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T.D. Automatique n°1 - Corrigé Exercice n°1 : D’après Concours commun 96 des Mines de Nantes, Albi, Douai, Alès : Robot de Conditionnement 1.1 -
U(p) = E(p) + R I(p) + L p I(p)
1.2 -
U(p) = E(p) + R I(p)
CM(p) - f Ω(p) = J p Ω(p) U(p)
CM(p) = J p Ω(p)
+
CM(p) = Kt I(p)
I(p)
1 R
-
E(p)
1.3 -
2.1 -
U(p)
2.2 -
ab -c -
K 1+τp
1 Ke K = RJ 1+τp p 1+ Ke Kt Ω(p)
de gain statique K =
θS(p) = Kr H(p) λ
G(p) =
θS(p) Kr K λ = θC(p) p ( 1 + τ p ) + Kr K λ de gain statique unitaire
Second ordre
b-
Temps de réponse mini si ξ = 0,69 (dépassement = 5%) 3 Temps de réponse mini t5% = = 50 ms ω0 Position finale du bras : lim θS(t) = lim p θS(p) = θC
c-
Erreur statique :
d-
Dépassement nul
a-
t→∞
t→∞
Temps de réponse Temps beaucoup plus long car 2.4 -
Erreur de traînage :
Kr = 875 V/rad
p→0
εpos = lim [ θC(t) - θS(t) ] = 0 ⇒
⇒
Dépassement :
Kr K λ τ 1 ξ= 2 Kr K λ τ ⇒ ω0 = 60 rad/s ω0 =
de pulsation propre de coefficient d’amortissement
2.3 -
Ω(p)
1 Jp
θS(p)
1 p
1 [ θc(p) - θS(p) ] p 1 θS(p) G(p) = = p τ p2 θC(p) 1+ + Kr K λ Kr K λ
CM(p)
1 = 10 (rad/s)/V Ke RJ de constante de temps τ = = 12 ms Ke Kt
Premier ordre
ΩS(p)
λ
Kt
Ke
E(p) = Ke Ω(p) Ω(p) = H(p) = U(p)
E(p) = Ke Ω(p)
CM(p) = Kt I(p)
D = 5% car ξ = 0,69
ω0 = 42 rad/s ⇒ Kr = 417 V/rad ⇒ 5 t5% = = 120 ms ω0 non dépassement et pulsation propre plus lente
ξ=1
εtr = lim [ θC(t) - θS(t) ] = lim p [ θC(p) - θS(p) ] = lim p θC(p) [ 1 - G(p) ] t→∞
p→0
Ω0 avec θC(t) = Ω0 t u(t) et Ω0 = 10 deg/s soit θC(p) = 2 p Ω0 Kr K λ Ω0 Finalement εtr = lim [1]= p ( 1 + τ p ) + Kr K λ Kr K λ p→0 p
p→0
soit
εtr = 0,23°
pour
ξ = 0,69
εtr = 0,48°
pour
ξ=1
Exercice n°2 : Intérêt de la boucle fermée sur les performances 123-
456soit
1 -t on obtient y(t) = X0 [ 1 - exp( ) ] u(t) 1+τp τ On alors t5% = 3 τ soit t5% = 3 s K1 K K+1 K G(p) K1 K H(p) = K1 = = C’est à nouveau un système du premier ordre. 1 + K G(p) K+1+τp τ 1+ p K+1 K1 K K+1 10 On veut =1 soit K1 = soit K1 = ≈ 1,1 K+1 K 9 τ La nouvelle constante de temps est τ’ = . Le nouveau temps de réponse est t5% = 3 τ’ soit t5% = 0,3 s K+1 K1 K K1 K 1 + τ p 1+τp ] X(p) = . X(p) = X(p) On a V(p) = K [ K1 X(p) - Y(p) ] = K [ K1 K + 1 1 + τ' p K+1+τp 1 + τ' p 1 + τ p X0 X0 X0 ( τ - τ' ) τ - τ' -t V(p) = = + après décomposition. On en déduit que v(t) = X0 [ 1 + exp( ) ] u(t) p 1 + τ' p p 1 + τ' p τ' τ' -t soit v(t) = X0 [ 1 + K exp( ) ] u(t) τ' On sait qu’avec x(t) = X0 u(t) et G(p) =
7-
Le procédé utilisé pour réduire d’un facteur 10 le temps de réponse consiste à envoyer au système de fonction de
transfert G(p) un signal initialement 9 fois plus important que X0, puis décroissant jusqu’à X0 . C’est violent pour le système !
Exercice n°3 : Enregistreur graphique Pulsation de coupure ωc = pulsation pour laquelle le gain est le gain statique - 3dB soit 2 π 1,25 = 7,85 rad/s 1 Pour un premier ordre ωc = soit τ = 0,127 s τ K avec K = 2,5 cm/V et τ = 0,127 s G(p) = 1+τp t y(t) = K V0 [ 1 - exp ( - ) ] y(t) = 0,95 y(∞) pour t voisin de 3τ τ K H(p) = τ 1+ p 2 1+τp H(p) = G(p) C(p) C(p) = τ 1+ p 2 G(p) et H(p) : Diagrammes de Bode de systèmes du première ordre, de gain 8 dB = 20 log 2,5 et de pulsations
1-
234-
56-
de coupure respectives 7,85 rad/s et 15,7 rad/s C(p) :
Diagramme de Bode d’un correcteur à avance de phase : Courbe asymptotique de gain :
Pentes 0 dB/déc , +20 dB/déc, 0 dB/déc Changement de pente aux pulsations remarquables
Courbe asymptotique de phase :
1 2 et τ τ
0 degré , +90 degrés , 0 degrés Changement de valeurs aux pulsations remarquables
Courbes réelles :
Point d’inflexion de la courbe de gain et maximum de la courbe de phase en
Rappel :
2 ωc milieu en échelle log de ωc et 2 ωc
Une pente de 20 dB/décade, c’est à dire une augmentation de 20 dB du gain pour une multiplication par 10 de la pulsation correspond à une pente de 6 dB/octave. Une octave est une multiplication par 2 de la pulsation. (préfixe oct pour 8 notes de musique) Entre ωc et 2 ωc il y a exactement une octave, d’où les variations de 6 dB des asymptotes.
Remarque : dB 8
C(p) 6 5 3
H(p)
ω
0 1
ωc
degrés
10
2ωc
100 rad/s G(p)
2 ωc
90
C(p)
0 1
- 90
ωc
10 G(p)
2ωc
ω 100 rad/s
H(p)
7-
volts 8
v(t) = V0 [ 1 + exp ( -
cm
2t ) ] u(t) τ
et
y(t) = K V0 [ 1 - exp ( -
20 Lorsque la consigne est un échelon de 4 V,
v(t)
il est envoyé à l’enregistreur un signal de 8 V qui
x(t) 4
2t ) ] u(t) τ
le fait démarrer deux fois plus vite. Ce signal
10
décroît ensuite jusqu'à 4 V. Le temps de réponse y(t) non corrigé
y(t) corrigé τ 2
pour y(t) corrigé est deux fois plus court que pour y(t) non corrigé.
3τ 2
τ
t
3τ
Exercice n°4 : Commande de l’orientation d’un satellite vc(t)
1-
Commande
v(t)
..
2-
J θ (t) = c(t)
3-
Si conditions initiales nulles
4-
c(t) = C0T0 δ(t)
⇒
V(p)
Vc(p) +
C(p) A
k -
Vr(p)
6-
7-
vc(t) = V0T0 δ(t) ⇒ θ(t) =
vc(t) = V0 u(t) Donc
θ(t) =
⇒
⇒
V 0T 0 ω sin (ωt) u(t) a ⇒
Vc(t) =
V0 p
⇒
V0 [ 1 - cos (ωt) ] u(t) a
11 -
Il y a un terme
V 0T 0 1 V0T0 ω2 = J a p2 + ω2 1+ p2 kAa
avec
ω=
kAa J
θ(p) =
V0 ω2 1 V0 1 p = [ ] a p ( p2 + ω2) a p p2 + ω2
Toujours incontrôlable ! V(p) k -
+
C(p) -
Vb(p)
A
1 J p2
θ(p)
bp
a
On mesure de la vitesse de rotation θ(p) A = V(p) p(bA+Jp)
1 a J 1+ p2 kAa
1 a
θ(p) =
Vr(p)
Vb(p) = b p θ(p) = b Ω(p)
H2(p) =
θ(p)
1 J p2
Vc(p)
10 -
C0T0 ⇒ J p2 Incontrôlable
Toujours incontrôlable !
+
12 -
Rampe ⇒
θ(p) H1(p) = = Vc(p)
Vc(p) = V0T0
8-
9-
θ(p) =
θ(p) 1 = C(p) J p2 C0T0 θ(t) = t u(t) J
a
1 [ Vc(p) - a θ(p) ] k A 2 = θ(p) Jp
Donc
θ(t)
Fonction de transfert : ⇒
Double intégration du Dirac 5-
Satellite
J p2 θ(p) = C(p)
C(p) = C0T0
⇒
c(t)
Actionneur Fusée
et
H3(p) =
θ(p) 1 = Vc(p) a
1 b J 1+ p+ p2 ak kAa
bp dans H3(p) qui va créer une partie réelle négative aux pôles conjugués de la fonction de transfert. aK Ceci va conduire à des termes en sinus et cosinus que multiplie une fonction exponentielle décroissante. V0 Lorsque ces termes en exponentielle sont devenus négligeables θ(t) = = θ0 Enfin contrôlable, position stabilisée ! a
Exercice n°5 : Réponse impulsionnelle d’un second ordre 1-
X(p) = A
Pour
-1 < ξ < 1 ,
K KA K A ω02 X(p) = = 2 2 ( p + ξ ω0 )2 + ω02 ( 1 - ξ2 ) 2ξp p 2ξp p 1+ + 2 1+ + 2 ω0 ω0 ω0 ω0 K A ω0 y(t) = exp( - ξ ω0 t ) sin ( ω0 1 - ξ2 t ) u(t) 1 - ξ2
donc
Y(p) =
on a alors
p1,2 = - ξ ω0 ± j ω0
2 - Les pôles de la fonction de transfert sont
1 - ξ2
S6 n’entre pas dans ce cadre, c’est un double intégrateur, il conduit à EV11 Avec S1 et S7 il n’y a pas amortissement, il conduisent à EV3 ou EV8 Si ξ > 0 la partie réelle des pôles est négative, il y a amortissement de la réponse, d’autant plus important que cette partie réelle a une grande valeur absolue :
S2 et S8 ( amortissement faible )
S4 et S5 ( amortissement important ) Si ξ < 0 la partie réelle des pôles est positive, il y a divergence de la réponse, d’autant plus rapide que cette partie réelle a une grande valeur absolue :
S3 et S9
( divergence lente )
S10 et S11
( divergence rapide )
La valeur absolue de la partie imaginaire du pôle est la pulsation du sinus Pulsation importante pour S2 , S5 , S7 , S9 et S11 Finalement on obtient : S1
S2
S3
S4
S5
S6
S7
S8
S9
S10
S11
EV8
EV2
EV9
EV6
EV1
EV11
EV3
EV7
EV4
EV10
EV5
Exercice n°6 : X MP 2000 1-
W(p) =
D B [ Z(p) + C ( E + ) ( V(p) - R W(p) ) ] p p
avec
V(p) = A [ X(p) -
K Y(p) ] 1+τp
et W(p) = p Y(p)
Après calcul : Y(p) =
DCA(Ep+B)(1+τp) Dp(1+τp) X(p) + 3 Z(p) 2 p (1+τp)+DC(Ep+B)(AK+Rp+Rτp ) p ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 ) 3
soit
2-
H1(p) =
DCA(Ep+B)(1+τp) p3 ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 )
H2(p) =
Dp(1+τp) p3 ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 )
X(p) et Y(p) ne sont pas homogènes si K a une dimension.
K Y(p) 1+τp DCAK(Ep+B) DKp E(p) = X(p) [ 1 - 3 ]- 3 Z(p) p ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 ) p ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 ) 3-
E(p) = X(p) -
Finalement : E(p) =
p3 ( 1 + τ p ) + D C R p ( E p + B ) ( 1 + τ p ) DKp X(p) - 3 Z(p) p ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 ) p ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 ) 1 L’erreur en régulation ( X(p) = 0 ) pour une perturbation unitaire ( Z(p) = ) est : p DK E(p) = - 3 p ( 1 + τ p ) + D C ( E p + B ) ( A K + R p + R τ p2 ) 3
4-
lim e(t) = lim p E(p) = 0
t→∞
p→0
1 D K Z(p) , on voit que pour Z(p) = B p p3 ( 1 + τ p ) + D C ( E + ) ( A K + R p + R τ p2 ) p DK B lim e(t) = lim p E(p) = lim est nulle grâce au bloc B p t→∞ p→0 p→0 3 2 p (1+τp)+DC(E+ )(AK+Rp+Rτp ) p
5-
Si on écrit
E(p) = -
Exercice n°7 : X-ENS Cachan 2005 Le schéma initial de l’énoncé est équivalent à Z(p) X(p)
W(p) +
KA -
+
+
-
B
+
-
C
+
-
Y(p)
+
D
E F GA
Z(p) X(p) soit
W(p) +
KA
+
-
B
+
-
C
+
-
Y(p)
+
D
E GA+F
Z(p) X(p)
W(p)
soit
+
KAB
+
-
C
+
-
Y(p)
+
D
B(GA+F)+E Z(p) X(p)
W(p) +
soit
+
-
C
KAB
+
-
Y(p)
+
D
B(GA+F)+E KAB Z(p) X(p)
soit
W(p) +
C
KAB
1+
Finalement :
Remarque :
H1 = K A B
H2 = C
+
-
H3 = D
H4 = 1 +
+
Y(p) D
G F E + + K KA KAB
G F E + + K KA KAB
Si dans cet exercice, on commence par supprimer la boucle interne pour transformer Z(p) W(p) +
C -
+
+
Z(p) Y(p) D
W’(p) en
C
+
+
D 1+CDE
Y(p)
E On obtient un schéma dans lequel la grandeur W’(p) qui entre dans le bloc C n’est pas la grandeur voulue W(p).
Exercice n°8 : Train pendulaire Q1 - Donner le schéma bloc permettant de décrire le dispositif d’asservissement de la position y(t) de la tige de vérin à la position de consigne yC(t) . yc(t)
u(t) +
(V)
i(t)
Correcteur -
Convertisseur (V)
q(t)
F(t)
Servo-valve (m3/s)
(A)
y(t)
Vérin
Charge (N)
(m)
Capteur Q2 - Reproduire et compléter le schéma bloc de la figure 6 représentant les équations de comportement du vérin. 1 b V0 p Σ(p) → Σ(p) = [ Q(p) - 2 S V(p) ] Transformée de Laplace des équations : Q(p) = 2 S p Y(p) + p V0 b Y(p) Y(p) J µ J p2 = R F(p) - µ → F(p) - 2 Y(p) = 2 p2 Y(p) et F(p) = S Σ(p) R R R R µ =k R2
On en déduit : Q(p) +
b V0
-
Σ(p)
1 p
F(p)
-
R2 1 = J M
+
S
Γ(p)
1 p
V(p)
Y(p)
1 p
2S Q3 - Déterminer la fonction de transfert entre la position de la tige du vérin et le débit d’huile entrant dans le vérin, H1(p) = F(p) = ( M p2 + k ) Y(p) d’où
donc
[ Q(p) - 2 S pY(p) ]
1 H1(p) = V0 p 2 (Mp +k) +2Sp bS
b 1 1 S = Y(p) V0 p M p 2 + k
soit
Y(p) [ ( M p2 + k )
Y(p) . Q(p)
V0 p + 2 S p ] = Q(p) bS
bS k V0 + 2 b S2 H1(p) = M V0 p(1+ p2 ) k V0 + 2 b S2
soit finalement
Q4 - Discuter de la stabilité du système ainsi créé, c’est à dire de l’aptitude du système à répondre à un échelon q(t) = q0 u(t) par une position y(t) bornée et monotone ou oscillatoire amortie. Le système comporte un intégrateur, donc la réponse à un échelon ne sera pas bornée. par ailleurs il y a un terme d’oscillateur harmonique donc les oscillations ne sont pas amorties Q5 - Indiquer
modification à ap-porter au schéma
µ =k R2
λ
la Q(p)
+ -
b V0
1 p
bloc demandé à la
Σ(p)
F(p) S
+
R2 1 = J M
Γ(p)
1 p
V(p)
1 p
Y(p)
2S
question Q2 .
Q6 - Déterminer la nouvelle fonction de transfert H2(p) =
b 1 1 λ ( M p2 + k ) Y(p) ] S = Y(p) S V0 p M p 2 + k V0 p 1 λ Y(p) [ ( M p2 + k ) + 2 S p + ( M p2 + k ) ] = Q(p) donc H2(p) = bS S V0 p λ ( M p2 + k ) + 2 S p + ( M p2 + k ) bS S S λk soit finalement H2(p) = M 2 M V0 3 k V0 + 2 b S2 p+ p + p 1+ k bλk bλk
On a toujours F(p) = ( M p2 + k ) Y(p) soit
Y(p) Q(p)
mais
[ Q(p) - 2 S pY(p) -
Q7 - Quelle est la réponse permanente y(∞) pour une entrée q(t) = q0 u(t) ? q0 y(∞) = lim y(t) = lim p Y(p) = lim p H2(p) Q(p) = lim p H2(p) p t→∞ p→0 p→0 p→0
soit
y(∞ ∞) = q0
S λk
Q8 - Quelle est l’inconvénient majeur de devoir envoyer un débit constant pour avoir une position constante ? Envoyer un débit constant pour obtenir une position constante, c’est à dire dissiper toute l’énergie du fluide dans l’orifice du débit de fuite conduit à un très mauvais rendement. Q9 - Montrer que la boucle interne de fonction de transfert H3(p) est équivalente à un système du second ordre dont on donnera les caractéristiques.
δ
γAG
1+ La boucle interne a pour fonction de transfert
H3(p) =
δ
1+γAG
1+
soit
γAGδ 1+γAGδn H3(p) = p2 γAGδnτ p+ 2 1+ 1+γAGδn β (1 + γ A G δ n )
p2 β2
p2 β2
=
(1+τp)n
γAGδ p2 1+ 2 +γAGδ(1+τp)n β
Les paramètres sont : ω0 = β
γAGδ 1+γAGδn βγAGδnτ ξ= 2 1+γAGδn K=
1+γAGδn
et
Q10 - En utilisant les abaques de la Figure 8 déterminer γ et τ pour assurer , lors d’un échelon vc(t) = v0 u(t) , un dépassement de 10% et un temps de réponse à 5% de 0,017 s. 77 . γ . 28,1 . 10 . τ 300
D = 10% conduit à ξ = 0,59 = 2 et pour ξ = 0,59 On obtient donc
1+
ω0 te = 5,2 1 + 0,937 γ = 3,97
1 + γ . 28,1 . 10 300
=
36,06 γ τ 1 + 0,937 γ
et on veut te = 0,017 s soit
γ = 15,8
soit
77
1 + 0,937 γ . 0,017 = 5,2
et en conséquence
τ=
0,59 . 3,97 soit 36,06 . 15,8
τ = 4,1 10-3 s
Q11 - Identifier la forme de la fonction de transfert H4(p) représentée par le diagramme de Bode donné Figure 10 . Donner la valeur numérique des coefficients caractéristiques de cette fonction. Le diagramme de Bode présente toutes les caractéristiques de celui d’un système du second ordre. La phase vaut -90° en ω0 = 300 rad/s et en traçant alors l’asymptote non horizontale du diagramme des gains, on trouve une pente de -12dB pour une octave, ce qui est bien la caractéristique d’un système du second ordre. On obtient le gain par
20 log K = -20,5 dB
soit
K = 0,095 m/s.V
en ω0 on mesure -25 dB = 20 log
K 2ξ
soit ξ = 0,84
Remarque : Les valeurs de 0,095 m/s.V et 300 rad/s correspondent à celles découlant des calculs de la question 10, mais pas celle de 0,84 où l’on avait obtenu 0,59 Q12 - Déterminer l’erreur de position εpos résultant d’un échelon 2ξ p2 p+ 2) ω0 ω0 Khν 1 y0 ) = y0 lim εpos = lim [yC(t) - y(t)] = lim p ( 1 p 2ξ p2 p2 2ξ t→∞ p→0 p→0 p (1 + p+ 2) p (1 + p+ 2) ω0 ω0 ω0 ω0 1+ 1+ Khν Khν de position yC(t) = y0 u(t)
avec y0 = 0,1 m
p (1 +
donc
εpos = 0
soit
εtr =
soit
εtr = 0,96 mm
Q13 - Déterminer littéralement et numériquement l’erreur de traînage εtr 2ξ p2 p+ 2 ω0 ω0 Khν 1 v0 ) 2 = v0 lim εtr = lim [yC(t) - y(t)] = lim p ( 1 p 2ξ p2 p2 2ξ t→∞ p→0 p→0 p (1 + p+ 2) p+ 2) p (1 + ω0 ω0 ω0 ω0 1+ 1+ Khν Khν 0,1 εtr = 0,095 . 50 . 22
résultant d’une rampe de position yC(t) = v0 t u(t)
avec v0 = 0,1 m/s
1+
v0 Khν