel 3.4.7). WellenlängenMultiplexer

Ȝ4

WellenlängenMultiplexer

Ȝ3

NC4

WellenlängenMultiplexer

Ȝ2

NC3

WellenlängenMultiplexer

Ȝ1

NC2

WellenlängenMultiplexer

BC

NC1

Ȝ1

Ȝ1

Ȝ3

Ȝ4

Rx1

Headend/Hub

Rx2

Rx3

Rx4

Nodes

Abb. 5.52 Segmentierung mit Broadcast/Narrowcast auf demselben Laser Kanalabstand

durch SRS begrenzt

3 nm 1 nm

durch FWM begrenzt

WDM-Betrieb möglich

durch Dispersion begrenzt

durch FWM und XPM begrenzt

1320 nm

1345 nm

Wellenlänge

Abb. 5.53 Nichtlineare Effekte begrenzen die WDM-Anwendung im 1300 nm Band

Im 1550 nm Band sind die nichtlinearen Effekte weniger schlimm, da die hohe Dispersion FWM und SRS gegenüber dem 1300 nm Band lindert. Direkt modulierte 1550 nm Laser haben gegenüber solchen für 1300 nm geringeren Chirp (etwa 100 MHz/mA statt 150 MHz/mA). Zusätzlich wird aber die Dispersion der Standardfaser geeignet kompensiert.

5.9 Lichtwellenleiternetz

273

5.9.3 LWL-Rückwärtsübertragung 5.9.3.1 Übertragungseigenschaften und Linkdimensionierung Die Dimensionierung geschieht analog zum Vorwärtsweg, wie in 5.9.2.1 beschrieben. Abbildung 5.54 gibt den Rauschabstand als Funktion des optischen Eingangspegels bei einer Bandbreite von 6.4 MHz für den Rückwärtsweg an. Falls es vorgesehen ist, mehrere Rückwärtskanäle elektrisch zusammenzuschalten, muss der resultierende CNR ausreichend bleiben. CNR@RIN=Ͳ145 NCD=1OMI=3.2% 50.0

RauschabstandCNR [dB]

CNR@RIN=Ͳ145 NCD=1OMI=4.% 40.0

CNR@RIN=Ͳ145 NCD=1OMI=10.%

30.0

20.0

CNR@RIN=Ͳ145 NCD=8OMI=3.2%

10.0

CNR@RIN=Ͳ145 NCD=8OMI=4.% CNR@RIN=Ͳ145 NCD=8OMI=10.%

0.0 Ͳ30

Ͳ25

Ͳ20

Ͳ15

Ͳ10

Ͳ5

0

optischerEingangspegel[dBm]

Abb. 5.54 Optische Verbindung, CNR vs. Empfängereingangsleistung, B = 6.4 MHz

Eine Zusammenschaltung von Wellenlängen auf einen Empfänger über optische Koppler kann störende optische Interferenzen (sog. Optical Beat Interference, OBI) erzeugen, falls benachbarte Wellenlängen einen gewissen Abstand unterschreiten. Verschiedene Arbeiten im Zusammenhang mit RF over Glass (RFoG) haben gezeigt, dass störender OBI nur mit einer gewissen Wahrscheinlichkeit ausreichend vermieden werden kann. 5.9.3.2 Wellenlängenmultiplex im Rückwärtsweg Nachdem im optischen Rückkanal digitale Modulation eingesetzt wird, ist es problemlos möglich, Coarse-Wavelength-Division-Multiplexing (CWDM, grobes Wellenlängen-Multiplex) mit dem Normraster zu verwenden. Dabei können CWDM-Laser ungekühlt betrieben werden.

274

5 Breitbandkabelnetz

5.10 Automatische Pegelregelung im Netz 5.10.1 Aufgabe der Pegelregelung Die Aufgabe der Pegelregelung besteht darin, in einem Signalzug (Abb. 5.55) an bestimmten Stellen die nicht vermeidbaren Pegelabweichungen zu korrigieren, um das eingestellte Gleichgewicht zwischen Rauschen und Intermodulation beizubehalten. Die Pegelregelung auf einer Strecke richtet sich nach den Erfordernissen, die durch Länge und Eigenschaften dieser Strecke gegeben sind. Hub

LWL

Koax

K1

Ȉ Kn

1

2

3

1

Summenregelung

2

Optische Regelung oder Pilotton-Regelung

3

Verstärkerregelung

3

Abb. 5.55 Übertragungsstrecke mit Hub, LWL und Koax

5.10.2 LWL-Netzabschnitt Die LWL-Strecke ist für die AM-Übertragung auf ein gewünschtes Gleichgewicht zwischen Rauschen und Intermodulation eingestellt. Dabei kann konzeptionell auf zwei Arten vorgegangen werden:

x Konstanter optischer Modulationsindex (OMI) für den Summenpegel der Kanäle. Dazu wird die Summe aller am Laser anliegenden Träger gebildet und als Regelgrösse verwendet. Diese Methode erlaubt den Betrieb einer Strecke ohne Berücksichtigung der gerade im Netz vorhandenen Trägerfrequenzen. Die Regelung der optischen Strecke zeigt dabei folgende Eigenschaften: – konstanter Summen-OMI bedeutet variablen OMI pro Kanal, – mit steigender Kanalzahl sinkt der Intermodulationsabstand auf einem Kanal,

5.10 Automatische Pegelregelung im Netz

275

– mit steigender Kanalzahl sinkt der Rauschabstand auf einem Kanal, – mit steigender Kanalzahl sinkt der Ausgangspegel am optischen Empfänger, – die Regelung erfolgt vor dem Laser. x Konstanter optischer Modulationsindex (OMI) pro Kanal. Dazu werden alle Kanäle mit gleichem, aber für einen bestimmten OMI pro Kanal gültigen Pegel dem Laser zugeführt. Es gilt dafür allerdings eine obere Grenze für die Anzahl Kanäle, die durch die maximal mögliche Modulationstiefe bestimmt wird. Die optische Strecke ist dabei gekennzeichnet durch: – konstanter Kanal-OMI bedeutet variablen OMI in der Summe (steigt mit der Kanalzahl), – Rauschabstand unabhängig von der Kanalzahl, – Intermodulationsabstand unabhängig von der Kanalzahl, – die Regelung erfolgt im optischen Empfänger. x Pilotregelung mit Pilotfrequenz. Diese Methode gleicht ausschliesslich die optischen Dämpfungsänderungen aus. Das kann interessant sein, denn eine optische Dämpfungsänderung von 1 dB ergibt eine elektrische Pegelvariation von 2 dB. Die Besonderheiten sind Folgende: – diese Regelung erfordert zusätzlich eine richtige Einstellung bezüglich OMI, Rauschen und Intermodulation, – kann zusätzlich zu den vorstehenden Methoden verwendet werden.

5.10.3 Koaxialer Netzabschnitt Mit der automatischen Verstärkungsregelung sollen die Pegel, der Frequenzgang und damit die Betriebsbedingungen im Netz unabhängig von den wirkenden Einflüssen konstant gehalten werden. Dabei werden folgende Einwirkungen ausgeglichen:

x x x x x x

temperaturabhängige Dämpfung des Koaxialkabels: 2 ‰ /ºC, Temperaturabhängigkeit der Verstärker-Elektronik, Änderung der Kanalzahl bei der Ansteuerung des Sendelasers, Netzelementalterung, Pegeleinstellabweichungen bei vorangehenden Netzelementen, Pegeleinstellabweichungen zufolge Messgerätetoleranzen.

Die automatische Regelung bewirkt zudem, dass sich Fehleinstellungen an Verstärkern nicht weiter fortpflanzen. Es hat sich in der Praxis bewährt, jeden dritten Verstärker zu regeln. Gewisse Koaxial-Verstärker haben die Möglichkeit, ein Regelmodul einzusetzen und so aus dem ungeregelten Verstärker einen geregelten Verstärker zu machen. Dabei ist besonders bei der Planung und bei der Nachrüstung zu beachten und zu berücksichtigen, dass die Verstärkung ohne ein Regelmodul höher ist als mit einem Regelmodul, weil dieses nur mit mehr oder weniger

276

5 Breitbandkabelnetz

Dämpfung reagieren kann. Deshalb wird beim ungeregelten Verstärker eine Vorhaltedämpfung anstelle des Regelmoduls eingesetzt, wenn später ein geregelter Betrieb des Verstärkers möglich sein soll. Die Regelung kann mit einer Ein- oder Zwei-Pilot-Regelung geschehen. Bei der Ein-Pilot-Regelung wird eine Pilotfrequenz benützt, die Korrektur der Schräge wird aus der Pegeländerung abgeleitet. Im Fall der Zwei-Pilot-Regelung wird je ein Pilot im unteren und im oberen Band benützt. Die Schrägenabweichung kann so direkt gemessen werden. Als Pilotfrequenzen kommen spezielle Frequenzen, aber auch Programme in Frage. Es ist wichtig, dass die Eigenschaften des Regelmoduls diesbezüglich bekannt sind:

x Träger-Pilot, Analog-TV-Pilot und QAM-Pilot, x freie oder limitierte Einstellbarkeit der Pilotfrequenzen.

5.10.4 Einfluss der Kabeltemperatur 5.10.4.1 LWL-Kabel Die optische Dämpfung des Lichtwellenleiters ist kaum temperaturabhängig (< 0.05 dB/km, í 60 bis + 85 °C). Es ist aber sicherzustellen, dass die Faser keinen mechanischen Kräften ausgesetzt wird. In der Praxis wird dies durch eine geeignete Kabelkonstruktion sichergestellt. 5.10.4.2 Koaxialkabel Es sind zwei Fälle für die Verwendung von Koaxialkabeln zu unterscheiden: die in Europa üblichere Bodenverlegung und die Leitungsführung an Stangen. Die Bodentemperatur kann in 40 cm Tiefe über die Jahreszeiten von etwa í 5ºC bis 25 ºC, in 60 cm etwa von 0 ºC bis 20 ºC variieren. Bei der Stangenverlegung entstehen wesentlich grössere Temperaturunterschiede, es können ohne weiteres Temperaturen über die Jahreszeiten von í 15 ºC bis 40 ºC und mehr auftreten. Wenn man nun in Betracht zieht, dass ein Koaxialkabel einen Temperaturgang von etwa 2 ‰ /ºC hat, können sich erhebliche Unterschiede in der Kabeldämpfung ergeben (Tab. 5.3).

5.10 Automatische Pegelregelung im Netz

277

Tabelle 5.3 Temperaturgang einer Kabelstrecke mit 30, 60 und 90 dB Dämpfung ǻt [ºC]

30 dB

60 dB

90 dB

10

0.6 dB 1.2 dB 1.8 dB

20

1.2 dB 2.4 dB 3.6 dB

30

1.8 dB 3.6 dB 5.4 dB

40

2.4 dB 4.8 dB 7.2 dB

5.10.5 Einfluss aktiver Netzelemente Aktive Netzelemente haben selber auch einen Temperaturgang. Dieser kann insbesondere oberhalb des zugelassenen Temperaturbereichs übermässig ansteigen. Der Temperaturgang ist im Allgemeinen frequenzabhängig, d. h. es entsteht neben einer Pegeländerung auch eine Änderung der Pegelschräge. Üblicherweise sinkt die Verstärkung mit steigender Temperatur. Je nach Hersteller eines Verstärkers wird die Temperaturabhängigkeit im Verstärker selber oder mit speziellen Entzerrern kompensiert. Ein solcher Verstärker hat dann einen konstanten Verlauf der Verstärkung über den spezifizierten Temperaturbereich.

5.10.6 Möglichkeiten der Pegelregelung Folgende Regelmöglichkeiten bestehen:

x Im Hub: Eine Pegelregelung wirkt breitbandig (zusätzlich zur in den Geräten der kanalweisen Aufbereitung enthaltenen Regelung) und wird erst nach der Zusammenschaltung mehrerer Kanäle angewendet. Alle Signalquellen müssen ausreichend pegelstabil sein. Eine Pegelregelung kann im Hub beim Sendelaser eingerichtet werden. Dabei werden die ankommenden Kanäle mit ihrem kanalzahlabhängigen Summenpegel (oder dem zugehörigen Kanalpegel der einzelnen Kanäle) auf einen konstanten optischen Modulationsindex geregelt. Eine Summenpegelregelung macht die Einstellung am Laser unabhängig von der gerade anliegenden Anzahl Kanäle für einen korrekten Betrieb des Lasers. Die Summenregelung erfordert aber eine in der Node nachgeschaltete elektrische Pegelregelung, da der elektrische Pegel mit der Kanalzahl ändert. Die Summenregelung im Laser ist die Lösung für bestmöglichen und kanalzahlunabhängigen Rauschabstand bei gleichzeitig grösstmöglichem Intermodulationsabstand. Alternativ und ohne Summenregelung kann die Laseraussteuerung auf die maximal erwartete Kanalzahl eingestellt werden. Daraus ergibt sich dann Rauschabstand und Intermodulationsabstand.

278

5 Breitbandkabelnetz

x Optische Strecke: – Optische Regelung am optischen Empfänger, regelt nur Schwankungen in der optischen Ebene aus, lässt Abweichungen in der Hochfrequenzebene stehen, – HF-Pilotregelung am optischen Empfänger, regelt Schwankungen in der optischen und in der hochfrequenten Ebene aus. x Automatische Verstärkungsregelung in Node oder Koaxverstärker: – Ein-Pilotregelung mit und ohne Schrägeneinstellung, – Zwei-Pilotregelung mit Schrägenregelung, – Temperaturkompensation des Verstärkers (keine Regelung, aber auch nützlich).

5.11 Netzplanung 5.11.1 Die Kunst des Planens Bei der Planung eines Breitband-Koaxialnetzes bestehen aus technischer Sicht sehr viele Freiheitsgrade. Die Kunst beim Planen ist nun, diese so auszunützen, dass in der gegebenen Topografie ein bestmögliches Kosten-Leistungs-Verhältnis entsteht. In der Planungsphase werden die Grundlagen für Kosteneinsparungen gelegt. Gleichzeitig entsteht die Dokumentation, die allenfalls nach dem Bau zufolge nicht zutreffender Planungsinformation zu korrigieren ist. Die Planung kann sich auf das Funktionelle beschränken, sie kann aber auch die Installation mit einschliessen. Dann sind auch Elemente wie Stecker, Jumperkabel, Verlängerungskabel etc. in der Planung und in der vom Planungstool generierten Stückliste enthalten, was sehr vorteilhaft ist. Planungsqualität entsteht mit der Erfahrung des Planers. Richtlinien helfen, einen einheitlich strukturierten Netzaufbau mit den erforderlichen Netzeigenschaften sicherzustellen. Der strukturierte Netzaufbau stellt auch sicher, dass Änderungen am Netz am Beispiel einer Zelle auf das ganze Netz anwendbar sind. Das Planungstool sorgt für effizientes Arbeiten und erzeugt die erforderlichen Baupläne bzw. die Netzdokumentation auf der physischen Ebene des koaxialen Netzes.

5.11.2 Planen mit Freiheitsgrad Das HFC-Netz kann als Baunetz oder als Sternnetz angelegt werden. Dabei lassen sich die Verzweigungspunkte flexibel auf die Geografie anpassen. Die Kabellänge ist variabel, denn die Dämpfung ist vom Kabeldurchmesser abhängig. Auskoppelpunkte richten sich mit ihren Auskoppeldämpfungen nach den Erfordernissen am

5.11 Netzplanung

279

Verzweigungspunkt. Verstärker haben je nach Verwendung unterschiedliche Verstärkung, die sich einstellen lässt. Ausserdem sind Verstärker mit unterschiedlichen Rausch- und Verzerrungseigenschaften erhältlich. Der Umgang mit vorstehenden Variabilitäten muss mit einem Netzkonzept eingeschränkt werden. Folgende Vorgaben können durch den Netzbetreiber festgelegt werden:

x x x x x x x

Netzstruktur und maximal zulässige Anzahl kaskadierter Verstärker, Lage der Node, Verstärkerpegelung, Zulässige Eingangspegel, Abgabepegel, Varianten Vorwärts- und Rückwärtsbandbreite, Kanalzahl.

Die Vorgaben dienen dazu, ein Materialsortiment festzulegen. Dieses soll eine ausreichende Vielfalt an Material beinhalten, aber mit Rücksicht auf die Kosten straff gestaltet werden. Der Planer benützt das Materialsortiment für seine Planungsarbeit. Er entscheidet über:

x x x x x x x

Erschliessungsweg, Leitungsführung, Bestimmen der Kabinenstandorte und Kabinengrösse, Bestimmen der Einspeisepunkte für Fernspeisung, Auswahl des Kabeltyps, Auswahl des Verstärkertyps, Auswahl des Passivbauteils (Art, Dämpfungsstufung), Versorgungspegel und Anschluss der Hausverteilanlage.

5.11.3 Hilfsmittel bei der Planung Koaxiale Breitbandnetze lassen sich recht gut mit dem Taschenrechner berechnen. Trotzdem ist es eine grosse Zeitersparnis, den PC mit einer geeigneten Software zu Hilfe zu nehmen, denn Berechnung, Materialliste und Dokumentation entstehen so gemeinsam. Solche Programme sind lieferbar z. B. für grosse Netze mit LWL und Koax von AND15 und für koaxiale Netze von Wisi16.

15 16

http://www.and-solution.com/index.php?id=57 http://www.wisi.ch/desktopdefault.aspx/tabid-87/

280

5 Breitbandkabelnetz

5.11.4 Einfluss der Topologie Während sich durch verschiedene Netztopologien (Abb. 5.56) in Vorwärtsrichtung mit Ausnahme der Pegelschräge, welche aber entzerrt wird, keine Unterschiede manifestieren, ist es in Rückwärtsrichtung nicht so. Bei einem reinen Sternkonzept laufen alle Rückwärtssignale mit gleichem Pegel im Sternpunkt auf. Beim Baumnetz können recht grosse Unterschiede der Rückwärtspegel im Zentrum auftreten. Solche Unterschiede verlangen nach einer höheren Sicherheitsmarge beim Ingress-Abstand. Gerade das Weglassen einer minimalen Auskoppeldämpfung kann eine Erhöhung des Ingress vom Netzende um 6 dB bewirken. Hingegen lassen sich durch Weglassen der minimalen Auskoppeldämpfung eine oder wenige Liegenschaften zusätzlich anschliesssen. Es ist also zwischen Einsparungen von Baukosten und Einsparungen bei den Betriebskosten abzuwägen. Baumnetz mit minimaler Auskoppeldämpfung

Baumnetz ohne minimale Auskoppeldämpfung

Sternnetz mit gleicher Auskoppeldämpfung

Signalübergabestelle

Abb. 5.56 Unterschiede in der Netztopologie

Eine breitbandig gute und stabile Anpassung in einem weiten Frequenzbereich mit geringer Empfindlichkeit gegen Rückwirkungen aus dem nachgeschalteten Netzabschnitt lässt sich nur durch ausreichende Dämpfung an den Übergangsstellen der Netzabschnitte erreichen.

5.12 Fernspeisung 5.12.1 Einführung Breitbandkabelnetze werden über das Koaxialkabel ferngespeist. Ziel ist, nur eine beschränkte Anzahl von Strombezugspunkten einrichten zu müssen. So lassen sich

5.12 Fernspeisung

281

Stromanschlüsse mit höherer Verfügbarkeit und allenfalls eine minimale Anzahl Batterienotstromgeräte einrichten. Sowohl die optischen Nodes wie auch die Verstärker verfügen über Fernspeisemöglichkeiten. Die Fernspeisung lässt sich beim Verstärker auf das ankommende und/oder abgehende Kabel schalten. Empfehlenswert ist, die Fernspeisung nur auf das abgehende Kabel zu schalten, dass die Richtung der Stromverteilung derjenigen der Signalverteilung entspricht und der Ausfall bei der Strom- und bei der Signalverteilung geografisch zusammenfällt, also übersichtlicher ist. Moderne Verstärker werden mit Schaltnetzteilen versorgt. Charakteristisch ist dabei der kurze Stromflusswinkel, während die Spannung noch sinusförmig ansteht. Ein kurzer Stromflusswinkel verursacht erhebliche Oberwellen. Das bedeutet, dass Messgeräte in der Lage sein müssen auch höhere Frequenzen mitzuverarbeiten. i(t) u(t)

i(t)

t u(t)

Abb. 5.57 Zeitlicher Verlauf von Strom und Spannung

Abbildung 5.57 zeigt die realen Verhältnisse in der praktischen Fernspeisung. In der Planung kann aber damit nicht umgegangen werden, da je nach Lastverhältnis der Stromflusswinkel ändert. Deshalb ist es einfacher, über den Leistungsverbrauch durch die Verstärker und den Leistungsverlust auf der Leitung zu rechnen. Sinnvollerweise ist das Netz für Unterspannung zu berechnen, da dann der Strom im Netz am grössten ist und so noch sichergestellt werden kann, dass alle Verstärker richtig betrieben werden können.

5.12.2 Brumm Brumm ist die Überlagerung von Signal mit Fernspeisestrom an einem nichtlinearen Element. Typischerweise treten solche Störungen an den Fernspeisung führenden Verteilern, Abzweigern und Einspeisungen auf. Sie sind eine Folge der bei hohem Fernspeisestrom auftretenden Nichtlinearitäten im Ferritmaterial der Passivelemente. Brumm kann aber auch als Folge von Korrosion auftreten.

282

5 Breitbandkabelnetz

Brumm - Spitzenwert Signal - Spitzenwert

b

(5.32)

Gemäss den einschlägigen Normen wird < í 46 dB bzw. < 0.5 % erwartet.

5.13 Besondere Störeffekte 5.13.1 Common Path Distortion Unter Common Path Distortion (Verzerrungen im gemeinsamen Pfad) versteht man Störungen, die in für Downstream und Upstream gemeinsam benützten Infrastrukturabschnitten entstehen. Solche Objekte sind Kabel, Verteiler, Abzweiger und Stecker, wie in Abb. 5.58 an einem Verstärkerfeld dargestellt. Verstärker mit Vorwärts- und Rückwärtsmodul

Konnektor

Verstärker mit Vorwärts- und Rückwärtsmodul

DS

DS HP

HP

HP

HP

TP

TP

TP

TP

US

US

Konnektor

Gemeinsamer Pfad für Downstream und Upstream (Common Path)

Abb. 5.58 Verstärkerfeld mit gemeinsamem Pfad zwischen den Verstärkern

Stecker und Kabelverbinder können CPD-Effekte verursachen. Sie entstehen durch Korrosion. An den korrodierten Stellen ergeben sich durch Gleichrichtereffekte Nichtlinearitäten, welche vor allem bei hohen Pegeln massiv Verzerrungen verursachen können. Hohe Pegel sind vor allem hinter Verstärkern im Downstream und Upstream zu finden. Deshalb sind CPD-empfindliche Zonen vor allem in der Umgebung von Verstärkerausgängen zu finden. Die Wirkung von CPD sind Mischprodukte aller anliegenden Frequenzen im Downstream und im Upstream. Sie entstehen vor allem (aber nicht nur) im Downstream-Kanalrasterabstand von 7 MHz und 8 MHz. Die Korrosion wird begünstigt durch:

5.13 Besondere Störeffekte

x x x x

283

Sauerstoff (Frischluftzutritt), Temperatur, Korrosionsförderer (Elektrolyt), Ungünstige Materialwahl bzw. Materialkombination.

Beispielsweise ist eine warmfeuchte, salzhaltige Atmosphäre sehr korrosionsfördernd. Die Korrosion an Metallen hat verschiedene Ursachen:

x Korrosion zwischen zwei verschiedenen Metallen entsteht, wenn diese in direktem oder indirektem Kontakt mit einem Elektrolyt (Salz, Wasser) verbunden sind. Man hat Metalle in 4 Gruppen eingeteilt (Tab. 5.4). Innerhalb einer Gruppe ist keine, zwischen benachbarten Gruppen geringe und zwischen entfernten Gruppen entsprechend der Redox-Reihe massive Korrosion zu beobachten: Tabelle 5.4 Metallkorrosion, Gruppen Magnesium und Kadmium, Zink, Alu- Eisen, Blei, Zinn und deren Verbindun- minium und deren deren Verbindungen gen Verbindungen (ohne hochlegierten Stahl)

Kupfer, Chrom, Nickel, Silber, Gold, Platin, Titan, Kobalt, hochlegierter Stahl, Graphit

x Korrosion eines einzelnen Metalls, x Risskorrosion, x Spannungskorrosion. Eine sehr interessante Abhandlung zum Thema CPD mit vielen praktischen Untersuchungen findet sich in einem Beitrag von Bharat Patel17. Hier wird auch darauf hingewiesen, dass CPD nicht nur ein Thema von Intermodulation im Rückweg ist, sondern sehr wohl auch den Vorwärtsweg betreffen kann. CPD ist eine Verzerrung von der gleichen Art, wie die Intermodulation 2. und 3. Grades, welche der Netzdimensionierung zu Grunde liegt. CPD Produkte können allerdings auch Verzerrungen höherer Ordnung einschliessen. In Netzen mit Trägerfrequenzverkopplung profitieren CPD-Störungen im Vorwärtsweg genauso von der Synchronisation der Störprodukte, wie die anvisierten IntermodulationsStörprodukte der Verstärker. CPD zufolge Korrosion an Steckern kann durch Anziehen der Stecker scheinbar behoben werden. Im Moment des Festziehens des Steckers wird die Korrosionsschicht zerstört und damit für den Moment unwirksam gemacht. Sie baut sich aber wieder auf, und CPD stört erneut. Bemerkenswert ist, dass mit fallender Temperatur, z. B. abends, CPD ansteigt. Dies erklärt sich damit, dass dann die Diodenwirkung ansteigt.

17

http://chapters.scte.org/newengland/reference/CPD/cpd2.htm

284

5 Breitbandkabelnetz

5.13.2 Laser Clipping Unter Laser Clipping versteht man das Übersteuern des Lasers, d. h. die modulierende Ansteuerung wird zu gross und steuert den Laser bis in den nichtlinearen Teil der Kennline aus. Richtige Pegelung ist Voraussetzung, denn zu hoher Signalpegel verursacht Clipping. Im Upstream kann auch Ingress die Ursache dafür sein. Es entstehen Intermodulationsprodukte bis zur neunten Ordnung. Bei diskreten Frequenzpaketen sind deren Vielfache auf der Frequenzachse typisch. Im allgemeinen Fall, wenn z. B. das Upstream-Band massiv mit Ingress belegt ist, überlagern sich die Mischprodukte über das ganze Band. Bei der Dimensionierung des optischen Modulationsindexes für den optischen Pfad ist darauf zu achten, dass genügend Abstand zum Clipping eingerechnet wird. Das Thema Clipping wurde bisher in der Literatur wenig untersucht. Es ist im Allgemeinen auch kein Problem, nur ist es gut, die Betriebsreserve zu kennen, bevor das Clipping einsetzen wird. Abbildung 5.59 zeigt den Upstream mit einem 64QAM Datenkanal auf 45 MHz und zwei unmodulierten diskreten Störträgern auf 25 MHz und 32 MHz. Der Datenkanal wurde mit einem DVB Signal mit 8 MHz Kanalbreite belegt. Die beiden Störträger liegen bei 25 MHz bzw. 32 MHz. Die entstehenden Störträger reichen bis 205 MHz (und weit über den rechten Bildrand hinaus). Die Störer liegen mehr als 20 dB über dem Datenkanal. Abbildungen 5.60 und 5.61 zeigen den Einfluss auf die Modulationsfehlerverhältnis MER und auf die Bitfehlerrate BER. Auffällig ist die grosse Differenz von Mittelwert MERRMS mit 3.8 % (28.3 dB) und Spitzenwert MERPeak mit 19.1 % (14.4 dB). Trotzdem ist die Bitfehlerrate noch brauchbar bei 4.9ā10 í 6.

Abb. 5.59 DOCSIS Upstream mit 2 Störträgern (Bild: Cablecom)

5.13 Besondere Störeffekte

285

Abb. 5.60 MER-Messung zu Abb. 5.59 (Bild: Cablecom)

Abb. 5.61 Konstellationsdiagramm zu Abb. 5.59. (Bild: Cablecom)

Abbildung 5.62 zeigt den Upstream mit einem Datenkanal auf 45 MHz. Unterhalb des Datenkanals ist das Band durchgängig mit Rauschen belegt. Der Datenkanal wurde wiederum mit einem DVB Signal mit 8 MHz Kanalbreite belegt. Über dem Datenkanal entsteht ein eher geringer Störpegel in Form von Rauschen. Abbildungen 5.63 und 5.64 zeigen den Einfluss auf die Modulationsfehlerverhältnis MER und auf die Bitfehlerrate BER. Auffällig ist die jetzt kleine Differenz von Mittelwert MERRMS mit 2.4 % (32.3 dB) und Spitzenwert MERPeak mit 33.5 %PK (9.5 dB). Trotzdem ist die Bitfehlerrate mit 3.1ā10 í 4 nicht brauchbar. Das Konstellationsdiagramm zeigt auch entsprechend abliegende Zielwerte der Modulationsvektoren.

286

5 Breitbandkabelnetz

Abb. 5.62 DOCSIS Upstream mit Rauschen bis 15 MHz (Bild: Cablecom)

Abb. 5.63 MER Messung zu Abb. 5.62 (Bild: Cablecom)

Abb. 5.64 Konstellationsdiagramm zu Abb. 5.62. (Bild: Cablecom)

5.13 Besondere Störeffekte

287

Abb. 5.65 Rückweg mit 1 Störträger (Bild: Cablecom)

Abb. 5.66 Rückweg mit 1 Störträger, 3 dB gösser (Bild: Cablecom)

Abbildungen 5.65 und 5.66 zeigen, wie rasant das Clipping einsetzt. Zwischen beiden Spektrogrammen besteht beim Störträger ein Unterschied von 3 dB.

288

5 Breitbandkabelnetz

Literatur Adams C, Bürth A et al (2009) Multimedia-Handbuch – Richtlinien und Hinweise für die Wohnungsinstallation und den Anschluss von Multimedia-Geräten, 5. Ausgabe. Deutsches Institut für Breitbandkommunikation, Strassfurt ANGA Verband Deutscher Kabelnetzbetreiber e.V. (2003 – 2009) Kongressunterlagen Anga-Cable, Christoph M (1980 – 1988) interne Dokumente Rediffusion AG Engelke C, Gauger E et al (2009) Kabelnetz-Handbuch – Richtlinien und Hinweise für die Planung und Installation von Multimedia Kabelnetzen, 5. Ausgabe. Deutsches Institut für Breitbandkommunikation, Strassfurt Keller A (1980 – 2010) Interne Dokumente Rediffusion AG und Cablecom GmbH National Cable & Telecommunication Association (1989 - 1998, 2001, 2004, 2005, 2008) Technical Papers Society of Cable Telecommunications Engineers (2000 – 2008) Technical Papers SCTE Expo/Emerging Technologies Switzer I (Jan. 1975) IEEE Transactions on Communications, COM-23, No.1

6 OSI-Layer und Protokolle Das Kapitel OSI-Layer und Protokolle gibt zum besseren Verständnis der in anderen Kapiteln angesprochenen Zusammenhänge eine Übersicht zu den OSISchichten und zu einigen ausgewählten Protokollen, wie Ethernet, IP, TCP, DOCSIS etc. Für weitergehende Informationen sind Verweise angemerkt.

6.1 Einführung 6.1.1 Zweck von Protokollen Protokolle sind wie Strassenverkehrsregeln: sie definieren, wie ein Netz benützt wird. Protokolle sind als Normen niedergelegt und dienen bestimmten Zwecken in bestimmten Netwerkarchitekturen. Das OSI-Modell (Open System Interconnection) teilt den Kommunikationsprozess über einem Netzwerk in sieben SubProzesse, sog. Schichten (Layer) ein. Für jede Schicht wird ein Satz von Regeln (Protokolle) definiert, welche die Handhabung der Daten in der Schicht regeln. Das Zusammenspiel zwischen den einzelnen Protokollen für die Schichten wird in Protokoll-Suiten, auch Protokollstapel (Protocol Stack), genannt zusammengefasst.

6.1.2 OSI-Schichtenmodell Die im OSI-Modell dargestellten Schichten haben ein standardisiertes Format der Daten, welches zur nächsten Schicht weitergegeben oder von dort empfangen wird. Jede Schicht kann die Daten entsprechend ihrem Auftrag manipulieren, die Datenweitergabe erfolgt aber im festgelegten Format. Folgende Aufgaben sind den einzelnen OSI-Schichten zugewiesen (Abb. 6.1): x Physical Layer (physische Schicht, Schicht 1): zuständig auf der Ebene von Kabel und Steckern für die bitweise Übertragung der Daten über das Netzwerk. x Data-Link-Layer (Sicherungs-, Leitungs- oder Datensicherungsschicht, Schicht 2): bündelt die Daten zu Paketen und fügt ihnen im Header und Trailer Informationen hinzu, die zur Weiterleitung benötigt werden. Ist für den Transport der Datenpakete von Knoten zu Knoten und für die Fehlerkontrolle verantwortlich. x Network-Layer (Vermittlungs- oder Netzwerkschicht, Schicht 3): regelt die Weiterleitung der Datenpakete unter Zuhilfenahme der Schicht 2. Übernimmt

A. Keller, Breitbandkabel und Zugangsnetze, DOI 10.1007/978-3-642-17631-9_6, © Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2011

290

x x

x

x

6 OSI-Layer und Protokolle

die Adressierung der Pakete und deren Routing im Netz. Das Protokoll, das dieser Schicht meist zugrunde liegt, ist das Internet-Protocol (IP). Transport-Layer (Transportschicht, Schicht 4): regelt die Übermittlung von Datenpaketen zwischen Hosts. Überprüft, ob alle Pakete vollständig angekommen sind. Oft verwendet: Transmission Control Protocol (TCP). Session-Layer (Sitzungsschicht, Schicht 5): stellt eine Verbindung zwischen den Prozessen her, die auf verschiedenen Hosts laufen. Sorgt für den Aufbau der Übertragungs-"Sitzung" (Verbindung) und für einen kontinuierlichen Wechsel von Anfragen und Antworten zwischen den einzelnen Anwendungen. Presentation-Layer (Darstellungsschicht, Schicht 6): ist für die Umwandlung der Daten in das für die jeweilige Anwendung erforderliche Format zuständig. Komprimiert außerdem Texte und konvertiert verschiedene Codes, die von den Hosts verwendet werden. Application-Layer (Anwendungsschicht, Schicht 7): kümmert sich um Anwendungen, die dem Nutzer direkt zur Verfügung stehen, wie beispielsweise Dateiübertragungen oder E-Mail-Programme. Der Nutzer erkennt die Datenübertragung in Form von Anfragen oder Antworten. Endgerät A

Endgerät B

Anwendungsschicht

7

Anwendungsschicht

7

Darstellungsschicht

6

Darstellungsschicht

6

Sitzungsschicht

5

Transportschicht

4

Vermittlungsschicht

3

Sicherungsschicht Bitübertragungsschicht

Gateway

Sitzungsschicht

5

Transportschicht

4

Router

Vermittlungsschicht

3

2

Bridge

Sicherungsschicht

2

1

Repeater

Übertragungsmedium

Bitübertragungsschicht 1

Übertragungsmedium

Abb. 6.1 Zuordnung Verbindungs-/Vermittlungsgeräte zu OSI-Schichten

6.1.3 Protokollmerkmale Verbindungsorientierte Protokolle (öffentliches Telefonnetz, ISDN, X.25, Frame Relay, ATM, MPLS, TCP) stellen beim Verbindungsaufbau eine virtuelle Verbindung zum Zielknoten her und erst dann werden Daten übertragen. Als virtuelle Verbindung bezeichnet man eine Verbindung, die während der Übertragungsdauer der Daten existiert. Verbindungslose Protokolle (IP, UDP) senden Datenpakete ins Netz ohne Rücksicht auf eine Empfangsbereitschaft des Zielknotens. Protokolle

6.2 Ethernet Protokoll-Familie

291

beschreiben Bit- und Byte-Gruppen, mit welchen digitale Verbindungen aufgebaut, gehalten und geregelt werden. Um den Transport zu sichern und zu optimieren, werden die Daten sendeseitig nach bestimmten Regeln in Bitgruppen gepackt. Empfangsseitig werden die Daten nach den gleichen Regeln aus den Bitgruppen zurückgewonnen. Ausserdem müssen Protokolle, welche direkt auf dem physischen Layer laufen (wie etwa Ethernet), den ankommenden Bitstrom erkennen und synchronisieren können. Bei Paketübertragung ermöglicht dies die Präambel mit fest definiertem Bitmuster. Bei Nicht-Paketübertragung (z. B. SDH) ist keine Präambel nötig, die Empfangsseite muss sich nicht synchronisieren, denn es ist ein ständiger Bitstrom vorhanden, und der Protokollkopf (Header) ist für die Synchronisation über die Zeit vollkommen ausreichend. Für ein in einem anderen Protokoll eingebettetes Protokoll ist eine Präambel ebenfalls überflüssig (z.B. Ethernet über DOCSIS).

6.2 Ethernet Protokoll-Familie 6.2.1 Zur Geschichte Der Ursprung von Ethernet geht zurück auf 1973. Während seiner Doktorarbeit arbeitete Robert Metcalfe im Xerox Palo Alto Research Center (Xerox PARC) an der Aufgabe, die Firmenrechner miteinander zu vernetzen. Später wurde das Netzwerkprotokoll gemeinsam mit Intel und Digital Equipment weiter entwickelt in DIX-Ethernet (DEC, Intel, Xerox). 1980 entstand die Arbeitsgruppe 802 beim IEEE und begann mit der Standardisierung der Datenkommunikations-Technik. Es folgte Ethernet II und dann IEEE 802.3 in Varianten.

6.2.2 Die Vielfalt der Ethernet Protokolle Heute aktive Standards der Ethernet-Familie sind: x x x x x x x x x x

802.1 802.2 802.3 802.5 802.11 802.15 802.16 802.17 802.18 802.19

Higher Layer LAN Protocols Logical Link Control Ethernet Token Ring Wireless LAN Wireless Personal Area Network (WPAN) Broadband Wireless Access Resilient Packet Ring Radio Regulatory TAG Coexistence TAG

292

6 OSI-Layer und Protokolle

x 802.20 Mobile Broadband Wireless Access (MBWA) x 802.21 Media Independent Handoff x 802.22 Wireless Regional Area Networks Im Layer 1 bestehen insbesondere folgende Protokolle: x Frühe Implementierungen – 802.3, 10BASE5: 10 Mbps, Koaxialkabel RG-8X, Bus-Topologie mit Collision Detection (Thick Ethernet), – 802.3, 10BASE2: 10 Mbps, Koaxialkabel RG-58, Bus-Topologie mit Collision Detection (Thin Ethernet), – 802.3, 10BROAD36: 10 Mbps, Breitbandkoaxialkabel, Bus-Topologie mit Collision Detection, – 802.3, 1BASE5: 1 Mbps, Twisted Pair, Stern-Topologie, – 802.3, 10BASE-T: 10 Mbps, Twisted Pair, Stern-Topologie. x Fast Ethernet 100 Mbps Implementierung – 100BASE-T: Steht für alle drei 100 Mbps Twisted Pair Ethernet bis 100 Meter, wie 100BASE-TX, 100BASE-T4 and 100BASE-T2, alle SternTopologie, – 802.3, 100BASE-TX: 100 Mbps Ethernet, CAT5 paarsymmetrisches Kupferkabel, – 802.3, 100BASE-T4: 100 Mbps Ethernet, CAT3 paarsymmetrisches Kupferkabel (wie für 10BASE-T Installationen) mit 4 Kupferpaaren. HalbDuplex, heute abgelöst durch Cat-5 Verkabelung, – 802.3, 100BASE-T2: 100 Mbps Ethernet, CAT3 paarsymmetrisches Kupferkabel mit 2 Kupferpaaren, Stern-Topologie, Voll-Duplex, – 802.3, 100BASE-FX: 100 Mbps Ethernet, LWL Multi-Mode über max. 400 m für Halb-Duplex (um Collision Detection sicherzustellen) oder über 2 km für Voll-Duplex, – TIA, 100BASE-SX: 100 Mbps Ethernet, LWL Multi-Mode über max. 300 m, anders als 100BASE-FX, welches Laser als Lichtquelle benützt verwendet100BASE-SX die kostengünstigeren LED, – 802.3, 100BASE-BX10: 100 Mbps Ethernet, bidirektional über zwei Wellenlängen auf einer Single-Mode Faser, bis 10 km, – 802.3, 100BASE-LX10: 100 Mbps Ethernet, über zwei Single-Mode Fasern, bis 10 km. x Gigabit Ethernet 1 Gbps Implementierung – 802.3, 1000BASE-T: CAT5/CAT5e/CAT6 paarsymmetrisches Kupferkabel (4 Paare, benützt in beiden Richtungen), – 802.3, 1000BASE-SX, Multi-Mode LWL (bis 550 m),

6.2 Ethernet Protokoll-Familie

293

– 802.3, 1000BASE-LX, Multi-Mode LWL (bis 550 m) oder Single-Mode LWL (bis 2 km, kann bis 10 km optimiert werden), – Multi-Vendor, 1000BASE-LH: Single-Mode LWL (bis 100 km). Weitverkehrsanwendung, – 802.3, 1000BASE-BX10: bis10 km bidirektional über eine Single-Mode Faser, – 802.3, 1000BASE-LX10: bis 10 km über ein Paar Single-Mode Fasern, – 802.3, 1000BASE-PX10-D: Downstream über mindestens 10 km auf Single-Mode Faser, PON-Topologie, – 802.3, 1000BASE-PX10-U: Upstream über mindestens 10 km auf SingleMode Faser, PON-Topologie, – 802.3, 1000BASE-PX20-D: Downstream über mindestens 20 km auf Single-Mode Faser, PON-Topologie, – 802.3, 1000BASE-PX20-U: Upstream über mindestens 10 km auf SingleMode Faser, PON-Topologie, – Cisco, 1000BASE-ZX: 100 km Single-Mode Faser. x 10 Gigabit Ethernet 10 Gbps Implementierung – 802.3ae, 10GBASE-SR: Für kurze Distanzen (26 m bis 82 m, abhängig vom Kabeltyp) über Multi-Mode Faser, erlaubt auch den Betrieb über 300 m mit einer neuen 2000 MHz·km Multi-Mode Faser, – 802.3ae, 10GBASE-LX4: Wellenlängen-Multiplex über 240 m und 300 m bestehende Multi-Mode Faser oder 10 km über Single-Mode Faser, – 802.3ae, 10GBASE-LR: 10 km über Single-Mode Faser, – 802.3ae, 10GBASE-ER: 40 km über Single-Mode Faser, – 802.3ae, 10GBASE-SW: Variante von 10GBASE-SR für Betrieb über SONET OC-192 und SDH STM-64 Ausrüstungen, – 802.3ae, 10GBASE-LW: Variante von 10GBASE-LR für Betrieb über SONET OC-192 und SDH STM-64 Ausrüstungen, – 802.3ae, 10GBASE-EW: Variante von 10GBASE-ER für Betrieb über SONET OC-192 und SDH STM-64 Ausrüstungen, – 802.3ak, 10GBASE-CX4: kurze Distanzen bis 15 m über CX4 Kupferkabel, – 802.3an, 10GBASE-T: Nicht abgeschirmtes Twisted Pair Kabel, – 802.3aq, 10GBASE-LRM: bis 220 m über bestehende 500 MHz·km Multi-Mode Faser. Ausserdem gibt es Standards für 40 Gbps und 100 Gbps. Alle IEEE-Standards stehen im Internet kostenlos zur Verfügung1.

1

http://standards.ieee.org/getieee802/portfolio.html

294

6 OSI-Layer und Protokolle

6.2.3 Identifizierung des Ethernet-Interfaces2 Die Hardware eines jeden Ethernet-Adapters hat eine verankerte Adresse und kann mit dieser eindeutig identifiziert werden. Diese Adresse wird MAC-Adresse (Media Access Control) genannt und besteht aus folgenden Elementen (siehe Abb. 6.2): x 1 Bit Individual-/Gruppen-Adresse: I/G = 0 identifiziert genau ein Interface (Unicast Address), I/G = 1 identifiziert eine Gruppe von Interfaces (Multicast Address), x 1 Bit Universal-/Lokal-Adresse: U/L = 0 bedeutet weltweit eindeutige und unveränderbare Adresse, U/L = 1 bedeutet lokale und veränderbare Adresse, x 22 Bit Herstellercode3 (OUI, Oganizationally Unique Identifier), x 24 Bit Seriennummer (OUA, Oganizationally Unique Address). I/G

U/L

OUI

OUA

1 Bit

1 Bit

22 Bit

24 Bit

Abb. 6.2 Aufbau der MAC-Adresse

Die Adresse wird normalerweise in hexadezimaler Notierung und in zweistelleigen Gruppen, durch „ . “ oder „ : “ getrennt angegeben, z. B. 00:14:A4:E5:8B:90.

6.2.4 Protokolle und Varianten Der Ethernet-Standard4 ist durch das IEEE definiert worden und beschreibt die Übertragung in Layer 1 und 2. Dabei ist eine Anpassung auf ganz verschiedene Physische Layer Bestandteil der Norm. Abbildung 6.3 zeigt den Zusammenhang der verschiedenen Normenteile. 802.1 2

1

High Level Interface (Internetworking)

802.2 - Logical Link Control (Diensttypen und logische Verbindungssteuerung) 802.1 Media Access Control 802.3 Ethernet

802.4 Token-Bus

802.5 802.11 Token-Ring Wireless-LAN

weitere

Abb. 6.3 Übersicht Ethernet-Protokolle 2

3 4

Die Identifizierung von Interfaces, wie hier für Ethernet beschrieben wird auch für andere Zugriffsverfahren, wie z. B. Token Bus, Token Ring und FDDI verwendet. http://standards.ieee.org/regauth/oui/index.shtml http://standards.ieee.org/getieee802/portfolio.html

6.2 Ethernet Protokoll-Familie

295

Entwicklungsgeschichtlich bedingt entstanden verschiedene Framestrukturen: x Ethernet II: Unterscheidung zur Längenangabe im Length/Type-Feld ist, dass für den Fall Type-Feld die Zahl immer grösser ist, als die maximale Paketgrösse 1518 Byte, x Ethernet 802.3 raw: Rahmenformat für Novell IPX, stammt aus der Zeit vor der IEEE-Normierung, x Ethernet 802.3: Hat ein Feld für die Längenangabe, erkennbar durch seinen Wert < 1518, zusätzlich folgen die Felder DSAP, SSAP und Control, x Ethernet 802.3 SNAP: Wie 802.3 aber zusätzlich dem Control-Feld folgend ein Feld SNAP (Subnetwork Access Protocol), x Ethernet II tagged: Ethernet II mit Kennung für VLAN, x Ethernet 802.3 tagged: 802.3 mit Kennung für VLAN. Ethernet II und IEEE 802.3 Die Bedeutung der Felder im Ethernet-Rahmen für Ethernet II und IEEE 802.3 ist folgende, siehe dazu Abb. 6.4: x Präambel (Preamble, 7 Byte), Sequenz mit 56 Bit, alternierend 0 und 1 Werte für die Synchronisation des Empfängers. Während der Präambel hat der Empfänger Zeit, das Signal zu erkennen und sich für das Lesen des Paketes vorzubereiten. x Start Frame Delimiter (Rahmenstartfeld, 1 Byte), mit dem Bitmuster 10101011, zeigt den Zeitpunkt für das Lesen des Paketinhaltes (Frame) an. x Zieladresse (Destination MAC Address) und Quellenadresse (Source MAC Address), je 6 Byte, diese MAC-Adressen identifizieren das empfangende und das sendende Gerät. x Länge des Datenfeldes oder Angabe für den Protokolltyp (Length/Type, 2 Byte), bis zum Wert 0x600 (dezimal 1536) bezeichnet das Feld die Länge des folgenden Datenfeldes ohne eventuelle Füllbits, grössere Werte machen Angaben zum Protokolltyp. Bei fehlendem Längenfeld wird das Paketende an nachfolgender Sendepause erkannt. x Daten (0-1500 Byte) die der MAC-Subschicht von einer höher liegenden OSI-Schicht übergeben werden. x Füllbits, um den Rahmen (Adressfelder bis und mit FCS-Feld) auf mindestens 64 Byte Länge aufzufüllen. x Frame Check Sequence (Rahmenprüfsumme), 32-bit-Rahmenprüfcode durch Cyclic Redundancy Check (CRC). x Interframe Gap (entspricht 12 Byte), definierte Pause von 9.6 ȝs zwischen zwei Ethernet-Paketen. Für 100 Mbps beträgt die Pause 960 ns, für 1 Gbps 96 ns.

296

6 OSI-Layer und Protokolle 8 Byte

6 Byte

6 Byte

Zieladresse

Präambel 1010 … 1010 10101011

Startadresse

2 Byte Type

46-1500 Byte Daten

ev. FüllBytes

4 Byte

9.6 ȝs

FCS

Interframe Gap

Ethernet-Frame, 64 bis 1518 Byte

Ethernet II

7 Byte

1 Byte

Präambel 1010 … 1010

6 Byte

6 Byte

Zieladresse

SFD 10101011

Startadresse

2 Byte Länge

46-1500 Byte Daten

4 Byte 9.6 ȝs ev. FüllBytes

FCS

Interframe Gap

Ethernet-Frame, 64 bis 1518 Byte

Ethernet 802.3

Abb. 6.4 Rahmenaufbau Ethernet II und IEEE 802.3

Tabelle 6.1 zeigt eine Anzahl Protokolle, welche mit dem Feld Ethertype (Länge/Type) angezeigt werden. Tabelle 6.1 Typenfeld (Ethertype) im Ethernet II Protokoll hexadezimal Dezimal Protokoll 08 00

2048

Internet Protocol Version 4 (IPv4)

08 06

2054

Address Resolution Protocol (ARP)

80 35

32821

Reverse Address Resolution Protocol (RARP)

81 37

33079

Novell Internetwork Packet Exchange (IPX)

81 4C

33100

Simple Network Management Protocol (SNMP)

86 DD

34525

Internet Protocol Version 6 (IPv6)

Ethernet 802.3 raw Der Frametyp „802.3 raw“ (Abb. 6.5) dient nur für IPX und ohne Protokollkennung. Novell hatte diesen Typ schon vor dem Abschluss der Normierung eingesetzt. Einen 802.3 raw Frame ist nur daran zu erkennen, dass nach der Framelänge zwei Byte mit Einsen (0xFFFF).

0xFFFF

9.6 ȝs

2 Byte

Länge

Ethernet-Frame, 64 bis 1518 Byte

4 Byte

2 Byte

Startadresse

Daten

ev. Füll-Bytes

6 Byte

SFD 10101011

Zieladresse

1 Byte

Präambel 1010 … 1010

6 Byte

7 Byte

Abb. 6.5 Ethernet 802.3. raw

44-1498 Byte

FCS

Interframe Gap

6.2 Ethernet Protokoll-Familie

297

Ethernet 802.3 mit 802.2 Header und LLC Das IEEE 802.3 Frame enthält anstelle des Typenfeldes ein Längenfeld mit 2 Byte zur Angabe der Anzahl Byte im Datenfeld einschliesslich des 802.2 LLC-Headers (Logical Link Control, gemäss IEEE 802.2, siehe Abb. 6.6). Statt Typenfeld mit Protokoll-ID ist der Destination Service Access Point (DSAP) und der Source Service Access Point (SSAP) vorhanden. DSAP und SSAP dienen der Protokollerkennung durch die höheren Schichten. Das Control Feld enthält den Typ des LLC-Frames. 802.2 Header 4 Byte

9.6 ȝs

Daten

ev. Füll-Bytes

Control

DSAP

1 Byte

1 Byte

Länge

SSAP

2 Byte

Startadresse

1 Byte

6 Byte

SFD 10101011

Zieladresse

1 Byte

Präambel 1010 … 1010

6 Byte

7 Byte

43-1497 Byte

FCS

Interframe Gap

Ethernet-Frame, 64 bis 1518 Byte

Ethernet 802.3

Abb. 6.6 Ethernet 802.3 mit 802.2 LLC-Header

Sub-Network Access Protocol (SNAP) Von Nachteil bei IEEE 802.3 (Abb. 6.7) gegenüber Ethernet II ist die Halbierung des Typ-Codes auf ein Byte. Damit können nur 256 Protokolle unterschieden werden. Deshalb wurde ein SNAP Feld eingebaut. Das SNAP Feld ist 5 Byte lang, die ersten 3 Bytes enthalten den OUI, die weitern 2 Byte das Protocol Type Feld (PID). Es bestehen zwei Möglichkeiten: x OUI ist auf hexadezimal 0x00.00.00 gesetzt, dann wird PID als Ethertype interpretiert, x oder auf einen Vendor Code gesetzt, dann kann PID durch Vendor für nicht IETF5-Protokolle (IETF: Internet Engineering Task Force) verwendet werden. Wird das OUI-Feld also auf 0x00.00.00 gesetzt, wird der Wert des nachfolgenden PID-Felds als Ethertype interpretiert und ist somit kompatibel zu Ethernet II. Es finden die Ethertype-Feldwerte (Tab. 6.1) Verwendung. Ein Frame mit „802.2 SNAP“ Header ist im DSAP- und SSAP- immer mit 0xAA, im Control Field immer mit 0x03 belegt.

5

http://www.ietf.org/

298

6 OSI-Layer und Protokolle 802.2 Header LLC/SNAP 4 Byte

9.6 ȝs

SNAP

Daten

ev. Füll-Bytes

5 Byte

Control

DSAP

1 Byte

1 Byte

Länge

SSAP

2 Byte

Startadresse

1 Byte

6 Byte

SFD 10101011

Zieladresse

1 Byte

Präambel 1010 … 1010

6 Byte

7 Byte

43-1497 Byte

FCS

Interframe Gap

Ethernet-Frame, 64 bis 1518 Byte

Ethernet 802.3

Abb. 6.7 Ethernet 802.3 mit 802.2 LLC/SNAP-Header

6.3 Internet Protokoll (IP) 6.3.1 Internet Protokoll Version 4 (IPv4) Die Entwicklung des Internet-Protokolls (IP) geht auf die späten 70er Jahre zurück, wurde vom US Department of Defense entwickelt und dann Bestandteil der TCP/IP-Suite. Das IP-Protokoll6 ist ein Protokoll in der OSI-Schicht 3 (Netzwerkschicht) und adressiert die Netzknoten logisch. Dies im Gegensatz zur MAC-Adresse, welche in den darunterliegenden Schichten verwendet wird und nur die Netzwerkkarte identifiziert. Das IP-Protokoll ist deshalb mit einer MAC-Adresse gekoppelt. IP leistet zwei Kernfunktionen: logische Adressierung der Hosts und routen von Paketen zwischen Netzwerken. Nach einigen Protokollrevisionen benützen wir heute zur Hauptsache die IP-Version 4 (IPv4). Die Adressen werden seit Anfang der 90er Jahre knapp, und es steht ein Wechsel zu einer neuen Version mit grösserem Adressraum bevor (IPv6). IPv4-Adressen sind hierarchisch gegliedert und werden weltweit zentral durch IANA7 (in Europa RIPE8) vergeben. Die geordnete Zuordnung kann zur Pfadfindung verwendet werden, denn jeder Router führt Adress-Informationen in seiner Routing-Tabelle. Abbildung 6.8 zeigt die Adressraumeinteilung in Klassen für Subnetze A, B und C. Schon rasch wurde klar, dass die damit verfügbaren Netzgrössen und Adressräume für Vergaben nicht optimal waren. Als Lösung fand sich schliesslich das Classless Inter-Domain Routing (CIDR). Dabei werden starre Sub-Netzmasken verlassen und Masken auf der Bitstelle gesetzt. Tabelle 6.2 zeigt das Prinzip. 6 7

8

http://tools.ietf.org/pdf/rfc791.pdf http://www.iana.org/ Vergabe: http://www.iana.org/assignments/ipv4-address-space/ipv4-address-space.xml http://www.ripe.net/

6.3 Internet Protokoll (IP)

299

Class A (127 Netze, 16'777'214 Hosts)

0 1 2 3 4 0 Netz-ID

8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 Host-ID

Class B (127 Netze, 16'777'214 Hosts)

0 1 2 3 4 1 0

Class C (127 Netze, 16'777'214 Hosts)

0 1 2 3 4 1 1 0

Class D (Multicast)

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 1 1 1 0 Multicast

Class E (experimentell)

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 1 1 1 0 experimentell

16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 Host-ID

Netz-ID

24 25 26 27 28 29 30 31 Host-ID

Netz-ID

Abb. 6.8 IPv4 Adressklassen Tabelle 6.2 Zusammenhang Klassenmaske und Klassenlose Maske Klasse

Klassenmaske

Klassenlose Maske

Kurzschreibweise

A

255.0.0.0

11111111.00000000.00000000.00000000

/8

B

255.255.0.0

11111111.11111111.00000000.00000000

/16

C

255.255.255.0

11111111.11111111.11111111.00000000

/24

Classless

255.192.0.0

11111111.11000000.00000000.00000000

/10

Classless

255.255.240.0

11111111.11111111.11110000.00000000

/20

Classless

255.255.192.0

11111111.11111111.11000000.00000000

/18

IP kennt auch private Adressen. Diese werden vom Router nicht geroutet, sie dienen der Verwendung im privaten Netz (Tabelle 6.3). Damit nun private Adressen mit dem globalen Netzwerk verbunden werden können, sind eine Verbindung zum globalen Netzwerk sowie mindestens eine globale IP-Adresse nötig. Mit NAT (Network Address Translation) lässt sich nun jeder privaten Adresse, welche eine Verbindung ins globale Netzwerk anfordert, eine Adresse zuordnen. Diese Zuordnung kann tatsächlich mit nur einer globalen Adresse erfolgen, indem die NAT-Box eine Zuordnungstabelle mit einem Eintrag über jede private Adresse führt. Dabei wird jeder privaten Adresse die externe IP-Adresse samt Privat Port, External Port, NAT-Port und User Protocol zugeordnet. Tabelle 6.3 Privater IP-Adressraum Klasse

IP-Adresse

binäre IP-Adresse

A

10.0.0.0

00001010.00000000.00000000.00000000

bis

10.255.255.255

00001010.11111111.11111111.11111111

B

172.16.0.0

10101100.00010000.00000000.00000000

bis

172.16.255.255

10101100.00010000.11111111.11111111

C

192.168.0.0

11000000.10101000.00000000.00000000

bis

192.168.255.255

11000000.10101000.11111111.11111111

300

6 OSI-Layer und Protokolle

6.3.2 IPv4 Header Der IPv4 Header (Abb. 6.9 und Tab. 6.4) hat 12 Pflichtfelder und ein optionales Feld bei einer Länge von minimal 20 Byte (160 Bit). Oft bleiben Felder ungenutzt, wie etwa das TOS-Feld (Type of Service). Der Header ist durch eine Prüfsumme geschützt, und die Daten sind bei Bedarf durch die übergeordneten Protokolle zu schützen. 0

4

8

16

19

1 Version Header Länge Type of Service 2 Identification Flags 3

Time to Live

Protokoll

Total Length Fragment Offset Header Checksum

4

Quellen-Adresse

5

Ziel-Adresse Optionen Daten

Abb. 6.9 Felder im IPv4-Protokoll Tabelle 6.4 Bedeutung der IPv4 Protokollfelder Feld

Länge

Beschreibung

Version

4 Bit

IP-Version (hier: IPv4)

Header Länge

4 Bit

gibt die Länge des IP Headers an (Minimum: 160 Bit)

Type of Service

8 Bit

Classifies traffic for QoS (Precedence Feld)

Total Length

16 Bit

gibt die Länge von Header plus Daten-Payload an

Identification

16 Bit

Laufnummer des Fragmentes eines Pakets

Flags

3 Bit

Flags für Fragmentierung

Fragment Offset

13 Bit

gibt die Lage des ersten Bit des Fragmentes im Paket an

Time to Live

8 Bit

Zähler, beim Senden auf Anfangswert gesetzt, wird bei jedem Hop um 1 reduziert.

Protocol

8 Bit

Protokoll über der Vermittlungsschicht (z. B. TCP = 6)

Header Checksum

16 Bit

Header-Prüfsumme

Source Address

32 Bit

IPv4 Quellenadresse

Destination Address 32 Bit

IPv4 Zieladresse

Options

32 Bit

Optionen für Überwachung und Steuerung der IP-Übermittlung

Padding

variabel Füllbits bis 32 Bit

Daten

variabel < 64 kByte (65'535)

6.3 Internet Protokoll (IP)

301

Folgende Begriffe sind in Tab. 6.4 verwendet: TOS (Type of Service) Das Feld ist 8 Bit breit und kann für die Priorisierung von IP-Datenpaketen gesetzt und ausgewertet werden (Quality of Service). Früher (RFC 791) wurden die Bits wie folgt interpretiert: x Bits 0-2: Precedence, x Bit 3: Delay, 0 = Normal, 1 = Low, x Bit 4: Throughput, 0 = Normal, 1 = High, x Bit 5: Reliability, 0 = Normal, 1 = High, x Bits 6-7: Reserved for Future Use. Seit Dezember 1998 (RFC 2474) gilt folgende Aufteilung: x Bits 0-5: DSCP (Differentiated Services Code Point), x Bits 6-7: CU (Currently unused). Seit September 2001 (RFC 3168) gilt folgende Aufteilung: x Bits 0-5: DSCP (Differentiated Services Code Point), x Bits 6-7: ECN (Explicit Congestion Notification, IP-Flusskontrolle). Die beiden Standards RFC 791 und RFC 2474 sind dann kompatibel, wenn man die ersten 6 Bit auf Null setzt. Total Length 16 Bit breit. Gibt die Länge des gesamten Pakets (inkl. Kopfdaten) in Byte an. Daraus ergibt sich eine maximale Paketlänge von 65535 Bytes (64 KB). Alle Hosts müssen Datagramme mit einer Länge von mindestens 576 Bytes ohne Fragmentierung verarbeiten können. Identification Dieses (16 Bit breit) und die beiden folgenden Felder Flags und Fragment Offset steuern die Reassembly (Zusammensetzen von zuvor fragmentierten IPDatenpaketen). Eindeutige Kennung eines Datagramms. Anhand dieses Feldes und der „Source Address“ kann der Empfänger die Zusammengehörigkeit von Fragmenten feststellen und sie zusammensetzen. Flags Ein Kontroll-Schalter (3 Bit breit) mit folgender Bedeutung: x Bit 0: reserviert, muss 0 sein, x Bit 1: 0 darf fragmentiert werden, 1 darf nicht fragmentiert werden, x Bit 2: 0 letztes Fragment, 1 weitere Fragmente folgen. Optionen x Strict Routing: Option gibt den vollständigen Pfad an, welchen das Paket durchlaufen muss,

302

6 OSI-Layer und Protokolle

x Free Routing: Option nennt eine Liste von Routern, über die das Paket laufen muss, x Record Route: lässt die komplette Route aufzeichnen (Größe des OptionFeldes meist zu klein), x Time Stamp: Zeitstempel, x Security: bezeichnet, wie geheim das Paket ist.

6.3.3 Internet Protokoll Suite Die Internet Protokoll Suite ist ein komplexer Werkzeugkasten, welcher Anwendungen bedient, Verbindungen schaltet, Meldungen vermittelt, Kapazitäten reserviert und vielerlei mehr. Dazu gibt es in den verschiedenen Schichten ein Vielerlei von Anwendungs- und Hilfsprotokollen (Tabelle 6.5). Details zu dieser komplexen Welt können der Spezialliteratur entnommen werden9. Tabelle 6.5 Einige Internet-Protokolle in verschiedenen OSI-Schichten Layer

Protokolle

obere Layer, z.B. Applikation

DNS, TFTP, TLS/SSL, FTP, Gopher, HTTP, IMAP, IRC, NNTP, POP3, SIP, SMTP, SMPP, SNMP, SSH, Telnet, Echo, RTP, PNRP, rlogin, ENRP Routing Protokolle wie BGP und RIP mit TCP/UDP übertragen, sind auch Bestandteil der IP Suite

Transport Layer

TCP, UDP, DCCP, SCTP, IL, RUDP, RSVP

Network Layer

IPv4, IPv6, ICMP, IGMP, and ICMPv6

Data Link Layer

ARP, RARP, OSPF (IPv4/IPv6), IS-IS, NDP

Tabelle 6.5 zeigt in den Zeilen Applikations-, Transport-, Network- und DataLink-Layer, deren Protokolle über die Layer verschachtelt werden. Abbildung 6.10 veranschaulicht diese Protokollverkapselung für TCP in IP und beide in Ethernet. Ethernet Präambel Ethernet Header Uniqie Word (14 Byte) (8 Byte)

IP Header (20 Byte)

TCP Header (12 Byte)

TCP Daten

Ethernet Ethernet InterCRC Frame Gap (4 Byte) (4 Byte)

Abb. 6.10 TCP- in IP-Protokoll verschachtelt

9

Ein interessantes Papier der TU Wien, von Prof. Dr. van As findet sich unter: http://www.fet.at/twiki/pub/Beispielsammlung/VoDatenkommunikationVanAsLva/02_Skript umVanAsTeil3_Datenkommunikation.pdf

6.3 Internet Protokoll (IP)

303

6.3.4 Internet Protokoll Version 6 IPv4 hat einen Adressraum von etwas mehr als vier Milliarden IP-Adressen (232 = 2564 = 4.294.967.296). In der Anfangszeit des Internet, als es nur wenige Rechner gab, erschien dies als immenser Vorrat. Das daraufhin unerwartet einsetzende Wachstum des Internet zeigte, dass der Vorrat an IPv4-Adressen bald erschöpft sein wird10. Die historisch bedingten Änderungen bei der Vergabe von IPv4-Adressen führten zur Fragmentierung des Adressraums, also zu nicht zusammenhängenden Adressfolgen in einer organisatorischen Instanz. Deshalb begann die IETF 1995 mit den Arbeiten an einem Nachfolgeprotokoll. Im Dezember 1998 wurde dann Internet Protokoll Version 6 (IPv6) mit der Publikation von RFC 246011 zum Nachfolger von IPv4 erklärt, mit den folgenden neuen Eigenschaften: x Grösserer Adressraum12, neu: 2128, also um den Faktor 296 vergrössert. x Vereinfachte Header-Daten, einfacheres Routing. x zustandslose automatische Konfiguration von IPv6-Adressen; zustandsbehaftete Verfahren wie DHCP (Dynamic Host Configuration Protocol) können teilweise überflüssig werden. x ermöglicht Mobile-IP, vereinfacht Umnummerierung und Multihoming (Anschluss an mehrere IP-Provider). x Implementierung von IPsec innerhalb des IPv6-Standards selbst, ermöglicht Authentifizierung und Verschlüsselung von IP-Paketen. x Unterstützung von Quality of Service und Multicasting. Mit der Einführung von IPv6 werden nur noch an den Endpunkten der Verbindung protokollübergreifende Operationen vorgenommen, das Netz selbst schaltet die IP-Pakete auf Grund der im IP-Paket vorhandenen Informationen durch. Damit werden die Kunstgriffe, wie etwa NAT (Network Address Translation) überflüssig, denn jeder Teilnehmer erhält seinen eigenen Adressraum statt nur eine einzige, meist dynamische Adresse zugewiesen. Die IPv6-Adressen sind 128 Bit lang, die letzten 64 Bit bilden, Sonderfälle ausgenommen, einen für die Netzwerkschnittstelle eindeutigen Interface-Identifier. Damit kann eine Netzwerkschnittstelle unter verschiedenen IP-Adressen erreicht werden (Multihoming). Da aber die Erzeugung des Interface-Identifiers aus der MAC-Adresse eine Nachverfolgung des Benützers ermöglicht, wurden die Privacy Extensions gemäss RFC 494113 entwickelt. Statt der MAC-Adresse werden zufällige und wechselnde Bezeichner verwendet. 10

11 12 13

Man rechnet, dass die Vorräte etwa im Jahr 2011 ausgehen werden, permanente Schätzung: http://www.potaroo.net/tools/ipv4/index.html RFC 2460: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc2460.txt.pdf http://tools.ietf.org/pdf/rfc4291.pdf RFC 4941: ftp://ftp.rfc-editor.org/in-notes/pdfrfc/rfc4941.txt.pdf

304

6 OSI-Layer und Protokolle

Adressnotation Die IPv6-Adressen werden gewöhnlich hexadezimal angeschrieben (IPv4: dezimal). Die Darstellung erfolgt in acht Blöcken zu 16 Bit und wird durch einen Doppelpunkt getrennt. Führende Nullen dürfen ausgelassen werden. Sich folgende Blöcke mit dem Wert 0 dürfen mit einem Doppelpunkt ersetzt werden, z. B. 2222 : ab8 : 0 : 0 :0 : 0 : 1234 : abcd = 2222 : ab8 : : 1234 : abcd. URL-Notation (Uniform Resource Locator) Die IPv6-Adresse wird in eckige Klammern gesetzt, z. B. http://[ 2222 : ab8 : abcd : 123 :abcd : a : 1234 : abcd]/. Auf diese Weise wird eine Fehlinterpretation bei Angabe einer Portnummer vermieden, z. B. http://[ 2222 : ab8 : abcd : 123 :abcd : a : 1234 : abcd]:8080/ Netznotation IPv6-Netzwerke werden in der CIDR-Notation14 (Classless Interdomain Routing) angeschieben. Auf den Netzwerkadressteil (Präfix) folgt nach einem Schrägstrich die Länge des Präfix, z. B. 2001 : 1234 : 1234 : 0000 : 0000 : 0000 : 0000 = 2001 : 1234 : 1234 / 48. Dieses Netz umfasst den Adressraum von 2001 : 1234 : 1234 : 0000 : 0000 : 0000 : 0000 bis 2001 : 1234 : 1234 : ffff : ffff : ffff : ffff. Adresszuweisung Im Normalfall erhält ein Netzbetreiber (ISP, Internet Service Provider) die ersten 32 Bit (oder weniger) als Netz von einer regionalen Internet-Registerstelle15 zugewiesen. Der ISP teilt seinen Bereich in Subnetze und teilt dem Endkunden seine Adressen zu (im Minimum /64 Adressen16, zusammen mit dem Interface-Identifier von /64 ergibt dies die IPv6-Adresse). Adressraum Die Adresse ::/128 (128 Nullen) ist eine undefinierte Adresse, sie kann aber oft alle Adressen meinen. Die Adresse ::1/128 (127 mal 0 Bit, ein Mal 1 Bit) ist die eigene Adresse (Loopback). Der übrige Adressraum steht für Multicast, LocalUnicast und Gloabal Unicast, wie in Tabelle 6.6 gezeigt zur Verfügung.

14 15 16

RFC 4291: http://tools.ietf.org/pdf/rfc4291.pdf z. B. Ripe: http://www.ripe.net/ http://www.ripe.net/ripe/docs/ripe-481.pdf

6.3 Internet Protokoll (IP)

305

Tabelle 6.6 IPv6-Adressraum Adresstyp Binär-Prefix

IPv6-Notation Bemerkung

undefiniert 0 … 0 (128 Nullen)

::/128

meint alle Adressen

Loopback 0 … 0, 1 (127 Nullen, eine 1) ::1/128 Multicast 1111 1111

FF00::/8

Link-local 1111 1110 10 Unicast

FF80::/10

für ein LAN-Segment, wird nicht geroutet

FC00::/7

private Adresse, wird nicht geroutet

1111 110 Global Unicast

übriger Adressraum

6.3.5 IPv6-Header Der IPv6 Header17 (Abb. 6.11 und Tab. 6.7) hat eine feste Länge von 40 Byte (320 Bit). Seltener benutzte Informationen folgen in einem Erweiterungs-Header, der Header folgt und vor der Nutzlast steht. Tabelle 6.8 beschreibt die verschiedenen Extension-Header und deren Bedeutung. Tabelle 6.7 IPv6-Header, Bedeutung der Felder Feld

Länge [Bit]

Bedeutung

Version

4

IP-Versionsnummer

Traffic Class

8

Quality of Service (QoS) Bezeichner

Flow Label

20

Pakete mit dem gleichen Flow Label werden gleich behandelt, wird für QoS verwendet

Payload Length

16

Länge der Nutzlast (Paketinhalt) ohne Header, aber mit allen Erweiterungs-Headers

Next Header

8

Identifiziert den Typ des nächsten Headers, kann ein nächster IPv6-Header oder der Header eines übergeordneten Protokolls sein

Hop Limit

8

Maximale Zwischenschritte eines Pakets über Router, Router reduzieren den Wert um eins und geben das Paket dann weiter. Pakete mit Hop Limit Null werden verworfen

Quellen Adresse 128

Adresse des Senders

Ziel Adresse

Adresse des Empfängers

17

128

RFC 2640: http://tools.ietf.org/pdf/rfc2460.pdf

306

6 OSI-Layer und Protokolle 0

4

8

12

16

19

1 Version Traffic Class 2

24

32

Flow Label

Payload Length

Next Header

Hop Limit

3 Ziel-Adresse

192

Quellen-Adresse

320

Daten

Abb. 6.11 Felder im IPv6-Protokoll Tabelle 6.8 IPv6 Extension Headers Name

Bedeutung

IETF

Hop-by-Hop Options 0

Typ Länge variabel

Informationen für alle IPv6-Geräte, die das Paket durchläuft

RFC 2460 RFC 2675

Routing

variabel

Mit diesem Header kann der weg des Pakets durch das Netzwerk gesteuert werden

RFC 2460 RFC 3775 RFC 5095

43

Fragment

44

64 Bit

Parameter für die Fragmentierung

RFC 2460

Authetication Header

51

variabel

Daten für die Autentifikation (IPsec)

RFC 4302

Encapsulating Security Payload

50

variabel

Daten für die Verschlüsselung (IPsec)

RFC 4303

Destination Options

60

variabel

Optionen, durch den Zielrechner zu beachten

RFC 2460

No Next Header

59

leer

Platzhalter, Anzeige Ende Header-Stapel RFC 2460

6.3.6 Umstellen von IPv4 auf IPv6 6.3.6.1 Aufgabenstellung Für das globale IPv4 Netz sind, bald alle Adressen vergeben, und es wird Zeit auf das neue und über sehr viel mehr Adressen verfügende Protokoll IPv6 umzustellen. Die erforderliche Migration wird dafür einige Zeit brauchen, und beide Proto-

6.3 Internet Protokoll (IP)

307

kolle werden koexistieren müssen. Mit Dual-Stack (IPv4/IPv6) ausgerüstete Netzknoten können sich auf das gerade zutreffende Protokoll anpassen, für die anderen Fälle sind Migrationshilfen, wie im Folgenden gezeigt, nötig. 6.3.6.2 Dual (IP) Stack Beim Dual-Stack-Verfahren verfügen alle Schnittstellen über einen Ipv6 und einen Ipv4 Stack und die Rechner können über beide Protokolle unabhängig voneinander kommunizieren. Der DNS-Resolver (Domain Name Server/Service) kann IPv4 und IPv6 Adressen zurückgeben. Alle Schnittstellen im Transportweg müssen dabei über die Dual Stack Fähigkeit verfügen. 6.3.6.3 Tunnelverfahren Beim Tunnelverfahren werden Pakete in andere Protokolle verkapselt (siehe 10.9). Dafür gibt es zwei Möglichkeiten: das manuelle, an beiden Endstellen von Hand einzurichtende, und das automatische Tunneling, das durch die Software oder das Betriebssystem konfiguriert wird. 6in4-Tunnel 6in4-Tunnels verkapseln das IPv6-Paket in ein IPv4-Paket. Dabei wird im IPv4Protokollfeld als folgendes Protokoll IPv6 eingetragen. Für Passierknoten, die mit dem Protokolleintrag IPv6 nichts anzufangen wissen, kann zusätzlich eine Zwischenverschachtelung mit UDP (User Datagram Protocol) vorgenommen werden. Der zusätzliche Protokoll-Overhead ist nicht gross und muss in Kauf genommen werden. 6to4-Tunnel Hier werden spezielle IPv6-Adressen verwendet mit reserviertem 4-stelligem Prefix-Beginn. 6to418 arbeitet nicht mit NAT zusammen, da NAT private Adressen verwendet, die bei 6to4 als IP-Adresse mit verwendet würden. 16 Bit 2002

32 Bit IPv4-Adresse

Präfix: 2002:wwxx:yyzz:::/48

Abb. 6.12 IPv6-Adressen für 6to4

18

http://tools.ietf.org/pdf/rfc3056.pdf

32 Bit

64 Bit

SN-ID

Interface ID

308

6 OSI-Layer und Protokolle

Abbildung 6.12 stellt den Aufbau der Adresse dar: x Der Präfix besteht aus 0x2002, gefolgt von der hexadezimalen IPv4-Adresse. x Die Subnetz-ID (SN-ID) bezeichnet das Subnetz, in dem sich der 6to4Knoten befindet. x Die Interface-ID ergibt sich aus der MAC-Adresse des Interfaces. Tunnel Broker Am Tunnelanfangspunkt muss der Tunnelendpunkt bestimmt werden. Dazu müssen auch die Konfigurationsparameter bekannt sein. Der Tunnel Broker (RFC 305319), welcher beim ISP angeordnet ist, kann den sog. Tunnel-Server als Zugangspunkt zum nächsten IPv6-Zugangsnetz vermitteln. Die hauptsächlichen Unterschiede des Tunnel Brokers zu 6to4 sind: x Der Tunnel Broker ist geeignet vereinzelte IPv6 Standorte und Hosts in einem IPv4 Netz zu einem IPv6-Netz zu verbinden. x Die 6to4 Methode wurde als einfaches Verfahren entwickelt, um ohne die Hilfe des IPv4-Service-Providers vereinzelte IPv6-Standorte mit IPv6 für VPN und Extranet zu verbinden. ISATAP (Intra-Site Automatic Tunnel Addressing Protocol) ISATAP, eine Variante von 6to4 , bildet ebenfalls eine IPv6 Adresse aus der IPv4Adresse und wird im lokalen Netz mit privaten Adressen benützt. Teredo Ist ein Tunnel-Protokoll mit IPv6-in-UDP-in-IPv4-Verschachtelung und Zielport 3544. Es kann NAT-Gateways überwinden. Teredo benötigt einen Teredo-Server, welcher den Datenverkehr zwischen den Hosts und den als Router wirkenden Teredo-Relays steuert. Mit kleinsten, getunnelten IPv6-Paketen (Teredo Bubbles) wird der Eintrag in den NAT-Tabellen erstellt und gehalten („UDP Hole Punching“). AYIYA-Tunnel Benützt IPv6-in-UDP-IN-IPv4-Verschachtelung mit Zielport 5072. Statt UDP verwendet AYIYA20 auch TCP und SCTP. Kann NAT-Gateways überwinden.

19 20

http://tools.ietf.org/pdf/rfc3053.pdf http://unfix.org/~jeroen/archive/drafts/draft-massar-v6ops-ayiya-02.txt

6.3 Internet Protokoll (IP)

309

6.3.6.4 Übersetzung Die gegenseitige Übersetzung zwischen einem IPv6- und einem IPv4-Netzwerk ist nicht trivial. Besonders bei IP-Adressen, welche in höheren Layern mitgeführt werden, können Herausforderungen entstehen. TRT (Transport Relay Translation) Als Gateway steht der TRT-Übersetzer am Übergang von einem IPv6- zu einem IPv4-Netzwerk und ist zur Verbindung eines IPv6-Netzwerks mit einem IPv4Netzwerk gedacht. TRT ist im RFC 314221 beschrieben. Wie bei NAT-PT werden die IPv4 Adressen mit einem sog. Dummy Präfix in IPv6-Adressen umgewandelt. Der TRT terminiert die IPv4-Verbindung und baut eine neue iPv6-Verbindung auf. TRT ist stateful, deshalb muss alle Kommunikation einer Verbindung über den gleichen TRT gehen. SIIT (Stateless IP/ICMP Translation Algorithm) Der SIIT-Gateway steht an der Grenze zwischen einem IPv4- und IPv6-Netzwerk. Er kann bidirektional sowohl IPv6- und IPv4-Header wie auch die ICMPv6- and ICMPv4-Steuerpakete22 übersetzen. SIIT ist in RFC 276523 beschrieben und braucht zur Header-Konversion von IPv4 auf IPv6 und umgekehrt für jede IPv6 Adresse eine IPv4 Adresse. Proxy Server Der SOCKS64-Gateway basiert auf RFC 308924 und ist eine Erweiterung des bestehenden SOCKS Proxy Protokolls. Er nimmt IPv4-Verbindungen an und leitet diese wahlweise als IPv4- oder IPv6-Netzwerke weiter. Von Vorteil ist, dass keine Modifikationen am DNS gemacht werden müssen, wie das bei anderen Lösungen der Fall sein kann. Allerdings müssen die Client Applikationen SOCKS-fähig sein.

21 22

23 24

RFC 3142: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc3142.txt.pdf ICMP ist Bestandteil des IP-Protokolls, wird aber wie ein eigenständiges Protokoll behandelt. Es wird von jedem Router und jedem Rechner erwartet, dass er ICMP versteht. RFC 2765: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc2765.txt.pdf RFC 3089: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc3089.txt.pdf

310

6 OSI-Layer und Protokolle

6.4 Transmission Control Protocol (TCP) 6.4.1 Protokolleigenschaften Verbindungen von Host zu Host laufen im Netzwerk über IP. IP ist ein Layer 3 Protokoll (Network Layer) transportiert einzelne Datenpakete beschränkter Länge von einem Host zu einem anderen, bietet aber keine gesicherte Kommunikation. Die Ankunft eines Paketes wird dem Sender nicht bestätigt, verlorene oder fehlerhafte Pakete werden nicht erneut angefordert und eine zufolge redundanten Aufbaus des Internets in der Reihenfolge vertauschte Paketfolge wird beim Empfänger nicht korrigiert. Das Transmission Control Protocol (TCP)25, ein Layer 4 Protokoll (Transport Layer), bietet gerade diese für gewisse Anwendungen, wie http, FTP, SMTP, POP, Telnet etc., wichtigen Sicherungsmechanismen. TCP sorgt für einen sicheren Datenaustausch, indem zwischen den Prozessen, die Daten austauschen wollen, erst eine vituelle Verbindung hergestellt wird. Ist diese von beiden Seiten akzeptiert, nimmt TCP Datenströme von den Anwendungen entgegen, zerlegt sie in IP-gerechte Pakete, fügt zusätzliche Informationen hinzu und schickt die Pakete ins Netz. Auf der Empfängerseite nimmt TCP die einzelnen Pakete entgegen, schreibt sie in einen Puffer, aus dem die Anwendung die Daten herausliest. Wenn beide Seiten keine Daten mehr übertragen wollen, wird die Verbindung geschlossen. Ein Rechner mit einem Multitasking-Betriebssystem kann mehrere Verbindungen gleichzeitig halten. Dazu wird nicht nur der Rechner selbst mit der IP Adresse, sondern auch der jeweilige Prozess auf den Zielrechner adressiert. Dazu dient eine 16 Byte lange Portnummer. Die eindeutige Verbindung zwischen zwei Prozessen geschieht also mit Quellen-IP-Adresse, Quellen-Port-Nummer, Ziel-IPAdresse und Ziel-Port-Nummer. Das Internet besteht aus einem Netz von Knoten, welches mit Routern bestückt ist. Die Pakete werden also von Router zu Router geschickt. Dabei können unterschiedliche Wege durch das Internet vorkommen, und die Pakete kommen in unterschiedlicher Reihenfolge am Zielort an. Da beim TCP Protokoll alle Pakete durchnumeriert werden, ist das leicht möglich. Ausserdem lässt sich auch leicht feststellen, wenn ein Paket fehlen sollte, und dieses wird dann neu angefordert.

25

RFC 793: http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc793.txt.pdf

6.4 Transmission Control Protocol (TCP) 0 1 2 3 4 5 6

4

8

311 16

Source Port (16 Byte)

19

31 Destination Port (16 Byte)

Sequence Number (32 Byte) Acknowledge Number (32 Byte) Offset Reserved Control Bits Window (4 Byte) (6 Byte) (6 Byte) (16 Byte) Checksum Urgent pointer (16 byte) (16 byte) Options Padding (variabel n mal 32 Byte inkl. Padding) (variabel) Daten

Abb. 6.13 Das TCP Protokoll besteht aus Header und Daten

Bedeutung der Felder im TCP-Protokoll (Abb. 6.13): x Source-Port: gibt an, von welchem Port gesendet wurde (z.B. für FTP: 21, Telnet: 23, SMTP: 25, HTTP: 80, POP3: 110), x Destination-Port: gibt an, an welchen Port gesendet wurde, x Sequenz-Nummer: gibt an, mit welcher Byteposition das Paket beginnt, x Acknowledgement-Nummer: wird aus der Sequenz-Nummer und der Anzahl empfangenen Bytes errechnet, x Data Offset: zeigt auf die Startadresse der Nutzdaten, x Reserved: wird nicht verwendet und muss Null sein. x Control Bits (Flags): – URG: Urgent Pointer Feld gültig, – ACK: Acknowledgement Feld gültig, – PSH: TCP kann Pakete puffern und zusammenhängen, PSH löst die Übertragung aus, – RST; verlangt Abbruch der Verbindung, – SYN; für Verbindungsaufbau, – FIN; normales Datenende. x Window: Datenflusssteuerung, der Empfänger nennt dem Sender die Datenmenge, damit ein Pufferüberlauf verhindert wird, x Checksum: CRC Datensicherung, x Urgent Pointer: nennt zusammen mit der Sequenznummer die Datenposition, x Options: Optionale Informationen, x Padding: Füller (mit Nullen) auf 32 Bit. Anschliessend folgen die Daten des Pakets: die Datenlänge richtet sich nach den darunterliegenden Protokollen. Ethernet hat eine maximale Paketlänge von 1518 Byte, wobei 18 Byte durch Ethernet selbst belegt werden. IP belegt selber 192 Byte. Somit bleibt als maximale Paketlänge für TCP 1308 Bytes oder 1216 Byte Daten.

312

6 OSI-Layer und Protokolle

6.4.2 TCP Flusssteuerung Die in diesem Kapitel beschriebenen Protokolleigenschaften lassen sich bei der Implementierung in die Betriebssystem Software unterschiedlich gestalten. Dabei geht es vor allem um die Geschwindigkeitsregelung der Übertragung und um die Stauregelung, denn TCP kann seine Übertragungsrate an die Leitung anpassen. Mit verschiedenen Informationen aus dem Header und dem Bestätigungsverhalten wurden Regelungsstrategien entwickelt. Diese wurden auf die Router26 angewendet und führten dort zu Mechanismen zur Staubewältigung im Netz. Etwa 90 % des Verkehrs im Netz läuft über TCP Protokolle. Somit ist es möglich, allein mit TCP den Verkehr im Netzwerk so zu regeln, dass der Stau unter Kontrolle bleibt und die Netzkapazität optimal ausgenützt wird. Self Clocking Prinzip Die Flusssteuerung hat ein Gleichgewicht (Equilibrium) des Systems zum Ziel. Ein neues Paket wird dann ins Netz abgesetzt, wenn die Bestätigung für das vorangegangene Paket vorliegt. Self Clocking kann aber nicht verhindern, dass zu viele Pakete ins Netz abgesetzt werden und dort eine Warteschlange entsteht, die nicht mehr abgebaut werden kann. Round Trip Time (RTT) Der Empfänger bestätigt den Empfang jedes Pakets mit einem Acknowledgement (ACK). Der Sender misst fortlaufend die Zeit vom Absenden eines Pakets bis zum Eintreffen der Bestätigung. Für die weitere Auswertung werden die Werte geeignet gemittelt. Retransmission Timeout (RTO) Zeitraum zwischen Datenduplikaten im Falle des Ausbleibens von Bestätigungen. RTO sollte etwas größer als die erwartete RTT sein. Ist RTO zu groß, ergibt sich ein schlechter Durchsatz, ist RTO zu klein, ergibt sich unnötige ÜbertragungsWiederholung. Staubehandlung Der Sender misst die Zeit bis die Bestätigung eines gesendeten Paketes eintrifft (RTT). Daraus wird die maximale Wartezeit RTO bestimmt (RTT < RTO). Wenn nun eine Bestätigung nicht innerhalb RTO eintrifft, sendet das TCP-Protokoll das Paket erneut. TCP kann aber nicht unterscheiden, ob eine Bestätigung für das erstoder zweitversandte Paket gilt. Bei einem Timeout, also wenn innerhalb RTO keine Bestätigung eintrifft, wird die Timeout-Zeit verdoppelt und Slow-Start eingeleitet.

26

Vermittlungsknoten auf Layer 3, siehe Kapitel 10

6.4 Transmission Control Protocol (TCP)

313

Congestion Window

Slow-Start Ziel ist, die TCP-Verbindung möglichst rasch ins Equilibrium zu bringen. Immer wenn eine TCP-Verbindung gestartet oder nach Paketverlust erneut gestartet wird, wird das Staukontrollfenster (Congestion Windows) auf 1 gesetzt und mit jeder Bestätigung (ACK) verdoppelt (Intervall entspricht der RTT). Das Staukontrollfenster wird solange exponentiell erhöht bis ein Paket verloren geht oder das Maximum von SMSS (Sender Maximum Segment Size) erreicht wird. Der Paketverlust wird als Zeichen des Staus interpretiert und das Staufenster erneut auf 1 gesetzt, siehe Abb. 6.14. Threshold Timeout

Slow Start

Threshold

Sendetakt

Abb. 6.14 Slow Start

Congestion Avoidance

Congestion Window

Darunter versteht man ein langsames Herantasten an die maximale Belastbarkeit einer Verbindung. Bei Überlastung wird das Stauflusskontrollfenster halbiert und daraufhin bei jedem empfangenen ACK (Acknowledgement) um den Wert 1 erhöht, siehe Abb. 6.15. Threshold Timeout Congestion Avoidance Timeout Slow Start

Threshold Threshold Slow Start

Slow Start

Sendetakt

Abb. 6.15 Slow Start mit Congestion Avoidance

Prinzip der dynamischen Flusskontrolle TCP teilt den Datenfluss zur Übertragung in Segmente ein, und der Empfänger steuert den Datenfluss durch Mitteilen der verfügbaren Empfangs-Puffergröße (Window-Grösse). Ein Fenster der Größe 0 stoppt den Fluss. Der Empfänger kann

314

6 OSI-Layer und Protokolle

zusätzliche ACKs schicken, um den Fluss wieder in Gang zu setzen. Das Verfahren wird Sliding Window27 genannt und ist in Abb. 6.16 dargestellt. Gleitendes Fenster Sender

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 15 10

ACK

14 11

Daten

13 12

Empfänger

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12

Freigegebenes Fenster

Abb. 6.16 Dynamische Flusskontrolle bei TCP

Fast Retransmit und Fast Recovery Wenn ein Paket ausserhalb der Reihe ankommt, wird Paketverlust angenommen und der Empfänger bestätigt für jedes neuankommende Paket das letzte Paket in Reihe. Nach dem dritten Duplicate Acknowledgement wird sofort das verlorene Packet nochmals gesendet. Nach jedem Paketverlust wird zwar das Sendefenster halbiert, zusätzlich wird mit Fast Recovery das Sendefenster mit der Anzahl Duplicate Acknowledgements erhöht, denn gleich viele Pakete liegen im Empfänger bereits bereit und können sofort (nach Erhalt des nachgeschickten Pakets) in den Paketstrom eingereiht werden. Das TCP-Protokoll hat in seiner Geschichte Anpassungen und Verbesserungen in Schritten erfahren. Die einzelnen Schritte haben dabei Decknamen wie etwa Tahoe, Reno und Vegas erhalten. Das TCP-Protokoll ist aber auch in den Netzknoten hilfreich. Diesbezügliche Details finden sich in Kapitel 10.

6.5 User Datagram Protocol Das User Datagram Protocol (UDP) Protokoll (Abb. 6.17) ist ein verbindungsloses Netzwerkprotokoll aus der Transportschicht der TCP/IP Protokollfamilie. Es ist einfach aufgebaut, ist nicht verbindungsorientiert und enthält keine Fehlerkorrektur. Das Source-Port-Feld gibt die Port-Nummer des sendenden Prozesses an, und damit kann der Empfänger auf das Paket antworten. UDP ist verbindungslos, somit ist der Quell-Port optional und kann mit dem Wert „0” belegt werden. Das Ziel-Port-Feld adressiert den das Paket empfangenden Prozess. Das Längenfeld nennt die Paketgrösse, bestehend aus Daten und Header. 27

Demo: http://www3.rad.com/networks/2004/sliding_window/index.html

6.6 RTP, RTCP und RTSP

Source port (16 Byte)

315

Destination Port (16 Byte)

Länge (16 Byte)

Prüfsumme (16 Byte)

Daten (variabel)

Abb. 6.17 UDP Protokoll: Paket-Header und Daten

6.6 RTP, RTCP und RTSP Die Streaming-Protokolle „Real-time Transport Protocol“ (RTP), „Real-time Transmission Control Protocol“ (RTCP) und „Real-time Streaming Protocol“ (RTSP) sind Echtzeit-Transport-Protokolle, die oberhalb der Transportschicht, auf Applikationsebene aufsetzen. Diese Protokolle arbeiten zwar unabhängig von der darunter liegenden Transportplattform, werden aber meist zusammen mit den Protokollen IP und UDP verwendet. RTP stellt die durchgehende (End-to-End) Transport-Funktion für Real-time Daten, wie Audio, Voice und Video, zur Verfügung. RTP kennt keine Ressourcen-Reservation oder Quality-of-Service. Zu RTP (RFC 355028) gehört das Kontrollprotokoll RTCP (ebenfalls RFC 3550) und das Streaming-Protokoll RTSP (RFC 232629). Weitere Details finden sich in den angemerkten Spezifikationen der IETF. Bit 1

2 V

M

3

4

5

6

7

8 Octet

P X CSRG Count Payload Type

1 2 3

Sequence Number

4 5 6

Time Stamp

7 8 9

SSRC

10 11 12

CSRC

Abb. 6.18 RTP Protokoll

28 29

RFC 3550: http://www.rfc-editor.org/rfc/rfc3550.pdf, ersetzt RFC 1889 http://www.rfc-editor.org/rfc/pdfrfc/rfc2326.txt.pdf

316

6 OSI-Layer und Protokolle

Bedeutung der Felder im RTP Protokoll (Abb. 6.18): x V: RTP-Version, x P: wenn gesetzt, enthalten die Daten (Payload) ein oder mehrere zusätzliche Padding Oktett am Ende der Daten, x X, Extension Bit: wenn gesetzt, folgt diesem Header ein weiterer Header mit definiertem Format, x CSRC Count: enthält die Anzahl diesem Header folgenden CSRC Bezeichner, x M: das Marker-Bit ist für anwendungsspezifische Verwendungen reserviert und wird genutzt zur Kennzeichnung von Ereignissen, wie etwa das Ende eines Einzelbildes einer Videosequenz, x Payload Type: beschreibt das Format der zu transportierenden RTP-Daten (Payload), x Sequence Number: ausgehend von einer zufällig bestimmten Sequenznummer, welche nicht einstellbar ist, wird diese für jedes weitere RTPDatenpaket um Eins erhöht, x Timestamp: der Zeitstempel gibt den Zeitpunkt des ersten Oktetts des RTPDatenpakets an, x SSRC (Synchronization Source (SSRC) Identifier): dient der der Synchronisationsquellen-Identifikation und wird zufällig ermittelt, damit nicht zwei Quellen innerhalb der RTP-Session die gleiche Identifikationsnummer besitzen, x CSRC (Contributing Source (CSRC) Identifiers): identifiziert die beitragenden Quellen und ist optional.

6.7 DOCSIS Protokoll30 6.7.1 Downstream-Teilschicht In Downstream-Richtung wird der DOCSIS-Datenstrom (Data-over-Cable Service Interface Specifications) in ein MPEG-Framing (ITU-T H.222.0) eingegliedert (Downstream Transmission Convergence Sublayer). Dies einzelnen Pakete im Datenstrom sind mit einer PID (Packet Identifier) gekennzeichnet und können neben DOCSIS auch andere, z. B. MPEG-Videopakete, enthalten, welche vom Kabelmodem nicht beachtet werden. Abbildung 6.19 zeigt einen Ausschnitt des Datenstroms mit einem MPEG-Paket.

30

Die vollständigen Angaben zu DOCSIS 2.0 finden sich in Kapitel 7 und 8 der RFISpezifikation http://www.cablelabs.org/specifications/CM-SP-RFIv2.0-C02-090422.pdf

6.7 DOCSIS Protokoll

317 MPEG-Paket 188 Byte

DOCSIS Nutzlast MPEG-Header Pointer Feld DOCSIS Nutzlast MPEG-Header Pointer Feld (183 oder 184 Byte) (4 Byte) (0 oder 1 Byte) (183 oder 184 Byte) (4 Byte) (0 oder 1 Byte)

Abb. 6.19 Format eines MPEG-Pakets

Bedeutung der Felder im MPEG Header (Abb. 6.20): x Sync-Byte: x x x x x x x

Kennzeichnet mit 0x47 MPEG Pakete als DOCSIS-Daten. Transport Error Indicator: Der Sender setzt das Bit auf 0; wenn auf dem Transportweg ein Fehler auftritt, wird das Bit auf 1 gesetzt. Payload Unit Start Indicator: Der Wert 1 zeigt an, dass ein Pointer Feld nach dem Header vorhanden ist. Transport Priority: 0, ist reserviert. PID: Kennzeichnung des DOCSIS Pakets mit 0x1FFE. Transport Scrambling Protocol: 0, ist reserviert Adaption Field Protocol: fest belegt mit 01, Benützung für DOCSIS PID nicht zugelassen. Conituity Counter: zyklischer Zähler in dieser PID. 4 Byte Sync-Byte (8 Bit)

Transport Payload Unit Transport PID Error Start Indicator Priority Indicator (1 Bit) (1 Bit) (1 Bit) (8 Bit)

Transport Scrambling Protocol (2 Bit)

Adaption Field Protocol (2 Bit)

Continuity Counter (4 Bit)

Abb. 6.20 MPEG Header

Der Datentransport im Downstream geschieht, indem die zu transportierenden DOCSIS Pakete als sog. MAC Frames (Media Access Control) unterschiedlicher Länge, entsprechend dem vorstehend beschriebenen Protokoll, in die 188 Byte Rahmen eingebaut werden. Abbildung 6.21 zeigt ein MAC Frame, das direkt nach dem Pointer Feld folgt, Abb. 6.22 ein solches, das dem Rest eines vorangehenden MAC Frame und einer Folge von Füll-Byte folgt. Der Pointer zeigt richtigerweise auf das erste Byte nach dem voranstehenden MAC Frame. MPEG-Header Pointer Feld MAC Frame Füll-Byte (4 Byte, (1 Byte, 0 gesetzt) (bis 183 Byte) (0 oder mehr Byte) PUSI = 1)

Abb. 6.21 MPEG Paket, das MAC Frame folgt dem Pointer Feld unmittelbar

MPEG-Header Rest von Pointer Feld (4 Byte, MAC Frame (1 Byte, M gesetzt) PUSI = 1) (M Byte)

Füll-Byte

Abb.6.22 MPEG Paket, das MAC Feld folgt den Stuff-Byte

Beginn MAC Frame

318

6 OSI-Layer und Protokolle

6.7.2 Media Access Control Die MAC-Schicht besteht aus einer Menge von Downstreams und Upstreams, welche von einem MAC Belegungs- und Management-Protokoll gesteuert wird (Abb. 6.23). Das CMTS steuert so die Belegung der Downstream- und UpstreamZeitschlitzen. CMTS ĺ Kabelmodem

Kabelmodem ĺ CMTS

IP-Pakete

IP-Pakete

DOCSIS-Pakete

DOCSIS-Pakete

MPEG-Frames

Codeword ĺ Burst

DOCSIS Downstream

DOCSIS Upstream

Abb. 6.23 Verarbeitung in der MAC Schicht

In Downstream-Richtung werden die IP-Pakete in vom CMTS handhabbare DOCSIS-Pakete zerlegt und ins MPEG-Transport-Framing eingereiht. In Upstream-Richtung werden die IP-Pakete ebenfalls in DOCSIS-Pakete zerlegt und anschliessend in den vom CMTS zugeteilten Zeitschlitzen gesendet. Die DatenBursts enthalten Codewords, welche Fragmente der DOCSIS-Pakete sind und mit Fehlerschutz und Interleaving für einen sicheren Transport ergänzt sind. Die MAC Schicht beschäftigt sich auch mit den logischen Upstreams, welche aus Mini-Slots bestehen und mit UCD31 (Upstream Channel Descriptor) und MAP32 (Bandwidth Allocation Map) verwaltet werden. DOCSIS unterscheidet vier verschiedene Upstream Typen: x Type 1: DOCSIS 1.x Upstreams, ohne Unterstützung von DOCSIS 2.0 TDMA, x Type 2: Gemischte Upstreams, welche DOCSIS 1.x and DOCSIS 2.0 TDMA unterstützen, x Type 3: DOCSIS 2.0 Upstreams, nicht kompatibel zu DOCSIS 1.x Kabelmodems, einschliesslich der Untergruppen: 3a: Type 3A: DOCSIS 2.0 TDMA upstreams, 3b: Type 3S: DOCSIS 2.0 S-CDMA upstreams, x Type 4: DOCSIS 3.0 Upstreams (Funktion von Pre-3.0 DOCSIS Kabelmodem nicht sichergestellt) mit vier Untergruppen. 31 32

MAC Management Meldung, Upstream-Benützungsangaben an das Kabelmodem MAC Management Meldung, informiert über Sende-Zeitschlitze

6.7 DOCSIS Protokoll

319

PMD1 Overhead (Upstream)

1

Physical Media Dependent Sublayer

2

Program-Specific Information

3

Protocol Data Unit

MAC Header MPEG PSI2 Header (Downstream)

Data PDU3

MAC Frame

Abb. 6.24 allgemein gültiges MAC Frame Format

Abbildung 6.24 zeigt als Beispiel das allgemeine MAC Header Format, wie in Abb. 6.25 dargestellt, wobei die einzelnen Felder folgende Bedeutung haben: x FC: x MAC_PARM:

x LEN (SID): x EHDR:

8 Bit, Identifiziert MAC Header Typ, 8 Bit, FC abhängiges Parameterfeld: - wenn EHDR =1 ĺ bezeichnet extended Headerlänge, - wenn Concatenated Frames ĺ MAC Frame Zähler, - sonst: Angabe der angeforderten Anzahl Minislots. 16 Bit, Länge des MAC Frame, im Falle von Request aber Angabe der Service ID, 0 – 240 Byte, Extended MAC Header (falls existent).

Die totale MAC Headerlänge beträgt 6 Byte + Extended Header. FC 1 Byte

MAC_Parm 1 Byte

LEN (SID) 2 Byte

FC Type 1 Bit

FC Parm 5 Bit

EHDR on 1 Bit

EHDR 0 - 240 Byte

HCS 2 Byte

Abb. 6.25 MAC Header Format

Das Frame Control (FC) Feld liefert folgende Zusatzangaben: x FC Type:

8 Bit

x FC_PARM: x EHDR on:

5 Bit 1 Bit

MAC Frame Control Type Feld: - 00: Packet PDU MAC Header, - 01: ATM PDU MAC Header, - 10: Reserved PDU MAC Header, - 11: MAC spezifischer Header. Bedeutung hängt von FC Type ab, wenn 1 ĺ zeigt Existenz von EHDR an, Längenangabe im Feld MAC_PARM.

DOCSIS der Versionen bis 3.0 beachtet ATM PDUs nicht. Ein MAC Transport-Paket ohne EHDR enthält die folgenden Felder und Bedeutungen (Tabelle 6.9).

320

6 OSI-Layer und Protokolle

Tabelle 6.9 Bedeutung der Felder im DOCSIS Header Feld

Zweck

Hinweis

Länge

FC

FC Type = 00

Packet MAC Header

8 Bit

MAC_PARM

MAC_PARM = x

x = 0 ohne EHDR x  0 Länge des EHDR

8 Bit

LEN

LEN = n + x

n: Länge der PDU x: Länge des EHDR

16 Bit

EHDR

Extended MAC Header, falls vorhanden

PDU

DA (48 Byte) SA (48 Byte) Type/Len (16 Byte) CRC (32 Bit)

x (0 – 240 Byte) Zieladresse Startadresse Ethernet Type oder Längenfeld für Daten, variabel 0 bis 1500 Byte CRC über PDU (Ethernet)

n Byte

Die Gesamtlänge eines MAC Frames beträgt: 6 + x + n Byte. DOCSIS kennt zudem MAC spezifischen Header, sie dienen in Downstream-Richtung dem Timing und in Upstream-Richtung dem Ranging und der Sendeleistungseinstellung, der Bandbreitenanforderung sowie dem Aufteilen und Zusammenfügen von Frames (Tabelle 6.10). Tabelle 6.10 MAC spezifische Header und Frames FC_PARM

Header/Frame Typ

00000

Timing Header

00001

MAC Management Header

00010

Request Frame

00011

Fragmentation Header

11000

Concatenation Header

Weitergehende Informationen zu den MAC Frames und Management Messages finden sich in den DOCSIS Spezifikationen. x Für DOCSIS 2.0: http://www.cablelabs.org/specifications/CM-SP-RFIv2.0-C02-090422.pdf x Für DOCSIS 3.0: http://www.cablelabs.org/specifications/CM-SP-MULPIv3.0-I12-100115.pdf

6.8 ATM Protokoll Das ATM-Protokoll verwendet Zellen mit einer Länge von 53 Byte, wovon 48 Byte als Nutzlast transportiert werden. Der Header hat somit eine Länge von 5 Byte und ist für zwei Verwendungszwecke definiert:

6.8 ATM Protokoll

321

x User-Network Interface (UNI): Interface zwischen dem Benutzer und einem privaten oder Carrier-ATM-Switch oder zwischen einem privaten und einem Carrier-ATM-Switch. x Network-Network Interface (NNI): Interface zwischen zwei Carrier-ATMSwitches. Der ATM-Header (Abb. 6.26) hat folgende Bedeutung: x Generic Flow Control (GFC, 4 Bit): GFC ist nur im Benützerbereich (UNI) zur lokalen Flusskontrolle von Bedeutung, wird aber meist nicht benützt oder zur Benützung dem Teilnehmer überlassen. Das GFC-Feld wird im ATMNetz zum VPI-Feld geschlagen. Dieses hat dann eine Länge von 12 Bit. x Virtual Path Identifier (VPI, 8 bzw. 12 Bit): Mehrere virtuelle Kanäle zwischen zwei Endgeräten lassen sich zu einem virtuellen Pfad bündeln. x Virtual Channel Identifier (VCI, 16 Bit): Der virtuelle Kanal identifiziert die logische Verbindung zwischen zwei Endstellen und dient den ATM-Switches zur Durchschaltung der Zellen. x Payload Type Identifier (PTI, 3 Bit): dient der Unterscheidung der verschiedenen Arten von Zellen (Nutz-, Wartung- und Managementdaten, Tab. 6.11). Tabelle 6.11 Payload Type ID 000

Benutzer-Zelle, keine Überlast festgestellt, SDU-Type = 0

001

Benutzer-Zelle, keine Überlast festgestellt, SDU-Type = 1

010

Benutzer-Zelle, Überlast festgestellt, SDU-Type = 0

011

Benutzer-Zelle, Überlast festgestellt, SDU-Type = 1

100

Segment OAM F5 Zelle

101

End-to-End OAM F5 Zellen

110

Lastmanagement

111

(reserved)

x Cell Loss Priority (CLP, 1 Bit): gibt an, ob die Zelle eine hohe (CLP = 0) oder eine niedere Priorität (CLP = 1) hat. Wichtig zum priorisierten Durchschalten im ATM-Switch bei Überlast. x Header Error Correction (HEC, 8 Bit): Enthält Checksumme des Headers und ermöglicht die Prüfung, ob er fehlerfrei übertragen wurde. Die Fehlerüberprüfung der Nutzdaten erfolgt erst in den höheren Schichten.

322

6 OSI-Layer und Protokolle GFC (4 Bit)

VPI (4 Bit)

VPI (8Bit)

VCI (4Bit) VCI (8 Bit)

VCI (4 Bit)

PT (3 Bit)

CLP (1 Bit)

HEC (8 Bit)

Daten (48 Byte)

Abb. 6.26 Felder in einer ATM Zelle

ATM unterscheidet Diensteklassen, die in Tab. 6.12 zusammengefasst. Dabei wird mit sog. Adaptions-Layern das Transportgut in die ATM-Pakete verpackt. Die fünf Adaptions-Layer sind auf die Bedürfnisse des Transportgutes zugeschnitten: x AAL 1 für konstante, verbindungsorientierte Bitrate (Video/Audio/Voice), x AAL 2 für variable, verbindungsorientierte Bitrate (Video/Audio/Voice), x AAL 3/4 für variable, verbindungslose oder verbindungsorientierte Bitrate ohne Zeitbezug zwischen Sender und Empfänger (Video/Audio/Voice), x AAL 5 für variable, verbindungslose Bitrate ohne Zeitbezug zwischen Sender und Empfänger (Video/Audio/Voice). Tabelle 6.12 ATM - Diensteklassen Klasse A

Klasse B

Zeitverhalten

zeitkontinuierlich

zeitkontinuierlich nicht zeitkontinuierlich

Bitrate

konstant

Verbindungstyp verbindungsorientiert

Klasse C

Klasse D nicht zeitkontinuierlich

variabel

variabel

variabel

verbindungsorientiert

verbindungsorientiert

verbindungslos

Daten

Daten

Beispiele

Circuit Emulation

Video

AAL-Typ

AAL-Typ 1 od. 2

AAL-Typ 1 od. 2 AAL-Typ 1 od. 2

AAL-Typ 3/4 od. AAL-Typ 5

6.9 ADSL- und VDSL Protokoll ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) und VDSL (Very High Speed Digital Subscriber Line) benützen für die Übertragung der Nutzlast in beiden Richtungen ATM-Zellen mit dem Adaptions-Layer AAL 5. Dabei wird das Ethernet mit

6.10 SLIP und PPP Protokolle

323

der darüberliegenden IP-Schicht in PPPoE, PPPoA oder PPPoEoA der ATMSchicht übergeben.

6.10 SLIP und PPP Protokolle Modem-Protokolle sind Point-to-Point Protokolle und erlauben Datenübertragung über Telefonleitungen. Im Fall des Internetzugangs ist beim Anbieter eine Modembank installiert. Diese kann gleichzeitig mehrere Anrufe für InternetModemzugang entgegennehmen. Für die Übertragung von IP auf der Telefonleitung ist ein Protokoll erforderlich. Slip-Protokoll Als erstes Protokoll wurde SLIP (Serial Line Internet Protocol) eingesetzt. Dieses Protokoll besteht lediglich aus einem Datenfeld, gefolgt von einem Ende-Zeichen. Es ist heute nicht mehr im Gebrauch. PPP-Protokoll33 SLIP wurde vom PPP (Point-to-Point Protocol) abgelöst. Hier wird PPP am Beispiel von HDLC gezeigt. Es handelt sich um ein wesentlich aufwändigeres Protokoll, welches Datenverkapselung, Verbindungskontrolle und Konfigurationsinformationen für die darüberliegende Schicht ermöglicht. Der Verbindungsaufbau geschieht mit einem LCP (Link Control Paket), bei Authentisierungsnachfrage vom Server folgt ein Authentisierungskontrollpaket, beim Zustandekommen einer Verbindung folgen die Konfigurationsinformationen über NCP (Network Conprol Protocol), dann folgen die Datagramme in Paketform und die Sitzung wird mit einem LCP Paket abgeschlossen. Der PPP-Header und Trailer ist in Abb. 6.27 dargestellt: x Flag: x Adresse:

x Control:

x Protokoll ID: 33

Feste Bit-Sequenz (0x7E) zeigt PPP-Anfang und PPP-Ende an. Im HDLC-Protokoll wird die Adresse zur Bezeichnung des Empfängers benötigt. Beim Punkt zu Punkt Link ist keine Adresse nötig, daher ist das Feld auf 0xFF gesetzt. Im HDLC-Protokoll wird das Feld zur Ablaufsteuerung mit Bestätigung im Data Link Layer benützt. PPP setzt das Feld zur Kennzeichnung, dass es nicht benützt wird, auf 0x03. Bezeichnet Nutzlast-Protokoll (z. B. IP: 0x0021).

Das PPP-Protokoll basiert auf HDLC (high level data link protocol). Siehe auch: http://datatracker.ietf.org/doc/rfc1661/

324

6 OSI-Layer und Protokolle

x PPP Nutzlast: Daten: verkapseltes Protokoll und Padding. x Frame Check Sequence: 16 Bit Prüfsequenz, bei Fehler wird das Paket verworfen. Wenn nun innerhalb der Nutzlast ein Byte mit der Flag-Bitsequenz 0x7E auftritt, werden besondere Massnahmen getroffen (Bit Stuffing). Flag

7E

Adresse

FF

Control

03

Protokoll ID …… Padd.

PPP Nutzlast

PPP Data Unit (PDU)

Frame Check Sequence 7E

Flag

1 Byte

Abb. 6.27 PPP Protokoll am Beispiel HDLC

PPPoE (Point-to-Point Protocol over Ethernet): Das Protokoll PPPoE34 dient der Verkapselung von PPP-Daten über einen Ethernet-Link . Der PPPoE-Header ist in Abb. 6.28 dargestellt und umfasst folgende Felder: x x x

Version: Type: Code:

Für RFC 2516 auf 0x1 gesetzt. Auf 0x1 gesetzt. Zeigt Pakettyp an: – 0x00, Session Data, – 0x07, PADO (PPPoE Active Discovery Offer), – 0x09, PADI (PPPoE Active Discovery Initiation), – 0x19, PADR (PPPoE Active Discovery Request), – 0x65, PADS (PPPoE Active Discovery Session-confirmation), – 0xa7, PADT (PPPoE Active Discovery Termination). x Session ID: Vom PPPoE Server vergebene ID, gültig für die ganze Session. x Länge: Datenlänge der Nutzlast, schliesst PPPoE- und Ethernet-Header nicht ein. 0

4 Version

8 Type

15 Code

Session ID Länge

Abb. 6.28 PPPoE Protokoll-Header

Abbildung 6. 29 zeigt die Verkapselung von PPP-Daten mit PPP-Header in PPPoE in ein Ethernet-Paket.

34

PPPoE: http://datatracker.ietf.org/doc/rfc2516/

6.10 SLIP und PPP Protokolle Ethernet Header

325 PPPoE Header

PPP Header

PPP Daten

FCS

Abb. 6.29 PPPoE Verkapselung am Beispiel Ethernet

PPPoA (Point-to-Point Protocol over ATM): PPPoA dient der direkten Verkapselung von PPP- oder von in PPP- verkapselten LLC-Protokollen in ATM mit AAL535 und ist in RFC 236436 definiert. PPPoEoA (Point-to-Point Protocol over Ethernet over ATM): PPPoEoA37 ist eine Alternative zu PPPoA, benützt die Dienste von PPP für Authentifikation und Sicherheit und legt z. B. für ADSL die PPP-Session im PC und nicht im Modem an.

35 36 37

AAL5: ATM Adaption Layer 5 PPPoA: http://datatracker.ietf.org/doc/rfc2364/ PPPoEoA ist ein de facto Standard

326

6 OSI-Layer und Protokolle

Literatur Badach A, Hoffmann E (2007) Technik der IP-Netze – Funktionsweise und Dienste. Carl Hauser Verlag München Wien Comer D E (2000) Internetworking with TCP/IP Vol 1: Principles, Protocols, and Architectures. Prentice Hall JADnet (online) http://www.jadnet.ca/ ĺ Information ĺ Protocol RAD University Tutorials (online) http://www.rad.com/12/RAD_University_Tutorials/5266/

7 DOCSIS Das Kapitel DOCSIS beschreibt das DOCSIS-Kabelmodem System und dessen Versionen. Die wichtigsten Spezifikationen in den unteren Layern, der Verbindungsaufbau und die Kapazitätszuteilung werden dargestellt und erläutert. Ebenso wird auf Quality und Class of Service sowie auf die Datenstromstruktur, die Konfiguration, die Auswertung von MIB-Abfragen und die gestörte Übertragung eingegangen.

7.1. Einführung 7.1.1 DOCSIS eine Initiative der CableLabs Die Data Over Cable Service Interface Specification (DOCSIS) wurde von den CableLabs um 1997 entwickelt und spezifiziert Schnittstellen für den Einatz von Kabelmodems. Die ITU hat diese Spezifikationen im März 1998 (ITU-T Recommendation J.112) ratifiziert. DOCSIS ist ein Standard, der die Anforderungen für Datenübertragungen in einem Breitbandkabelnetz festlegt. Der Anwendungsbereich von DOCSIS ist schnelle Datenübertragung, Telefonie und Anwendungen für Multimedia über bestehende Kabelfernsehnetze. Zur Unterstützung von symmetrischen Anwendungen in Echtzeit wurde 2002 die Nachfolgespezifikation DOCSIS 2.0 vorgestellt. Mit DOCSIS 3.0 wird die Datenkapazität in beiden Richtungen durch Channel Bonding massiv gesteigert. Ausserdem unterstützt DOCSIS 3.0 auch IPv6. DOCSIS existiert in der originalen US-Version und als europäische Variante als EuroDOCSIS. Während Telefonnetze mit sternförmiger Topologie über Zweidrahtleitungen die Modems für DSL durch Freigabe der zugehörigen Leitung provisionieren, erfolgt dies bei DOCSIS, bei dem die Modems im koxialen Baumnetz verteilt sind, durch Freigabe des Modems selber.

7.1.2 Die DOCSIS-Versionen 7.1.2.1 DOCSIS Spezifikationsübersicht Die Cablelabs haben eine ganze Reihe von Spezifikationen herausgegeben (Tabelle 7.1): x RFI:

Radio Frequency Interface Specification, legt die Hochfrequenzeigenschaften des Systems fest.

A. Keller, Breitbandkabel und Zugangsnetze, DOI 10.1007/978-3-642-17631-9_7, © Springer-Verlag Berlin Heidelberg 2011

328

7 DOCSIS

x DRFI:

Downstream RF Interface Specification, spezifiziert Edge-QAM und CMTS Hochfrequenzeigenschaften im Downstream. x PHI: Physical Layer Specification, spezifiziert den die Benützung des physischen Layers bezüglich Hochfrequenzeigenschaften und Übertragung von Bits und Bit-Gruppen. x MULPI: MAC and Upper Layer Protocols Interface Specification, Definitionen zu Media Access Control und obere OSI-Layer. x OSSI: Operations Support System Interface, spezifiziert die Anforderungen an das Netzwerkmanagement für den Support einer DOCSIS-Umgebung. x BPI/BPI+: Baseline Privacy Interface Specification, bzw. Baseline Privacy Plus Interface Specification, spezifiziert die Datenverschlüsselung mit 56 Bit DES, die Zulassungsidentifikation der Modems sowie deren Berechtigung für Datenübertragung. x SEC: Erweiterung der BPI+ Spezifikation insbesondere die Verschlüsselung auf 128 Bit AES. x J.xxx: Hinweis auf Spezifikationen bei der ITU Die DOCSIS-Spezifikationen sind auf der Web-Seite der Cablelabs zu finden1. Tabelle 7.1 Übersicht DOCSIS Spezifikationen DOCSIS 1.0

DOCSIS 1.1

DOCSIS 2.0

DOCSIS 3.0 DRFI J.drfi

RFI

RFIv1.1

RFIv2.0

PHY

J.112-B

J-112-B

J.122

J.phi MULPI J.mulpi

OSSI BPI

OSSIv1.1

OSSIv2.0 BPI+

OSSIv3.0 SEC

J.125 CMCI

7.1.2.2 Kompatibilitäten CMTS und Kabelmodem Die DOCSIS-Versionen sind abwärtskompatibel, d. h. neuere Versionen auf dem CMTS (Cable Modem Termination System) können auch mit älteren Versionen auf dem Kabelmodem zusammenarbeiten. Es ist aber vorteilhaft, im Einzelfall zu

1

http://www.cablelabs.com/specifications/

7.1. Einführung

329

prüfen, ob Kabelmodems mit verschiedenen Versionen mit dem CMTS zusammenarbeiten können. Tabelle 7.2 zeigt die Versionenübersicht. Tabelle 7.2 Versionen-Kompatibilitäten CMTS und Kabelmodem CMTS Ź

DOCSIS 1.0

DOCSIS 1.1

DOCSIS 2.0

DOCSIS 3.0

DOCSIS 1.0

1.0

1.0

1.0

1.0

DOCSIS 1.1

1.0

1.1

1.1

1.1

ź Kabelmodem

DOCSIS 2.0

1.0

1.1

2.0

2.0

DOCSIS 3.0

1.0

1.1

2.0

3.0

In einer Zwischenphase wurden Kabelmodems mit der Versionenbezeichnung 1.0 + in Verkehr gesetzt. Diese konnten im Allgemeinen mit einem Software-Upgrade auf die Version 1.1 aufgerüstet werden.

7.1.3 DOCSIS 1.0 Nach eingehender Diskussion im MCNS Konsortium (Multimedia Cable Network Systems Holdings, ein Konsortium bestehend aus Comcast Cable Communications, Inc., Cox Communications, Tele-Communications, Inc. und Time Warner Cable) einigte man sich 1996 auf folgende Zielsetzungen für DOCSIS, welche im ersten Standard DOCSIS 1.0 umgesetzt wurden: x Einheitlicher Dienst für alle Teilnehmer, x offener Standard: Interoperabilität mit vielen Anbietern, x asymmetrische Kapazität: grosse Kapazität im Downstream, kleine Kapazität im Upstream (Web-surfen stand im Vordergrund), x effizienter Transport im Downstream im MPEG-Format mit Fernsehkanalbandbreite und 64QAM/256QAM Kanalcodierung, x flexibler und robuster Transport im Upstream mit 0.2 MHz bis 3.2 MHz Bandbreite, x einfache Datensicherheit für den Transport im HFC-Netz, x einfaches Netz-Management mit SNMP (Simple Network Management Protocol), x Fern-Updates für Modem-Software möglich. DOCSIS 1.0 benützte TDMA (Time Division Multiple Access) und FDMA (Frequency Division Multiple Access) im Upstream in Kombination. Die einzelnen Daten-Bursts von den verschiedenen Modems liefen nacheinander zum CMTS und konnten auf mehrere Frequenzen verteilt sein.

330

7 DOCSIS

7.1.4 DOCSIS 1.1 Während mit DOCSIS 1.0 die Best Effort Services für die Verbindung ins Internet sehr gut funktionierten, begann man weitere Anwendungen zu erkennen, welche nach zusätzlichen Eigenschaften des Systems verlangten. Man erweiterte den Standard in verschiedener Hinsicht: x Rückwärtskompatibel zu DOCSIS 1.0, x 8-stufiger Entzerrer am Eingang des Kabelmodems für bessere Eigenschaften beim Signalempfang mit Mikro-Reflexionen und anderen Störungen aus dem HFC-Netz, x Ermöglichung von SNMPv3 für sicheres Netz-Management, x Quality of Service (QoS) für Voice over IP (VoIP), x Quality of Service für verzögerungsempfindliche Dienste, x Fähigkeit des Kabelmodems für unterschiedliche Paketbehandlung (Class of Service, z. B. Internet und gleichzeitig VoIP), x Verbesserung der Bandbreitenausnützung durch Fragmentierung und Verkettung von Paketen sowie Payload Header Suppression, x Einführung der Beglaubigung (Authentication) des Kabelmodems, um den Netzzugangs-Diebstahl zu verhindern, x Verbesserung von Schlüssel und Verschlüsselung für den Transport im HFC-Netz, x Einführung standardisierter Methoden zur Unterstützung von Multicast, x Einführung von IP-Filtermöglichkeit (Firewall-Funktionalität), x Erweiterung der MIB mit zusätzlichen Zählern und Statistiken für Funktion und Verrechnung. Der Übergang auf DOCSIS 1.1 stellte eine grosse Herausforderung an die Systemlieferanten dar. Das war auch der Grund dafür, dass sich verschiedene Lieferanten mit Zwischenstandards behalfen (sog. DOCSIS 1.0 +). Soweit solche Kabelmodems von der Hardware bereits auf dem Standard aufsetzten, kam ein Software-Fern-Upgrade beim Teilnehmer in Frage.

7.1.5 DOCSIS 2.0 7.1.5.1 Einführung Im Jahre 2001 begann man sich erneut Gedanken zu machen, welche weiteren Eigenschaften nötig waren. Von Bedeutung wurde vor allem die Abkehr des Kundenverhaltens, nur Daten zu beziehen. Es wurde absehbar, dass die Entwicklung Richtung symmetrischem Verkehr einsetzen wird. Das bedeutete mehr Kapazität im Rückweg. Also wurden folgende Ziele gesetzt:

7.1. Einführung

x x x x x

331

Rückwärtskompatibel zu DOCSIS 1.0 und 1.1, ermöglichen eines symmetrischeren Transports, grössere Kapazität im Upstream, Steigerung der spektralen Effizienz im Upstream, Erhöhung der Störfestigkeit.

Insgesamt sind die Erweiterungen von DOCSIS 1.1 auf 2.0 nicht so gross wie jene von DOCSIS 1.0 auf 1.1. Immerhin ist anzumerken, dass die Massnahmen für die Steigerung der Störfestigkeit einen technologisch anspruchsvollen Schritt darstellen. Da man den geforderten Störabstand auch für die höherwertigen Kanalcodierungen (bis 64QAM) auf 25 dB beliess, musste man massive Massnahmen zur Verbesserung der Störfestigkeit ergreifen. Natürlich ist es möglich, dank den DOCSIS 2.0 Linecards im CMTS und bei QPSK sehr schlechte Störabstände zuzulassen. Dies widerspricht aber der Zielsetzung von DOCSIS 2.0. Als Resultat definierte man den so genannten Advanced Physical Layer (Advanced PHY). Das TDMA wurde wesentlich verbessert. Insbesondere wurde die Fähigkeit in der Linecard (Upstream Empfänger) des CMTS mit Störungen umzugehen massiv verbessert. Man spricht jetzt von A-TDMA (Advanced Time Division Multiple Access). Ausserdem wurde mit S-CDMA (Synchronized Code Division Multiple Access) ein neues Kanalcodierungsverfahren der Spread Spectrum Klasse eingeführt. Voraussetzung für den Betrieb von DOCSIS 2.0 ist, dass sowohl Kabelmodem als auch CMTS dem DOCSIS 2.0 Standard entsprechen. Immerhin ist durch die Abwärtskompatibilität ein gemischter Betrieb mit den Versionen 1.0 und 1.1 möglich. Im Rahmen von DOCSIS 2.0 können Modems mit TDMA, A-TDMA und S-CMDA gemischt betrieben werden. 7.1.5.2 Störungsunterdrückung durch ICF-Filter Die Störungsunterdrückung erfolgt durch das Ingress Cancellation Filter (ICF), ein digitales Filter, welches zugeschaltet werden kann, adaptiv auf Schmalbandstörer reagiert und diese herausfiltern kann. Die im digitalen Signalprozessor zur Unterdrückungseinstellung nötigen Koeffizienten werden bis zu 200 mal pro Sekunde berechnet. ICF ist in DOCSIS 2.0 nicht spezifiziert; die Implementation wird herstellerabhängig unterschiedlich vollzogen. Es bestehen zwei Möglichkeiten: x Allokation leerer Zeitschlitze (Idle Slots): Das CMTS alloziert etwa alle 200 ms leere Zeitschlitze, misst das anliegende Spektrum und berechnet daraus die Filterinformationen. x Auswertung der Präambel: Das CMTS wertet die bekannten Bitmuster der Präambel aus und gewinnt damit die Filterinformationen. So werden bei jedem Datenburst von einem Modem neue Informationen zur Filtereinstellung gewonnen.

332

7 DOCSIS

Ingress Cancellation ist eine Zusatzfunktion, welche sich dank digitaler Signalverarbeitung recht einfach realisieren lässt. Das CMTS digitalisiert das Eingangssignal und verarbeitet dann alles in der digitalen Ebene. Ingress Cancellation ist nebst Filtern und Entzerren einfach nur zusätzlicher Programmaufwand. 7.1.5.3 Verbesserte Entzerrung für A-TDMA Die frequenzabhängige Dämpfung, die Verzögerung und der Mehrwegempfang müssen für den Empfänger entzerrt werden. Während im Downstream das Modem diese Aufgabe übernimmt, verteilt man diese im Upstream auf eine Vorverzerrung im Modem (Sender) und eine Nachentzerrung im CMTS (Empfänger). Die Vorverzerrung wird durch das Kabelnetz wieder kompensiert und hat den Vorteil, die dem Modem die unterschiedlich nötige Entzerrung selber zu überlassen. Das CMTS allein müsste in grossen Grenzen seine Entzerrung für jedes Paket umstellen. Das lässt sich aber nur mit sehr langen, den Daten vorauslaufenden Präambeln bewerkstelligen, denn sobald Daten ankommen, muss der Einstellprozess beendet sein. Für DOCSIS 2.0 wurde die Vorentzerrung von 8 auf 24 Stufen erhöht, und auch im CMTS arbeitet ein 24-stufiger Entzerrer. 7.1.5.4 Verbesserte Burst-Acqusition für A-TDMA Durch Verwendung einer robusteren Modulation geringerer Ordnung (QPSK statt 16QAM etc.) wird eine schnellere Erkennung der Bursts erreicht, und es kann mit kürzerer Präambel gearbeitet werden. 7.1.5.5 Verbesserte Fehlerkorrektur für Impulsstörungen DOCSIS 1.x kann pro Codewort 10 Bytes korrigieren (RS, T = 10), DOCSIS 2.0 dagegen 16 Bytes. Hinzu kommt die Fähigkeit der Erasure Correction (RadierKorrektur), bei der zusätzlich die Lage des Störbursts im Codewort ausgewertet wird. Dadurch können sogar 20 Bytes pro Codewort korrigiert werden. 7.1.5.6 S-CDMA Mit DOCSIS 2.0 wird ein neues Modulationsverfahren bei folgenden Abweichungen zur Verfügung gestellt: x Bandspreiztechnik (Spread Spectrum) mit Mehrfachzugriff, x Zeit- und Codezugriffsverwaltung in von TDMA separierten Zeitbereichen,

7.1. Einführung

333

x Unterstützung von 128QAM, allerdings bei gleichem Datendurchsatz wie bei 64QAM, x Enge Synchronisation (einige ns) zwischen Downstream- und UpstreamSymbolen Tabelle 7.3 Unterschiede zwischen S-CDMA und A-TDMA Merkmal

Ausprägung

Spektrale Effizienz

S-CDMA und A-TDMA sind nur wenige dB von der theoretischen Grenze entfernt

Widerstandsfähig gegenüber weissem Rauschen (AWGN)

Bei Volllast kein Unterschied, unter Teillast ist S-CDMA im Vorteil (z. B. bei nur 64 aktiven Codes 3 dB)

Einzelträgerstörung

A-TDMA wegen Ingress Cancellation (ICF) im Vorteil

Störimpulse < 10 ȝs

A-TDMA im Vorteil

> 10 ȝs

S-CDMA im Vorteil

Pegeldynamikbereich

Für S-CDMA wegen Kompensation unterschiedlicher Anzahl gleichzeitig aktiver Codes eingeschränkt

Kapazität

S-CDMA hat etwa 30 % grössere Kapazität bei kurzen Datenpaketen (sehr kurze Präambel, Netz auf etwa ± 6 ns synchronisiert)

S-CDMA ist ein synchronisiertes System und braucht deshalb nur eine kurze Präambel für die Empfängersynchronisation im CMTS. Dies ist eine Effizienzsteigerung, da die Pakete kürzer werden. Gemäss Untersuchungen von Broadcom2 kann bei kurzen Paketen bis 30 % an Bandbreite eingespart werden. Dieser Vorteil wäre auch mit synchronisiertem TDMA zu haben, nur wurde das nicht spezifiziert. Die Synchronisation bedeutet, dass alle Pakete in einem Zeitschlitz von 2 ns liegen müssen. Diese Vorgabe verlangt häufigeres Ranging (Station Maintenance) beim Modem. Während bei TDMA ein Ranging alle 30 Sekunden ausreicht, um Zeit- und Pegeleinstellung unter Kontrolle zu behalten, ist für S-CDMA dieser Abstand markant zu reduzieren. Massgebend sind dabei die zu erwartenden zeitlichen Instabilitäten. In den USA, wo die Kabel an Stangen geführt werden, rechnet man zufolge Windeinwirkung mit Ranging im Sekundenabstand. Interessant ist, dass bei 8 km Kabellänge und 2 ‰ Längenvariation zufolge Windeinwirkung 6 ns Zeitvariation des ankommenden Burst typisch ist. Der Unterschied von S-CDMA zu A-TDMA ist sehr uneinheitlich. Je nach Störungsumgebung können die Resultate im Vergleich unterschiedlich ausfallen. Eine Übersicht zeigt Tabelle 7.3.

2

www.broadcom.com, Hersteller von DOCSIS-Chipssätzen

334

7 DOCSIS

7.1.6 DOCSIS 3.0 7.1.6.1 Einführung Treiber für die Entwicklung von DOCSIS 3.0 war der Bedarf nach weiterer Kapazität. Dies wurde durch das sog. Channel-Bonding erreicht. Dabei werden im Downstream und im Upstream Kanäle für eine grössere Kapazität gebündelt. 7.1.6.2 Channel Bonding Channel Bonding ist das logische Bündeln mehrerer Hochfrequenz-Kanäle. Dabei werden mehrere, jedoch einzeln digital modulierte Kanäle verwendet. Die Datenbewirtschaftung geschieht aber übergreifend über alle Kanäle. Die Spezifikation schreibt vor, dass ein Kabelmodem im Downstream mindestens 4 Kanäle in einem Fenster von 60 MHz (EuroDOCSIS: 64 MHz) verarbeiten kann. Ebenfalls werden im Upstream minimal 4 Kanäle gebondet. Die Spezifikation schreibt keine obere Grenze für das Bonding von Kanälen vor. Für 4 Kanäle ergibt sich eine Transportkapazität im Downstream bei US-DOCSIS von über 150 MBps und bei EuroDOCSIS eine solche von über 200 MBps, bzw. über 50 MBps im Upstream. Tabelle 7.4 gibt eine Übersicht über die Bitraten im DS und im US für DOCSIS und EuroDOCSIS. Tabelle 7.4 DOCSIS Bitraten im Vergleich, (Nettobitraten) DOCSIS

EuroDOCSIS

Version

DS 256QAM

US xQAM

DS 256QAM

US xQAM

1.x

42.88 (38) Mbps

10.24 (9) Mbps

55.62 (50) Mbps

10.24 (9) Mbps3

2.0

42.88 (38) Mbps

30.72 (27) Mbps

55.62 (50) Mbps

30.72 (27) Mbps4

3.0 / 4 Kanal 171.52 (152) Mbps 122.88 (108) Mbps 222.48 (200) Mbps 122.88 (108) Mbps5 3.0 / 8 Kanal 343.04 (304) Mbps 122.88 (108) Mbps 444.96 (400) Mbps 122.88 (108) Mbps6

7.1.6.3 IPv6 Die IP-Version 6 ermöglicht die Überwindung der beschränkten Adressenzahl bei Version 4. Dabei kann DOCSIS 3.0 beide IP-Versionen parallel bewirtschaften.

3 4 5 6

3.2 MHz / 16QAM 6.4 MHz / 64QAM 4 Kanäle zu 6.4 MHz / 64 QAM 4 Kanäle zu 6.4 MHz / 64 QAM

7.2 DOCSIS Spezifikationen (Auszug)

335

7.1.6.4 IP Multicast DOCSIS 3.0 unterstützt Source Specific Multicast (SSM). Während beim Any Source Multicast (ASM) jedes angemeldete Gruppenmitglied von jedem anderen Mitglied Daten empfangen kann, ist bei SSM ein einziger Absender festgelegt. Neu sind auch eine erweiterte Autorisierung, Quality-of-Service (QoS) und Payload Header Suppression (PHS) für Multicast verfügbar. 7.1.6.5 Datensicherheit Die Datenverschlüsselung wird durch Verwendung des 128 Bit Advanced Encryption Standards (AES) wesentlich verbessert. Zudem ist auch die Provisionierungssicherheit verbessert worden. 7.1.6.6 Upstream-Sendeanforderung Erst mit DOCSIS 3.0 fordert das Modem die Übertragungskapazität (Byte) an. Bei früheren Versionen forderte das Modem Mini-Slots an. Das geht jedoch nicht mehr, da das Modem nicht wissen kann, wie in einer gebondeten Umgebung die Daten auf verschiedene Upstream-Kanäle zu verteilen sind. Wenn nun die Kapazität in Byte verlangt wird, kann das CMTS selber ausrechnen, auf welche Upstream-Kanäle die Anfrage zu verteilen ist.

7.2 DOCSIS Spezifikationen (Auszug) Nachfolgend sind die DOCSIS und Euro-DOCSIS Spezifikationen aufgelistet. Diese Liste stellt eine Übersicht dar, für exakte Informationen sind die die vollständigen Spezifikationen zu konsultieren7.

7.2.1 DOCSIS Downstream Spezifikationen physischer Layer Tabelle 7.5 fasst die vom Kabelnetz im Vorwärtsweg erwarteten Eigenschaften zusammen.

7

http://www.cablemodem.com/

336

7 DOCSIS

EuroDOCSIS

DOCSIS

Tabelle 7.5 DOCSIS und EuroDOCSIS Spezifikationen im Vorwärtsweg Parameter Frequenzbereich Kanalbandbreite Max. Übertragungs-Laufzeit CNR in der Kanalbandbreite CSO CTB Kreuzmodulation diskrete Trägerstörungen Max: Welligkeit im Kanal Gruppenlaufzeit im DOCSIS-Kanal Mikroreflexionen Max. Brummmodulation Bust Noise Max. Analog-TV Trägerpegel am Modemeingang Max. Analog-TV Trägerpegel an der Steckdose Min. Analog-TV Trägerpegel an der Steckdose Max. Anzahl analoge Träger Saisonale/tägliche Pegelschwankung Max. Pegelschräge, 85 - 862 MHz, beide Richtungen Parameter Frequenzbereich Kanalbandbreite Max. Übertragungs-Laufzeit CNR in der Kanalbandbreite CSO CTB Kreuzmodulation diskrete Trägerstörungen Max: Welligkeit im Kanal Gruppenlaufzeit im DOCSIS-Kanal Mikroreflexionen Max. Brummmodulation Bust Noise Max. Analog-TV Trägerpegel am Modemeingang Max. Analog-TV Trägerpegel an der Steckdose Min. Analog-TV Trägerpegel an der Steckdose Max. Anzahl analoge Träger Saisonale/tägliche Pegelschwankung Max. Pegelschräge, 85 - 862 MHz, beide Richtungen

DOCSIS 1.1 50 - 860 MHz 6 MHz 800 ms >35 dB >41 dB >41 dB >41 dB >41 dB 3 dB 35 dB >41 dB >41 dB >41 dB >41 dB 3 dB 35 dB >41 dB >41 dB >41 dB >41 dB 3 dB =1.5 us í20 dBc