Radioteknikk : FM [2 ed.] 8200353494 [PDF]

Zitiervorschau

FRANK KOBBERØD

Radioteknikk

2. utgave BOKMÅL

UNIVERSITETSFORLAGET Oslo — Bergen — Stavanger — Tromsø

H Nasjonalbiblioteket

Depotbiblioteket

© Universitetsforlaget 1980 2. utgave 1984 ISBN 82-00-35349-4

Det må ikke kopieres fra denne boka utover det som er tillatt etter bestemmelsene i «Lov om oppgavsrett til åndsverk», «Lov om rett til fotografi» og «Avtale mellom staten og rettighetshavernes or­ ganisasjoner om kopiering av opphavsrettslig beskyttet verk i un­ dervisningsvirksomhet». Brudd på disse bestemmelsene vil bli an­ meldt.

Omslag: Pål Haugs

Trykk: Ant. Anderssens Trykkeri A/S, Larvik 1984

Forord Dette heftet er først og fremst beregnet på å dekke pensumet i FM-teknikk på radio/TV-linjen i den videregående skolen i stu­ dieretning håndverk og industri. Kapitlet om støy er noe mer omfattende enn det pensumplanen krever, men for helheten sin del er det blitt så detaljert. Kapitlet om den konvensjonelle FM-detektoren tar for seg den symmetriske og usymmetriske utgaven nokså detaljert. Grunnen til dette er at man i mange år ennå vil støte på disse typene i eldre mottakere, selv om det i de fleste nyere mottakere bare blir brukt integrerte kretser i FM-detektoren. Jeg vil rette en takk til faglærer Sigurd Strømseng som har teg­ net alle figurene i boka. Jeg er takknemlig for forslag til forbedringer for eventuelle sei­ nere utgaver.

Frank Kobberød

Innhold 1 FREKVENSMODULASJON............................................ 1.1 Bærebølgen og dens modulering .............................. 1.2 Båndbredde. Frekvensspekter................................... 1.3 Fordeler ved FM-modulasjon ................................... 1.4 Fasemodulasjon ......................................................... 1.5 Kontrollspørsmål .......................................................

7 7 9 11 12 13

2 FREKVENSDEMODULASJON ..................................... 2.1 Prinsipp ....................................................................... 2.2 Båndfilterkopling ....................................................... 2.3 Usymmetrisk forholdsdetektor ................................. 2.4 Symmetrisk forholdsdetektor ................................... 2.5 Kvadraturdetektor....................................................... 2.6 Pulstellerdetektor ....................................................... 2.7 Forkorreksjon og etterkorreksjon............................ 2.8 Kontrollspørsmål .......................................................

14 14 14 17 19 22 24 26 27

3 FM-MOTTAKEREN ......................................................... 3.1 Tuneren......................................................................... 3.2 Kombinerte mottakere................................................. 3.3 Frekvensseleksjon....................................................... 3.3.1 Båndbreddebehov........................................... 3.3.2 Selektivitet........................................................ 3.3.3 Lineær fasegang ............................................. 3.4 Signal/støy-forhold..................................................... 3.5 Falske signaler.............................................................. 3.5.1 Signaler med frekvens lik mellomfrekvensen .. 3.5.2 Signaler med frekvens lik speilfrekvensen .... 3.5.3 Signaler som gir repeat-spots......................... 3.6 Utstråling .................................................................... 3.7 Gjengivelseskvalitet .....................................................

28 28 29 31 31 32 34 34 40 41 41 42 45 46

4 INNGANGSTRINN........................................................... 4.1 Forsterkningsbehov..................................................... 4.2 HF-trinnet..................................................................... 4.3 Praktiske koplinger..................................................... 4.4 Kontrollspørsmål .......................................................

48 48 48 49 53

5 BLANDETRINN ................................................................ 5.1 Innledning.................................................................... 5.2 Matematisk behandling av blandingen...................... 5.3 Blandemetoder ........................................................... 5.4 Selvsvingende blandetrinn.......................................... 5.5 Styrt blandetrinn......................................................... 5.5.1 Regulering av blandetrinn .............................. 5.6 Praktiske koplinger..................................................... 5.7 Kontrollspørsmål .......................................................

54 54 54 56 58 59 60 60 62

6 OSCILLATORER .............................................................. 6.1 Innledning..................................................................... 6.2 Basiskoplet oscillator................................................... 6.3 Kollektorkoplet oscillator.......................................... 6.4 Frekvensstabilitet ....................................................... 6.5 Kontrollspørsmål .......................................................

63 63 64 65 66 68

7 MELLOMFREKVENSFORSTERKERE........................ 7.1 Valg av mellomfrekvens ............................................. 7.2 Forsterkningsbehov..................................................... 7.3 Båndbreddebehov....................................................... 7.4 Begrenser .................................................................... 7.5 Stabilitet og nøytralisering.......................................... 7.6 Praktiske koplinger..................................................... 7.7 Kontrollspørsmål .......................................................

69 69 69 70 70 71 72 76

8 MELLOMFREKVENSFILTRE....................................... 8.1 Båndfilterkopling ....................................................... 8.2 Keramiske filtre........................................................... 8.3 Krystallfiltre................................................................ 8.4 Mekaniske filtre ......................................................... 8.5 Kontrollspørsmål .......................................................

77 77 77 80 81 83

9 REGULERING AV FM-MOTTAKEREN ...................... 9.1 Reguleringsbehov ........................................................ 9.2 Regulering med felteffekttransistor........................... 9.3 AFC .............................................................................. 9.4 Støysperre (mutekontroll).......................................... 9.5 Kontrollspørsmål .......................................................

84 84 84 85 86 88

10 INDIKATORER.................................................................. 10.1 Feltstyrkeindikatorer................................................. 10.2 Avstemmingsindikator ............................................ 10.3 Kontrollspørsmål .....................................................

89 89 90 92

11 STØYFILTER FOR FM-BILRADIO............................... 93 11.1 Virkemåte................................................................... 94 11.2 Prinsipp ..................................................................... 94 11.3 Utkopling av signalet................................................. 95 11.4 Støypulsens egenskaper............................................ 96 11.5 Blokkskjema.............................................................. 97 11.6 Praktisk kopling med IC.......................................... 99 11.7 Kontrollspørsmål ........................................................ 102

7

1

Frekvensmodulasjon

1.1 Bærebølgen og dens modulering Ved AM-modulasjon blir informasjonen tilført bærebølgen ved at den modulerte bærebølgens amplitude varierer i takt med lavfrekvenssignalets amplitude. Bærebølgens frekvens forblir konstant. Ved FM-modulasjon blir derimot det motsatte gjort. Den mo­ dulerte bærebølgens amplitude forblir konstant, mens dens frek­ vens varierer i takt med lavfrekvenssignalets amplitude. Dette er antydet på fig. 1.1. I den positive halvperioden er frekvensen høy­ ere enn middelverdien /H, og i den negative halvperioden er den lavere enn/H. Dersom modulasjonsfrekvensen er/H, er den momentane bærebølgefrekvensen til det frekvensmodulerte signalet gitt ved f = /h + A/-cosw11

(1-1)

Her er co, = 2ixf . Og A/er det største frekvensavviket bære­ bølgen har fra middelverdien. Det kalles frekvensdeviasjonen (frekvenssvinget). Etter internasjonal overenskomst er den maksimalt tillatte deviasjon satt til 75 kHz. Dette betyr at det ikke er anledning til å styre en FM-sender sterkere ut enn ± 75 kHz ved maksimalt LFsignal. Øyeblikksverdien av det frekvensmodulerte signalet kan skri­ ves:

A/ . u = Lf-sin(coH/ + ----- sincu1/)

Bærebolgen umodulert

Bærebolgen

frekvensmodulert

Fig. 7.7. Frekvensmodulert bærebølge.

(1.2)

8

Her er (7H bærebølgens amplitude. Forholdet~f^f kalles modula-

fw

-20 kHz

+ 20 kHz

Fig. 1.2. Frekvensdiagram. Lite frekvenssving.

-75 kHz

fH

+ 75 kHz

Fig. 1.3. Frekvensdiagram. Stort frekvenssving.

sjonsindeksen mt. Den er proporsjonal med frekvenssvinget A/, og dermed også proporsjonal med modulasjonssignalets amplitu­ de. Vi forutsetter at vi arbeider med en rettlinjet modulasjonskarakteristikk, dvs. at frekvenssvinget er funksjon av modulasjonsspenningen UL. Videre er tnt omvendt proporsjonal med modulasjonsfrekvensen f . Modulasjonsindeksen er et mål på hvor god en overføring er. Antar vi at frekvensdeviasjonen A/ er 75 kHz, vil modulasjons­ indeksen m( være: 75 a) = ----- =5 når /. =15 kHz 15 b)

75 /z?| - - - 7,5 når 10

c)

75 000 = --------- = 750 når /. = 100 Hz 100

— 10 kHz

Når bærebølgen er umodulert, er bærebølgens frekvens kon­ stant. Se fig. 1.1. Det vil si at avstanden mellom nullgjennomgangene er like store. Ved tiden t = f0 begynner modulasjonssignalets positive halvperiode, og ved t = har den nådd sin maksimale verdi. Bærebølgens frekvens øker stadig i dette tidsrommet, fra/H til en maksimalverdi fm. Dette vil igjen si at avstanden mellom nullgjennomgangene har blitt mindre og mindre. I tidsrommet fram til t - t2 avtar lavfrekvenssignalets amplitude igjen, og ved t = L er den lik null. Følgelig er den frekvensmodulerte bære­ bølgens frekvens igjen lik/H. Det tilsvarende skjer i den negative halvperioden av det lavfrekvente signalet. Men her avtar den modulerte bærebølgens frek­ vens like mye som den økte i den positive halvperioden, og frek­ vensen har sunket til fmm ved t = Dette betyr at for en hel periode av modulasjonssignalet har bærebølgens frekvens forandret seg fra/H til fm, tilbake til/H og videre til/niin, og så opp til/H igjen. Med andre ord har forandrin­ gen i lavfrekvenssignalets amplitude resultert i en frekvensforandring i den modulerte bærebølgen. Men i hele modulasjonsforløpet har amplituden av bærebølgen vært konstant. Informasjonen ligger i at avstanden mellom nullgjennomgang­ ene ikke er konstant. Dersom modulasjonssignalets amplitude økes, vil avviket omkring/H forandres tilsvarende like mye. Men fortsatt er avstanden i tid mellom modulasjonssignalets nullgjennomganger den sam­ me. Se fig. 1.2. Dette betyr at en variasjon i modulasjonsspenningsamplituden bare fører til forandring i utsvinget omkring middelverdien/H. Teoretisk kan frekvenssvinget være så stort som vi ønsker, men det er som nevnt bestemt at det ikke skal overskride ± 75 kHz. Med dette utsvinget får vi et tilfredsstillende signal/støy-forhold, og vi definerer dette frekvenssvinget til å væ­ re 100 % modulasjon. Antar vi at modulasjonssignalets frekvens er 1 Hz med relativt lavt nivå, vil bærebølgen variere om middelverdien slik som fig. 1.2 viser, én gang i løpet av ett sekund. Dersom nivået økes til det

9

maksimalt tillatte, vil fortsatt bærebølgen svinge om middel­ verdien bare én gang i løpet av et sekund. Men selve svinget er her langt større. Se fig. 1.3. Holder vi nå modulasjonsspenningen UL konstant og justerer frekvensen til det dobbelte, vil bærebølgen først svinge fra /H til fm, tilbake til/H, og videre til/min, for så til slutt å gå opp til fH igjen. Men dette skjer nå to ganger i løpet av ett sekund. Se fig. 1.4. Modulasjonssignalets frekvens blir uttrykt ved antall frekvensendringer fra bærebølgefrekvensen i sekundet. Tar vi utgangs­ punkt i et modulasjonssignal på 100 Hz, vil bærebølgen svinge omkring middelverdien 100 ganger i sekundet. Øker vi frekvensen til 200 Hz, vil bærebølgen nå svinge omkring/H 200 ganger i løpet av ett sekund. Det vil si at informasjon om lavfrekvenssignalets frekvens består i antall svingninger pr. sekund omkring bærebøl­ gens middelverdi.

Fig. 1.4. Frekvensdiagram. Modulering med 1 og 2 Hz.

1.2 Båndbredde. Frekvensspekter Uttrykk (1.2) kan ved hjelp av matematikk omskrives til

u =

(/HsincuH/ + Jf mf C/H {sin(u>H + co1 )t

- sin(coH - cl>i ) z} + Jfmf C7H {sin(coH + 2&>L)r - sin(wH - 2a»t)/} + Jf mf UH {sin(wH + 3cdlV - sin(cuH - 3w1) 4 + .....

(1.3)

Her er J(), J, og J2 osv. størrelser som leses ut av tabeller når frekvenser og modulasjonsindekser er kjent. Men det er utenfor bokas ramme å gå nærmere inn på dette.

10

△f mf = 2.0 (△f = 2fL)

Bærebdlge

Fig. 1.5. Frekvensspekteret ved forskjellige verdier av modulasjonsindeksen Z77f. /L er konstant.

Ved amplitudemodulasjon får vi to sidefrekvenskomponenter i tillegg til bærebølgen. Ved frekvensmodulasjon er forholdet an­ nerledes. Her får vi et uendelig antall sidefrekvenskomponenter. Etter (1.3) får vi, i tillegg til bærebølgekomponenten/H, et uen­ delig antall sidefrekvenskomponenter med frekvensene/H ± f , fu ± 2/ , ± 3/l osv. Avstanden mellom de enkelte sidefrekvenskomponentene er lik modulasjonsfrekvensen/, . I motsetning til AM, der modulasjonseffekten kommer i tillegg til bærebølgeeffekten, får sidefrekvenskomponentene sin effekt på bekostning av bærebølgens effekt. Dette betyr at effekten i sidebåndene er avhengig av hvor kraf­ tig bærebølgen er modulert, og da den totale effekten er konstant, fører det også til at effekten i bærebølgen minker tilsvarende. Det­ te betyr at bærebølgen også inneholder informasjon, og vi kan ikke her, som på AM, under noen omstendighet fjerne bærebøl­ gen. Fig. 1.5 viser frekvensspekteret i et frekvensmodulert signal for forskjellige verdier av modulasjonsindeksen m(. Figurene viser hvordan frekvensspekteret forandres når frekvensdeviasjonen A/øker mens modulasjonsfrekvensen hol­ des konstant. Helt tilsvarende kan vi holde frekvensdeviasjonen A/ konstant og i stedet variere modulasjonsfrekvensen/, . Se fig. 1.6. Det går helt tydelig fram her at det er nødvendig med større og større båndbredde etter hvert som modulasjonsfrekvensen øker. Tar vi utgangspunkt i uttrykk (1.3), går det fram at et frekvensmodulert signal vil inneholde et uendelig antall sidefrekvenskomponenter. Skulle vi overføre alle disse komponentene, ville det være nødven­ dig med en uendelig stor båndbredde. Men studerer \\fig. 1.5 og fig. 1.6, ser vi at det er sidefrekvenskomponentene lengst unna bærebølgen som er minst. 1 praksis velger man å overføre de Boerebdlge

mf = 8 fL=*t L 8

:

Lav modulasjonsfrekvens

fL

f mf = 4

fL

f

____ I___

rrif = 2

Hdy modulasjonsfrekvens

fL

L = -

L

2

f △f

△f

Fig. 1.6. Frekvensspekteret ved forskjellige verdier av modulasjons­ indeksen n?f. kf er konstant.

11 (mt + 1) nærmeste sidefrekvenskomponentene på hver side av bærebølgen. Vi tar med sidefrekvenskomponenter med amplituder større enn én prosent av bærebølgenkomponenten. Hvor mange sidefrekvenskomponenter vi overfører, er avhen­ gig av modulasjonsindeksen. Den nødvendige båndbredden på FM blir lik

B = 2(m, + l)-/i = 2 -r- + 1)-/l ' A ' bf = 2(A/ + A) da = —-

A

(1.4)

Som vi ser av (1.4), kan vi klare oss med en liten båndbredde dersom vi bruker liten frekvensdeviasjon. Men på den annen side bør frekvensdeviasjonen være minst fem ganger så stor som høye­ ste modulasjonsfrekvens, 2 5. Dette er nødvendig for at støyen ikke skal bli sjenerende.

Eksempel: Høyeste overførte modulasjonsfrekvens, er 15 kHz, og den maksimalt tillatte frekvensdeviasjon er 75 kHz. Da blir den nødvendige båndbredden: 5 = 2(A/ + A) = 2(75 + 15) kHz = 180 kHz

Vi ser altså at den nødvendige båndbredden er noe større enn to ganger frekvensdeviasjonen. Vi husker fra AM-teknikken at den høyeste modulasjonsfrek­ vens /, er 4 500 Hz. Båndbredden på AM er 9 kHz, og vi pakker derfor stasjonene mye tettere på AM enn på FM.

1.3 Fordeler ved frekvensmodulasjon FM-kringkastingsstasjonene ligger i VHF-båndet, og det frek­ vensbåndet som er tilgjengelig, er 87,5 MHztil 104 MHz I USA nytter man frekvenser opp til 108 MHz. På grunn av den store båndbredden har man gått til det skritt å bruke VHF. På VHF er det relativt god plass, og tar man hensyn til de geografiske forhold, kan man plassere stasjonene slik at de ikke forstyrrer hverandre. Fordelene ved frekvensmodulasjon ligger vesentlig i at vi kan oppnå et godt signal/støy-forhold og et stort dynamikkområde. Disse forholdene er langt bedre enn ved AM. Støykomponentene arter seg ved at de blir overlagret signalamplituden, og på AM kan de bli svært sjenerende. På AM ligger jo informasjonen nettopp i at amplituden varierer i takt med lavfrekvenssignalet. Ved FM ligger modulasjonen i frekvensendringen av bærebøl­ gen, samtidig som amplituden holdes konstant. Eventuelle støy-

12

signaler som her blir overlagret høyfrekvenssignalet, kan begren­ ses effektivt uten at det innvirker på signal/støy-forholdet. Det kan i praksis gjøres ved at signalet, vanligvis i MF-forsterkeren, passerer dioder som beskjærer amplitudetoppene. En annen og litt mer vanlig måte er at signalet forsterkes opp i en eller flere transistorer som drives både i metning og sperring. Den andre fordelen ved FM er det store dynamikkområdet. Dynamikkområdet er et mål for hvor stort forhold mellom den ster­ keste og den svakeste lydstyrken som kan overføres. Dette forhol­ det angis i dB. Ved et orkester kan det komme opp i 1 til 3000, og det svarer omtrent til 70 dB. En lokalstasjon på AM modulerer ut omtrent 75 % av bærebølgen. Skal så denne maksimale modula­ sjonen svare til det kraftigste lydsignalet, betyr dette at det svak­ este får en modulasjon av bærebølgen som svarer til 0,025 %. Det er innlysende at denne svake modulasjonen av bærebølgen vil drukne i støy. I praksis blir så dynamikkområdet her gjort mind­ re. Vi demper de sterkeste signalene, mens vi samtidig forsterker opp de svake. Ved AM er det vanlig med et dynamikkområde på 40 til 50 dB. Ved FM ligger forskjellen mellom sterke og svake signaler i frekvensdeviasjonen. Antar vi også her at det sterkeste lydsignalet modulerer bærebølgen helt ut, dvs. 75 kHz, vil det svakeste lyd­ signalet modulere bærebølgen 25 Hz. Dette er uten videre mulig, og på grunn av det store dynamikkområdet er kvaliteten ved FM langt bedre enn ved AM.

1.4 Fasemodulasjon Vi har sett hvordan amplituden på den amplitudemodulerte bære­ bølgen varierer i takt med modulasjonsfrekvens. I den frekvensmodulerte bærebølgen varierer frekvensen i takt med modula­ sjonsfrekvensen, mens amplituden er konstant. En tredje modulasjonstype er fasemodulasjon (PM). Her er det bærebølgens fase som forandres i takt med modulasjonsfrekven­ sen mens amplituden holdes konstant.

u = (7H •sin(coH/ + k-A/sinc^ Z)

(1.5)

Sammenligner vi dette uttrykket med (1.2), ser vi at de er svært like. Den eneste forskjellen vi ser av uttrykket, er at modulasjonsA/ indeksen ikke lenger er mt = ----- , men fi. = k-bf (1.6)

Her er k en konstant og ikke avhengig av modulasjonsfrek­ vensen. Sammenligner vi nå uttrykkene (1.2) og (1.5), ser vi at modula­ sjonsindeksen ved frekvensmodulasjonen er omvendt proporsjo­ nal med modulasjonsfrekvensen, mens den ved fasemodulasjon er uavhengig av modulasjonsfrekvensen.

13

Vi skal være oppmerksom på at en endring i fasen fører til en endring i frekvensen, og omvendt. Det betyr at det er svært liten forskjell på disse to modulasjonsmetodene. Vi kan få et frekvensmodulert signal ved å gå veien om fasemodulasjon. Her er mp proporsjonal med modulasjonssignalets styr­ ke. Dersom vi lar modulasjonssignalets styrke være omvendt pro­ porsjonal med modulasjonsfrekvensen før det tilføres fasemodulatoren, blir mp frekvensavhengig. Dette svarer helt til det som skjer med mf ved frekvensmodulasjon. Fasemodulatoren gir i vir­ keligheten en rein frekvensmodulasjon. I praksis gjør vi nettopp dette, og det fører til at vi kan la bærebølgen være krystallstyrt.

1.5 Kontrollspørsmål 1. Hvilken forskjell er det mellom et amplitudemodulert og et frekvensmodulert signal?

2. Hvordan kan man ved frekvensmodulasjon få lagt inn infor­ masjonen både om modulasjonssignalets amplitude og frek­ vens? 3. Hva menes med frekvensdeviasjon? Finnes det noen grense for hvor stor den kan være? 4. Hvor stor er nødvendig båndbredde når a) A/ = 50 kHz og A = 10 kHz?

b) A/ = 20 kHz og A = 8 kHz? c) A/ = 75 kHz og A = 12 kHz?

d) A/ = 75 kHz og A = 15 kHz?

5. Hvilke fordeler har FM framfor AM? 6. Gjør rede for forskjellen mellom frekvensmodulasjon og fasemodulasjon.

14

2

Frekvensdemodulasjon

2.1 Prinsipp Som ved AM må det frekvensmodulerte signalet demoduleres før det kan tilføres lavfrekvensforsterkeren. FM-demodulatoren kommer etter MF-forsterkeren. Her blir det frekvensmodulerte signalet gjort om til et lavfrekvenssignal igjen. Etter hvert har det nå blitt mer og mer vanlig med integrerte mellomfrekvensforsterkere der også selve detektoren er innbygd. Fig. 2.1 viser plasseringen av en slik FM-detektor i en komplett mottaker. Vi skal nå se på selve detektoren og hvordan det frekvensmodu­ lerte signalet blir omdannet til et lavfrekvenssignal. Fig. 2.2 viser en mye brukt FM-detektor som er hentet fra Tandberg SS 11. Før vi ser på detektoren, skal vi analysere selve båndfilterkoplingen. Denne kan vi også kalle en dobbel spenningsoverføringstransformator.

2.2 Båndfilterkopling Vi skal nå studere selve båndfilterkoplingen mer i detalj. Både primærkretsen og sekundærkretsen er avstemt til mellomfrekvens, som for FM er 10,7 MHz. Impedansen til en parallellsvingekrets er ved resonans reint resistiv. Dersom svingekretsen påtrykkes et signal med frekvens lavere enn resonansfrekvensen, vil kretsen være induktiv. Og dersom svingekretsen påtrykkes et signal med frekvens høyere enn resonansfrekvensen, vil kretsen være kapasitiv. Dette betyr at for frekvenser lavere eller høyere enn resonans­ frekvensen vil svingkretsen gi dreiing av signalet i henholdsvis en positiv og en negativ fase. Se fig. 2.3. En frekvensvariasjon i et signal tilført primærkretsen vil på sekundærsiden resultere i en va-

15

Fig. 2.2. FM-detektor. Fra Tandberg SS11.

Fase/frekvens-diagram for en svingekrets. riasjon av fasen. Denne variasjonen er proporsjonal med frekvensavviket. Detektorens båndbredde (-3 dB) er gitt ved differansen av frekvensene for (f = 45° og (f = -45°. Øker vi Q-verdien for kretsen, vil båndbredden avta, og vi oppnår en steilere frekvens/fase-kurve enn fig. 2.3 viser. En steilere kurve gir en høyere utgangsspenning fra detektoren, men ulineartiteten i frekvens/fase-kurven vil øke. Dette vil også gi mer klirr. La oss ta utgangspunkt i fig. 2.2, der vi tar bort de komponen­ tene som ikke er nødvendige for forståelsen av båndfilterkoplin-

16

Fig. 2.4. Dobbel spenningsoverføringstransformator.

Fig. 2.5. Faseforholdene i et båndfilter.

Fig. 2.6. Faseforholdene mellom spenningene i detektoren, f - 10,7 MHz.

gen. Se fig. 2.4. L er hardt koplet til Lp med samme vikleretning. Dette kan vi få til ved å vikle de to spolene oppå hverandre. Spen­ ningen over hjelpespolen L er da i samme fase som spenningen over primærkretsen. Spenningen zzs over sekundærkretsen er sum­ men av delspenningene ua og zzb, og disse spenningene har samme faseforhold som en løst koplet og dempet svingekrets. Dempingen av svingekretsen skjer gjennom tilkoplingen av diodene. Se fig. 2.2. Sekundærpolen Ls er tappet nøyaktig på midten, slik at ved re­ sonans vil spenningene ua og ub være like store og motsatt rettet. Faseforskyvningen mellom primærstrømmen og sekundærstrømmen ved resonans er 180°. Spenningen over kondensatoren ligger 90° etter strømmen zs. Se fig. 2.5. Faseforskyvningen mellom primærspenningen zzp og sekundærspenningen uCs blir da 90°. zzp og zp er i fase fordi Ls og Cs er i resonans, slik at primærkretsen belastes resistivt. På grunn av tap i kretsen er det mulig at vi ikke oppnår 90° i faseforskyvning mellom zzL og zzCs. Dette kan vi korrigere ved å sette inn variabel motstand mellom L og M, og justere den slik at vi fortsatt oppnår 90° faseforskyvning. Se fig. 2.6. Spenningene zza og zzb adderer seg vektorielt til spenningen zzL. På grunn av at faseforskyvningen mellom zzL og ua og mellom wL og zzb er 90°, vil spenningsvektoren zzL stå 90° på henholdsvis zza og zzb. Spenningene z/DA og zzDBsummeres vektorielt, og disse vektorene, dvs. verdien av mda og wDB, er like lange. Dersom frekvensen på det påtrykte signalet minker, vil fasefor­ skyvningen mellom zza og zzL øke. Se fig. 2.7. Av vektordiagram­ met ser vi at spenningen zzDA nå er mindre, mens spenningen zzDB er blitt større enn vist på fig. 2.6. Differansen mellom zzDB og wDA er den spenning som driver strøm gjennom kretsen og lader opp lavfrekvenskondensatoren C222. Se fig. 2.2. Når så frekvensen på det påtrykte signalet øker, avtar fasefor­ skyvningen mellom ua og zzt. Se fig. 2.8. Differansen mellom uDB og zzDA som framkommer i vektordiagrammet, er den spenning som også nå driver strømmen gjennom kretsen og lader opp lavfrekvenskondensatoren C222. Men nå går strømmen motsatt vei, og spenningen over C får motsatt polaritet.

Fig. 2.7. Faseforholdene mellom spenningene detektoren. f< 10,7 MHz.

17

Differansen i verdiene mellom uDA og wDB uttrykker hvor mye frekvensen forandrer seg i forhold til 10,7 MHz. Jo større avviket fra 10,7 MHz blir, desto større blir differansen mellom wDA og mdb. Vi vet fra før at dette er et mål på størrelsen av modulasjon­ en. Vi har med dette fått en overgang fra en frekvensvariasjon til en amplitudevariasjon som blir detektert på vanlig måte. Fig. 2.8. Faseforholdene mellom spenningene i detektoren. f> 10,7 MHz.

2.3 Usymmetrisk forholdsdetektor Fig. 2.9 viser en usymmetrisk forholdsdetektor. Med usymmetri mener vi her at selve detektoren er usymmetrisk i forhold til jord. På inngangen har vi et båndfilter som arbeider etter prinsippet for dobbelspenningsoverføring. Spenningene wDA og »DB vil drive en strøm hver sin vei gjennom C,. Se fig. 2.10. Dette betyr at det vil oppstå en spenning over C, som er proporsjonal med det lavfrekvenssignaiet som frekvensmodulerte bærebølgen i senderen. Vi har altså fått demodulert mellomfrekvenssignalet til et lavfrekvenssignal.

Fig. 2.9. Usymmetrisk forholdsdetektor.

Vi skal videre se på hvordan selve demodulasjonen foregår. La oss se på spenningene wDA og uDB. Polariteten av spenningene over sekundærspolen er som vist på fig. 2.10. Vi har her tre tilfeller, avhengig av om frekvensen på det påtrykte signalet er større, lik eller mindre enn resonansfrekvensen

f = fo Fig. 2.10. Usymmetrisk forholdsdetektor. Forenklet kretsløp.

Da er, som vi har sett, uDA = wDB, og begge diodene vil åpne. Strømmene /Dl og zD2 er nå like store, men motsatt rettet. Vi får derfor en nettoladning over ladekondensatoren C, lik null.

18

f>f0 Nå er mda større enn wDB. Begge diodene vil åpne, som i forrige tilfelle, men strømmen zD1 er større enn strømmen zD2. Spenningen over C, vil være et resultat av hvor stor ladning strømmene zDI og zD2 har gitt kondensatoren C,. Dette fører til at spenningen over kondensatoren er positiv i forhold til jord. f/o

Her er frekvensen av det påtrykte signalet større enn 10,7 MHz. Nå vil generatorspenningene forandre verdi. Se fig. 2.14. Spen­ ningene mda og wDB er ikke lenger de samme som i forrige tilfelle. Den likerettede spenningen over R, og R2 forblir den samme, men

Fig. 2.13. Symmetrisk forholdsdetektor. Forenklet kretsløp. f = 10,7 MHz.

21 spenningen mellom utgangen P og jord har fått en positiv verdi. I dette konkrete eksemplet er utgangsspenningen lik 2 V. Dersom frekvenssvinget A/ var av sinusform, ville vi på ut­ gangen av detektoren få en spenning som varierte som den positi­ ve halvperioden av et sinussignal. Se fig. 2.14.

Fig. 2.14. Symmetrisk forholdsdetektor. Forenklet kretsløp. f> 10,7 MHz. / fo, ville vi få en like stor utgangsspenning, men med motsatt polaritet.

Fig. 2.15. Symmetrisk forholdsdetektor. Forenklet kretsløp. f < 10,7 MHz.

22

Ul

f Udc = 0

Fig. 2.16. Likespenningskomponenten i lavfrekvenssignalet.

Lar vi også dette frekvenssvinget være sinusformet, vil utgangsspenningen variere som den negative halvperioden av et sinussignal. Vi har altså fått et vekselspenningssignal mellom P og jord som varierer i takt med frekvenssvinget A/ omkring resonansfrekven­ sen 10,7 MHz. Dersom vi har stilt mottakeren riktig inn på stasjonen, vil denne vekselspenningen svinge om null-linjen. Dette betyr at det ikke finnes noen likespenningskomponent i signalet. Men dersom vi skeivstiller mottakeren noe i forhold til senderen, vil ikke veksel­ spenningen lenger svinge omkring null-linjen. Den vil svinge enten om en positiv eller en negativ middelverdi. Denne likespenningen vil være positiv om oscillatoren svinger for hurtig i forhold til det innkommende signalet, mens den vil være negativ dersom den svinger for langsomt. Se fig. 2.16. Dette vil vi også se ved å stude­ re fig. 2.11. Når vi har stilt mottakeren riktig inn, vil detektoren ha et arbeidspunkt midt i senteret av aksekorset. Forskyves arbeidspunktet oppover eller nedover langs arbeidslinjen, vil vi få et lavfrekvenssignal som er overlagret en positiv eller negativ like­ spenning. Denne kan tilføres en oscillator og eventuelt også inngangstrinn for å gi de nødvendige kontrollinformasjoner som skal til for å holde mottakeren riktig innstilt. Men vi må filtrere like­ spenningen, og det gjøres med et vanlig RC-nettverk. Tidskonstanten til RC-nettverket er ca. 50 ps.

2.5 Kvadraturdetektor I nyere mottakere brukes integrerte mellomfrekvensforsterkere, dvs. den delen av mellomfrekvensforsterkeren som sørger for den største delen av forsterkningen. Forsterkningen i denne delen lig­ ger på 80—90 dB og kan vanskelig oppnås med transistorforsterkere. Vi kan da lett få selvsving og uønsket innstråling. Eksempler på slike mellomfrekvensforsterkere er CA3089E og TBA120. Den inneholder også FM-detektoren, som er en kvadraturdetektor eller koinsidensdetektor. Et prinsippskjema for en kvadraturdetektor er vist på fig. 2.17. Vi tenker oss at FM-signalet passerer en begrenser slik at signalet inn tilnærmet er et tog av firkantpulser med frekvens lik mellom-

Fig. 2.17. Kvadraturdetektor. Prinsipp.

23

frekvensen. Vi kan si at selve detektoren utfører en OG-funksjon mellom inngangssignalet, som nå er firkantpulser, og et annet sig­ nal som er avledet av disse firkantpulsene. Denne avledningen er noe spesiell, så vi skal studere den mer i detalj. Vi ser at den ene greina til OG-porten består av en reaktans X og en svingekrets. Reaktansen X er enten induktiv (CA3089E) eller kapasitiv (TBA120). Vi antar dessuten at reaktansen X er vesentlig større enn impedansen i parallellresonanskretsen. Ved resonans vil spen­ ningen over parallellkretsen være 90° faseforskjøvet i forhold til winn. Ved resonans vil altså spenningen på pinne B være 90° fase­ forskjøvet i forhold til A. Denne faseforskyvningen skyldes da re­ aktansen, som alene gir 90° faseforskyvning. For frekvenser lave­ re enn resonansfrekvensen er svingekretsen induktiv, og for frek­ venser høyere enn resonansfrekvensen er den kapasitiv. Vi foretrekker å bruke en induktiv reaktans framfor en kapasi­ tiv. Dette skyldes at harmoniske komponenter av mellomfrekvenssignalet blir vesentlig mer dempet med en induktiv reaktans. Vi vet at periodiske funksjoner som inneholder sprang i signalamplituden, vil generere en mengde overharmoniske sving­ ninger. De kan gi oss problemer dersom vi ikke tar våre forholds­ regler. Den 9. harmoniske svingningen av 10,7 MHz er f.eks. 96,3 MHz, og den 10. harmoniske svingningen er 107 MHz. Dersom disse signalene når antenneinngangen, vil de igjen gi signaler som oppfattes som umodulerte bærebølger. Vi antar nå at FM-signalet er et pulstog som vist på//g. 2.18. Vi antar at avstanden mellom nullgjennomgangene er konstant, og ser bort fra den forskyvningen som oppstår pga. modulasjonen. Avstanden mellom nullgjennomgangene svarer til mellomfrekvensen 10,7 MHz. Dette pulstoget er da til stede ved A. Samme signal er også tilgjengelig ved B, men da som en sinus, og ved resonans er det 90° faseforskjøvet i forhold til A. Grunnen til at signalet opp­ trer som sinus ved B, er firkantpulsenes egenskaper med hensyn til grunnsvingning og overharmoniske svingninger. Oversvingningene blir filtrert bort i svingekretsen.

Fig. 2.18. Kvadraturdetektor. Sammenhengen mellom inngangssignaler og utgangssignaler.

24

Vi ser av OG-funksjonen at signalene ved A og B ved resonans gir et signal på utgangen C som vist. Tar vi et eksempel med en halv periode (skravert), ser vi at middelverdien er lik null. Altså er middelverdien av A og B lik null ved resonans. Når så frekvensen varierer, dvs. vi får en faseforskyvning av signalet over svinge­ kretsen i forhold til pulstoget, får vi et signal på utgangen som vist til høyre på fig. 2.17. Her er middelverdien ikke lenger lik null. Den vil svinge om nullverdien avhengig av frekvenssvinget om mellomfrekvensen. Størrelsen av den middelverdien er direkte proporsjonal med frekvenssvinget, som igjen er et uttrykk for hvor kraftig lavfrekvenssignalet er på sendersiden. Kondensato­ ren C på utgangen sørger for nødvendig filtrering av signalet. Hvordan selve kvadraturdetektoren er oppbygd (CA3089E), er skjematisk og forenklet vist på fig. 2.19. Grunnen til at inngangen er splitter opp som vist, er at det nyttes differensialforsterkere i inngangen. Av den grunn må signalene på inngangene fasevendes i forhold til hverandre. Dette gjør at vi får fordoblet spenningssvinget, og dermed også forsterkningen. Transistorparene Q1 og Q3, og Q2 og Q3, danner selve OG-funksjonen. Vi får to signaler på utgangene av Q2. Det ene er i fase med inngangssignalet, mens det andre er i motfase.

Fig. 2.19. Kvadraturdetektor. Inngangskrets.

2.6 Pulstellerdetektor Dette er en detektortype av en helt annen type enn vi har sett på tidligere. En slik detektor er i prinsippet lineær og bredbåndet. Den har dessuten ingen avstemte kretser, og trenger følgelig ingen justering.

25

t

a)

Fig. 2.20. Deteksjon av pulser ved pulstellermetoden. Deteksjonen skjer slik (se fig. 2.20): FM-signalet klippes i en be­ grenser slik at mellomfrekvenssignalet tilnærmet blir et tog av firkantpulser. Forskjellen i avstanden mellom nullgjennomgangene er et mål på modulasjonsgraden, dvs. bredden av pulsene blir noe forskjellig, som vist på a). Dersom vi sender dette signalet inn på f.eks. en monostabil vippe, vil vi få ut et signal som vist på b). På utgangen av denne vippa har vi fått et pulstog med konstant pulsbredde. Middelverdien c) av pulstoget gir et signal der amplituden varierer med hvor tett pulsene kommer. Imidlertid må vi stille et krav til den genererte pulsbredden: Den må være mindre enn den minste bredde en kan vente i det frek­ vensmodulerte mellomfrekvenssignalet. Støyundertrykkelsen er god med denne detektoren, da pulsene genereres i nullgjennom­ gangene. Fig. 2.21 viser hvordan en slik pulstellerdetektor kan bygges opp. Transistoren TI forsterker opp mellomfrekvenssignalet før det tilføres invertererne IC, og IC2. De er positivt tilbakekoplet, og vil fungere som pulsformere og gi pene firkantpulser ut. Dette signa­ let tilføres en JK-vippe (SN7473) som deler frekvensen med 2. Det blir gjort for å eliminere fasefeil pga. usymmetrisk klipping eller hysterese i pulsformeren i eventuelle begrensertrinn foran detekto­ ren. Signalet tilføres så en monostabil vippe (SN74121) som gir ut pulser med konstant lengde. Frekvensen av pulsene er direkte be­ stemt av inngangssignalets modulasjonsfrekvens. Signalet tilføres så en forsterker for å få nødvendig signalspenning før det filtreres og tilføres lavfrekvenstrinnet. Tidskonstanten til dette RC-filteret

26 O +5 V

Forsterker

Pulsf or mer

r orsrer Ker

Fig. 2.21. Pulstellerdetektor.

er bestemt av hvilken frekvens FM-signalet er blitt blandet til. Som nevnt er vi ikke avhengig av avstemte kretser for at denne de­ tektoren skal virke. Denne detektortypen har vært prøvd i spesielle apparater, men man ser den egentlig sjelden.

2.7 Forkorreksjon og etterkorreksjon Vi har nevnt det gode signal/støy-forholdet ved FM. Denne egen­ skapen skyldes at modulasjonen gjøres ved hjelp av frekvensvariasjoner, mens støyen påvirker amplituden. Det lar seg også gjøre å redusere støyens innvirkning på signalet ytterligere uten å påvir­ ke kvaliteten av overføringen. Den delen av støyen som vi oppfat­ ter som mest sjenerende (gnistring, knitring m.m.), ligger i det høyere frekvensområdet. På sendersiden forsterker vi derfor de høye modulasjonsfrekvensene mer enn de lave. Det blir med andre ord foretatt en diskantheving på sendersiden. Dette kalles forkorreksjon. Det gjøres enkelt ved at vi lar modulasjonssignalet passere et høypassfilter med en bestemt tidskonstant før det tilføres selve modulatoren. I Europa er denne tidskonstanten lik 50 ps, mens den i USA er 75 ps. Det betyr at alle frekvenser over ca. 1000 Hz får en større amplitude før de tilføres modulatoren. Ved 3 180 Hz har amplitu­ den økt med 3 dB. Dette betyr videre at ved ca. 5 000 Hz er ampli­ tuden fordoblet i forhold til 800 Hz, og ved 10 000 Hz er den blitt tre ganger så stor. Se fig. 2.22. Når vi nå skal få tilbake det opprinnelige signalet, må vi på mottakersiden gjøre den motsatte operasjonen. Vi må dempe de høye frekvensene like mye som de ble forsterket opp på sender­ siden. Vi lar derfor signalet, etter at det er blitt detektert, passere

27 et lavpassfilter. Tidskonstanten må også her være 50 ps i Europa og 75 ps i USA. Denne dempingen gjør at vi får tilbake det amplitudeforløpet som vi hadde av lavfrekvenssignalene på sendersiden. Se fig. 2.2. Det støybidraget som har kommet til på signalet, dvs. støy på grunn av overføringen og støy som har oppstått i mottakeren, vil bli tilsvarende redusert. Vi har altså fått en støyreduksjon uten at det har gått ut over verken lavfrekvenssignalets frekvens eller amplitude. Tidskonstanten T - RC = 50 ps. Det vil gi oss en motstand på 100 kQ dersom vi velger en kondensator på 500 pF.

Fig. 2.22. Forkorreksjon og etterkorreksjon.

2.8 Kontrollspørsmål 1. Gi en generell forklaring på prinsippet med frekvensdemodulasjon. 2. Når brukes en båndfilterkopling som del av et detektornettverk, og hva er grunnen til at nettopp den blir brukt?

3. Hvordan kan vi påvirke detektorens båndbredde? 4. Hva er forskjellen på en symmetrisk og en usymmetrisk detek­ tor?

5. Forklar prinsippet for en kvadraturdetektor. 6. Hvordan utføres en forkorreksjonskopling og en etterkorreksjonskopling, og hva er hensikten med dem?

28

3 FM-mottakeren 3.1 Tuneren I AM-mottakeren omdanner vi antennesignalet til en fast mellomfrekvens. Denne funksjonen blir utført i den blokken vi kaller AM-tuner. I tuneren blander vi det signalet vi ønsker med et oscillatorsignal. Vi får da sum- og differensfrekvenser, og en av disse er lik den valgte mellomfrekvensen. På AM ligger den i området 450—475 kHz. Den nødvendige selektivitet og forsterkning skaf­ fer vi i mellomfrekvensforsterkeren, før signalet blir detektert og tilført sluttrinn og høyttaler. I FM-mottakeren bruker vi en tilsvarende tuner. Denne må også ta imot radiosignaler og foreta den nødvendige omdanning for forsterkning. Frekvensbåndet på FM er 87,5—108 MHz. Da dette frekvensbåndet ligger så mye høyere enn frekvensbåndet for AM, må vi nytte separate antenner for AM og FM. Som vi vet fra an­ tenneteknikken, skyldes dette at antennenes lengde henger nøye sammen med bølgelengden. Imidlertid legger vi ikke mellomfrek­ vensen i det samme området som ved AM, men på 10,7 MHz. Forklaringen på dette kommer i et seinere kapittel. Hvordan en har bygd opp en slik tuner, er vist på fig. 3.1. Vi ser av figuren at antennesignalet tilføres et høyfrekvenstrinn, eller eventuelt — i helt enkle tunere — direkte til blandetrinnet. I slike inngangstrinn kan det brukes vanlige bipolare transistorer eller felteffekttransistorer. FET-transistorene brukes som regel i mer kostbare apparater der det stilles store krav til f.eks. kryssmodulasjon. Signalet føres så til blandetrinnet, som også i visse tilfel­ ler kan ha felteffekttransistorer. Oscillatoren, som må være meget frekvensstabil, leverer et oscillatorsignal som ligger over frekven­ sen til det innkommende signalet. Utgangen på tuneren er avstemt med en enkelt svingekrets (båndfilter). All variabel avstemming

Ant.

Fig. 3.1. FM-tuner. Blokkskjema.

29

kan være utført med dreiekondensatorer, variable induktanser eller det som er mest vanlig i dag, kapasitansdioder. Tuneren har mange andre oppgaver. Den skal a.

forsterke opp signalet 20—30 dB

b.

oppnå god selektivitet (viktig)

c.

dempe uønskede signaler best mulig

d.

sørge for minst mulig påvirkning fra andre nærliggende stasjoner (kryss- og intermodulasjon)

e.

gi lite bidrag til støy (lav støyfaktor)

f.

være meget frekvensstabil

Tuneren har normerte tilkoplingskontakter for antennen. For symmetrisk antenne tilsier den nye standarden en 300 Q symmet­ risk antenneinngang. For en usymmetrisk antenne er tilkoplingsimpendansen 75 Q. Transistorens inngangsimpendans vil som re­ gel være forskjellig fra disse verdiene. I inngangskretsene er det derfor innbygd et tilpasningsledd som tilpasser antennen til første transistor best mulig med hensyn til egenstøyen. Dette skyldes at vi er mer opptatt av å få en så støysvak tuner som mulig, enn en tuner med stor forsterkning. Dette er vanligvis ikke noe problem, da vi i det vesentlige legger den nødvendige forsterkning i mellomfrekvensdelen.

3.2 Kombinerte mottakere Fram til slutten av 1950-årene var AM-systemet enerådende. Men så startet utbyggingen av vårt FM-nett, og produksjon og omset­ ting av FM-mottakere begynte så smått. Til da hadde det vært reine AM-mottakere. Nå ble det en over­ gang til kombinerte AM/FM-mottakere eller reine FMmottakere. I dag ser vi at mange av de store Hi-Fi-anleggene som er på markedet, enten har innbygd en rein FM-tuner eller en tuner som inneholder både en FM-del og en AM-del. Selve utførelsen av det tekniske i slike kombinasjonsmottakere kan være gjort på to måter. Enten er AM og FM to separate enhe­ ter som elektrisk er helt atskilt. Se fig. 3.2. Eller man nytter deler av apparatet både på AM og FM. Se fig. 3.3. Dette gjelder særlig transistorer i MF-trinnene. Selve tunerne må bli helt atskilt fordi de dekker forskjellige frekvensområder. Fig. 3.2 viser en avansert mottaker. Den har eget høyfrekvenstrinn med atskilt oscillator og blander. Mellomfrekvensforsterkerne kan være oppbygd av transistortrinn med avstemte drainkretser eller de kan bestå av keramiske filtre og integrerte forster­ kere. Dette gjelder både AM og FM. Vi har her bevisst utelatt stereodekoderen. Den blir tatt opp og forklart i heftet stereo. Den andre typen er mer vanlig for de mer enkle og billige appa­ ratene. Se fig. 3.3. Her har vi vist FM-tuneren med en enkel selvsvingende blander med et høyfrekvenstrinn foran. Ved AM består tuneren bare av en selvsvingende blander. Vi ser at mellomfrekvensforsterkerne er de samme både for AM og FM. Det er bare vendere som avgjør hvilke kretser som blir innkoplet. I mellom-

30

Fig. 3.2. Kombinasjonsmottaker. Atskilt MF-forsterker. Blokkskjema.

Fig. 3.3. Kombinasjonsmottaker. Felles MF-forsterker. Blokkskjema.

frekvensforsterkere er de avstemte kretsene for AM og FM koplet i serie. Dette kan vi tillate oss fordi vi vet at et signalpåtrykk på en parallellkrets med en annen frekvens enn resonansfrekvensen vil gi et ubetydelig spenningsfall over den. Se fig. 3.4, som viser dette skjematisk. Vi vil få en spenning over resonanskretsene som ho­ vedsakelig bare er avhengig av resonansimpedansen i den svinge­ kretsen som er avstemt til vedkommende mellomfrekvens. Spen­ ningsfallet over den andre svingekretsen er svært lite. Det finnes likevel mottakere der det har oppstått problemer nettopp med det­ te spenningsfallet. Fabrikantene har i visse tilfeller vært nødt til å kortslutte en eller flere av de svingekretsene som ikke er i bruk. Eksempler på slike mottakere kommer siden.

31

460 kHz/10,7 MHz

Fra blander

Fig. 3.4. MF-forsterker. Prinsipiell oppbygning av filtrene ved kombinert mottaker.

3.3 Frekvensseleksjon Vi kan sette opp tre krav som er viktige for frekvensseleksjonen i FM-mottakeren. Dette gjelder særlig MF-forsterkeren. a.

Båndbredde

b.

Selektivitet

c.

Lineær fasegang

Disse kravene er i grunnen noe motstridende. Stor båndbredde gjør det mulig å ha en lineær fasegang for mellomfrekvensfiltrene rundt senterfrekvensen. Med lineær fasegang mener vi at alle sig­ naler (frekvenser) som vi sender gjennom et filter blir like mye tidsforsinket. Men stor båndbredde vil gi dårlig selektivitet. Smal båndbredde vil kunne gi god selektivitet, men ulinær fasegang. Dårlig fasegang vil gi høy forvrengning og dårlig kanalseparasjon for stereomottaking. Med god fasegang menes at fasedreiningen i MF-filtrene må være rettlinjet som funksjon av frekvensen. Se fig. 2.3.

3.3.1 Båndbreddebehov Som vi husker fra kapitlet om frekvensmodulasjon, har bærebøl­ gen et uendelig antall sidefrekvenskomponenter på begge sider av bærebølgen. Videre så vi at amplitudene til disse sidefrekvensene avtar sterkt når vi beveger oss bort fra senterfrekvensen til bære­ bølgen. Dersom vi tok med alle sidefrekvenskomponentene med amplitude større enn eller lik 1 prosent av den opprinnelige bærebølgeamplituden, fikk vi en nødvendig båndbredde lik B = 2 (A/ + /Lm)

Her er A/ den maksimale frekvensdeviasjonen. Hos oss er den 75 kHz, og/Lm er den høyeste lavfrekvente modulasjonsfrekvensen. Ved monosendinger blir da den nødvendige båndbredden 5, = 2(75 4- 15) kHz = 180 kHz

32 Dette gir oss antall sidebånd: Bi 180 ni = —— = ------ = 12 Am 15

(3.1)

Vi får altså hele 6 sidebåndspar på mono. Videre behandling av dette skjer i heftet om stereo. På stereo kan vi ikke bruke uttrykkene ovenfor direkte. Ved overføringen blir stereokanalen amplitudemodulert med 38 kHz som bærefrekvens (undertrykt). Dette betyr at høyeste lavfrek­ venssignal i stereosendingen ligger på 53 (38 + 15) kHz. Begge disse sidebåndene trenger en frekvensdeviasjon på gjennomsnitt­ lig 45 % av full deviasjon. Hvordan disse tallene kommer fram, blir gjennomgått i heftet om stereo. Ved stereo får vi følgende båndbredde:

B2 = 2(17 + 2-53)kHz = 246 kHz Dette gir oss tilsvarende antall sidebåndspar

Vi ser av uttrykket for B-, at/Ln, her er multiplisert med et 2-tall i forhold til ved uttrykket for B. Dette er nødvendig for å finne riktig båndbredde ved stereo, og det har nøye sammenheng med det vi ser på fig. 1.5 og fig. 1.6. Når frekvensdeviasjonen A/ går ned og frekvensen på modulasjonssignalet går opp, avtar modula­ sjonsindeksen mf. Når vi multipliserer/Lm med 2, tar vi med et eks­ tra par sidefrekvenser. På denne måten blir ikke signal/støyforholdet i mottakeren forverret. Da vi bare kan ha et like antall sidebåndspar, kan vi nå finne den nødvendige båndbredden for en FM-mottaker som skal kun­ ne overføre stereo: 5slereo =

n ■ flm = 4 53 kHz = 212 kHz

Dersom nå båndbredden i mottakeren er vesentlig mindre enn det som er nødvendig, vil vi miste en del av informasjonen. Det betyr at signalet etter demodulasjonen ikke vil være helt likt det utsendte. Resultatet blir klirr. Ved stereomottaking vil dessuten kanalseparasjonen bli dårlig. Dette skyldes at monosignalet (0—15 kHz) og stereosignalet (23—53 kHz) vil bli forskjellig for­ sterket, og disse to signalene må settes riktig sammen med hensyn til amplitude og fase for å gi riktig høyre og venstre kanal. I praksis kan vi regne med en båndbredde på 180—200 kHz. Den blir vesentlig skaffet til veie i mellomfrekvensdelen. Når vi ikke underskrider den nødvendige båndbredden, dvs. at vi ikke går under det som svarer til - 3 dB, vil det gi oss tilstrekkelig god mottaking med hensyn til forvrengning og kanalseparasjon. Fig. 3.5 viser en kurve over nødvendig båndbredde med hensyn til mo­ dulasjonsindeksen m(.

3.3.2 Selektivitet Selektivitet vil si en mottakers evne til å skille stasjonene fra hver­ andre. Dette betyr i praksis at når vi har stilt mottakeren inn på riktig stasjon, skal vi ikke forstyrres av nabostasjoner. Dersom vi også hører en nabostasjon, er selektiviteten for dårlig. Båndbred­ den i inngangstrinnene ligger i området 1—2 MHz, og det fører til at den nødvendige seleksjon blir lagt til mellomfrekvenstrinnene.

33 Nødvendig båndbredde ved FM.

Fig. 3.5. Grafisk bilde av sammenhengen mellom modulasjonsindeks mf og båndbredde.

Fig. 3.6. Båndpasskurver med forskjellig flankesteilhet.

Vi kan derfor fordele seleksjonen over flere trinn, noe som vil gi spesielt liten faseforvrengning. Dette gjør at vi i praksis må bruke flere forsterkertrinn med koplede kretser imellom. Men vi kan og­ så konsentrere seleksjonen i mellomfrekvenstrinnets inngang, og da redusere faren for kryssmodulasjon og intermodulasjon i den­ ne delen av mottakeren. Jo bedre seleksjonen i mellomfrekvensdelen er, jo bedre kan vi velge den stasjonen vi ønsker blant sterke stasjoner. Dersom vi ønsker å motta en fjerntliggende og svak sta­ sjon, er seleksjonen i inngangen av vesentlig betydning. Er den for dårlig, vil vi få en dårlig speilfrekvensdemping. Vi kan da få øde­ lagt mottakingen av en svak stasjon på grunn av en sterk stasjon som ligger ugunstig plassert. I Europa er det bestemt at den offisielle kanalavstand er 300 kHz. I USA er kanalavstanden 200 kHz, men to stasjoner som ligger nær hverandre geografisk, må ha minst to kanalers avstand. Som nevnt kan mellomfrekvensfiltrene bygges opp med båndfiltre eller keramiske filtre. Et MF-trinn med f.eks. 4 båndfiltre vil ha en selektivitet på ca. 50 dB ved ± 300 kHz fra filterets senter. Se fig. 3.6. Som vi ser av figuren, vil også flankesteilheten til filte­ ret være av betydning. På samme figur er det også tegnet inn en tilsvarende stiplet kurve for et keramisk filter som har en selektivi­ tet på hele 80 dB ved ± 300 kHz. Vi får her et filter som har større flankesteilhet enn det vi får med ordinære svingekretser. Det vil si at selektiviteten er blitt tilsvarende bedre, som tallene i dB tilsier. Vi får dessuten en god fasegang ved keramiske filtre.

34

3.3.3 Lineær fasegang Vi har nevnt begrepet lineær fasegang uten å forklare i detalj hva som ligger til grunn for det. Det finnes heller ikke normer som di­ rekte angir det største tillatte avvik fra en ønskelig lineær fase­ gang. Grunnen til ulineær fasegang er at elektriske signaler blir for­ sinket når de f.eks. sendes gjennom mellomfrekvenstrinnet. Den­ ne forsinkelsen har vi egentlig mer eller mindre i hele mottakeren, også i lavfrekvensdelen. Forsinkelsen som oppstår i en mottaker, øker proporsjonalt med Q-verdien av svingekretsen og med antall avstemte kretser. Egentlig er det ikke noe problem med at signaler blir forsinket på vei gjennom mottakeren, men vanskelighetene oppstår når signaler med forskjellige frekvenser får forskjellige tidsforsinkelser. Vi vet at ved overføring av tale og musikk ved FM går det overførte frekvensområdet opp i 53 kHz ved stereomottaking. Når disse signalene føres samtidig inn i mottakeren og får forskjellige tidsforsinkelser, vil det demodulerte signalet bli forvrengt. Vi får faseforvrengning, og resultatet er klirr og dårlig kanalseparasjon ved stereomottaking. Konstruktørene må da prø­ ve å få tidsforsinkelsen, og da vesentlig i mellom frekvensdelen, til å bli mest mulig lik for alle frekvenser innenfor frekvensbåndet. Dette kan vi oppnå ved å redusere Q-verdien til de svingekretsene som inngår, men det vil gi dårligere demping av nabokanalene. En lineær fasegang er gitt ved uttrykket:

------ - konstant

V

(3.2)

På fig. 2.3 gir den rette delen av kurven lineær fasegang. FM-delen i Tanbergs TR1000 har en tidsforsinkelse i mellomfrekvensfiltrene på ca. 9 ps. I frekvensområdet 10,7 MHz ± 50 kHz er avviket mindre enn ± 50 ns. Ved å velge spesielle spoler, kondensatorer og eventuelle kera­ miske filtre kan man lage mellomfrekvensfiltre som har så bra li­ neær fasegang at det gir akseptable størrelser av klirr (overharmoniske komponenter) og kanalseparasjon ved stereomottaking.

3.4 Signal/støy-forhold Kvaliteten av det vi mottar på FM, er på mottakersiden i alt ve­ sentlig bestemt av

—

mottakerens og antennens støytall

— AM-undertrykkelsen i mottakeren —

refleksjonsmottaking

35

Med støy mener vi egentlig en hel gruppe med forskjellige signalkilder som avgir uønskede signaler og som oppfattes som sje­ nerende. Denne støyen består ofte av en mengde bestemte frek­ venser, og vi regner ofte støyen for å være av statisk natur, dvs. vi ser på den som om den har et kontinuerlig intensitetsspekter. Den­ ne støyen kalles også «hvit støy». Den har sin årsak i varme, dvs. den uregelmessige bevegelsen av molekylene. Det blir skilt mellom antennestøy, kretsstøy, motstandsstøy og transistorstøy. Dessuten vil svingekretser, når de nærmer seg reso­ nansfrekvensen, opptre som støykilder, på lik linje med motstan­ der. Når vi tilfører en forsterker et signal, vil vi i tillegg til det for­ sterkede nyttesignalet ha fått en tilleggsstøy. En del av støyen opp­ står i selve forsterkeren som samtidig vil forsterke opp støyen fra trinnet foran. Vi innser da lett at et trinn langt foran i mottakeren bør avgi minst mulig støy. Dette gjelder selvfølgelig også lavfrekvensforsterkere, som vi i dyrere apparater lar få spesielt støysvake inngangstrinn. Hvor mye signalet kan forsterkes uten å bli ødelagt av støy, be­ stemmes altså av den støyen som genereres i forsterkeren og den støyen som skriver seg fra resistansen som forsterkeren «ser» på inngangen. En ideell motstand avgir en støyeffekt som er uavhengig av resistansen, men proporsjonal med temperaturen. Ved en bånd­ bredde på 1 Hz er støyeffekten: p = kT k = 1,38-10 Ws/K (Boltzmanns konstant) T = absolutt temperatur i kelvin

(3.3)

Ved en omgivelsestemperatur på 290 K (17 °C) blir støyeffekten

lik po=k-To = 1,38- 10 23-290 W/Hz = 4- 10’21 W/Hz

(3.4)

Dette betyr at den støyeffekten som den støyende motstanden avgir ved 17 °C er kTo =4-10 watt pr. hertz. Støytallet angir vi i antall kT0, og nytter symbolet F for denne størrelsen.

Eksempel 1: Gitt støytallet Båndbredden Antenneresistansen

F = 4,2 B = 200 kHz R = 300 Q

Dette gir oss støyeffekten: ^Rtotai

- F kT0 B = 4,2-4-10 21-200-103W = 33,6-10 2IW

36

Støyspenningen over inngangsklemmene, som da skyldes antennens resistans, er: = 133,6-10 ,A-300

V =

= 1 pV

Den effektive støyspenning som denne støyeffekten gir, kan og­ så skrives som (3.5) Tar vi utgangspunkt i 17 °C, dvs. 290 K, kan vi forenkle tallregningen og omarbeide uttrykk (3.5) slik at størrelsen på den effekti­ ve støyspenningen over inngangsklemmene ved effekttilpasning kan skrives som

wstø> = 0,13 )

[MV]

(3.6)

R = resistansen i kQ B = båndbredden i kHz Eksempel 2: Gitt båndbredden Antenneresistansen

B = 200 kHz R = 300 D

Vi bruker da (3.6) direkte, og får følgende støyspenning:

wsl0> = 0,131 Æ-5

= 1 pV

Støyeffekten som dette svarer til, blir da: PKtotal =

(1-106)2 ' W = 3,33-1015 W

us[øv2

Støyeffekten pr. Hz båndbredde blir da: 3 33 • 1015 ^Rtotai'

= —’-------------------

200-103

W/Hz = 16,67-10 21 W/Hz

Støytallet i antall kTo blir da: PR1o.a.' Po

=

16,67-10 21

4-10’21

Vi ser at dette er i full overensstemmelse med eksempel 1. Som vi har sett, angis støytallet F i antall kT0. Men vi ser også ofte at F blir oppgitt i desibel. Sammenhengen mellom støytallet F i antall kTo og dB er

F(dB) = 10-lg(ÆTo) Hvordan signal/støy-forholdet varierer som funksjon av antennespenningen, er vist på fig. 3. 7. Her er både stereo og mono tatt med. Dette gjelder på mottakerens inngang. Mengden av støy i en forsterker angis også ved hjelp av effektforholdet mellom signalet og støyen. Dette betegnes med S/Nforholdet (signal-to-noise ratio), vanligvis angitt i desibel.

37

Fig. 3. 7. Signal/støy-forholdet på inngangen av tuneren som funksjon av antennespenningen Ua.

La oss se på et eksempel. Vi måler signalet fra en FM-antenne. Signalnivået er 5 pV, og støyspenningen som vi har på inngangen, er den som vi fant i eksempel 2. Signal/støy-forholdet på inngan­ gen av tuneren blir da: S/N[dB] = 20-lg — = 20-lg — = 14 dB ^støy 1

Dersom første forsterkertrinn selv genererer støy, kommer den­ ne støyen i tillegg til støyen på inngangen. Støyen som oppstår i transistoren, blir også angitt i databøkene med støytallet F. Det som for oss da er meget viktig, er at signal/støy-forholdet på utgangen av forsterkeren ikke blir dårligere enn det som støy­ tallet tilsier. Høyfrekvenstransistoren BF200 har et støytall F = 2 dB ved uKE = 10 V, Ic = 2 mA og/ = 100 MHz. Dette betyr at signal/støy-forholdet på utgangen er 2 dB dårli­ gere enn på inngangen. Denne verdien av støytallet er dessuten den beste vi kan oppnå, og det kan vi få til når inngangen er støytilpasset til kretsen eller til antennen foran. Norton og Thevenin er to meget kjente navn innenfor elektro­ teknikken. Disse to vitenskapsmennene er blant annet kjent for si­ ne analyser av elektriske kretser. Noen går ut på at en hvilken som helst krets kan erstattes med en strømkilde eller en spenningskilde (generator) med sin bestemte indre motstand. Skal kretsen gi størst mulig effekt, må belastningsmotstanden være lik nettopp denne indre motstanden. Transistorer kan også erstattes med strømgeneratorer eller spenningsgeneratorer på samme måten som nevnt over. Da vi vet at støy opptrer som en spenningskilde, kan transistorene også med hensyn til støy ekvivaleres slik vi har nevnt over. Dette vil gi en resulterende støyimpendans på inngan­ gen. Når så inngangstransistoren «ser» denne impedansen som en

38

generator, vil den støye minimalt og gi nettopp bidraget F til den støyen som alt er til stede. Optimale generatorimpedanser blir oppgitt sammen med støytallet F. I felles emittertrinn viser det seg at denne impedansen er om­ trent lik den som vil gi best forsterkning. I felles basistrinn vil der­ imot støytilpasning gi stor mistilpasning med hensyn til signalforsterkningen. Nå er støyen mye viktigere enn selve signalnivået ut fra høyfrekvenstrinnet. Derfor blir inngangstrinnene i de fleste tilfeller opti­ malisert med hensyn til støyen som genereres i selve inngangstransistorene. En annen grunn er også at den støyen som alt er på inn­ gangen, dvs. antenne- og motstandsstøy, ikke kan reduseres, og er ubetydelig i forhold til den støyen som transistorene på inngangen kan bidra med. Støytallet F kan også skrives som P

1 signal støy inn

p

(3.7)

1 signal

P

1 støy ut

Vi ser da av (3.7) at F aldri kan bli mindre enn 1. Dette betyr at når transistoren eller forsterkeren selv ikke produserer støy, er signal/støy-forholdet det samme på utgangen som på inngangen. Støytallet Fer da følgelig lik 1. Vi kan derfor sette at transistorens eller forsterkerens egenstøy er lik F = 1. Dersom vi nå kaller hvert trinns effektforsterkning Fpl, Fp2, Fp3 osv. kan vi summere det to­ tale støybidraget vi får i en forsterker. Det blir da:

Vi ser også her at jo lenger fram i forsterkeren støyen oppstår, desto mer bidrar den genererte støyen til totalstøyen. Dette betyr at det er det første forsterkertrinnet som bestemmer forsterkerens støyegenskaper. La oss igjen se på eksempel 1. Vi ser at den støyspenning som blir generert på grunn av antenneresistansen, svarer til ca. 1 pV. I tillegg kommer den kosmiske støyen fra verdensrommet. I eksemplet regnet vi en båndbredde på 200 kHz, mens tunerne for FM har en båndbredde i størrelsesorden 1—2 MHz. Dette fører da til at mottakeren forsterker enda mer støy, da den mottatte støyef­ fekten er proporsjonal med båndbredden. Men hvorfor kan da fab­ rikantene oppgi følsomhetstall som ligger under 1 pV? Ved den oppgitte følsomheten skal dessuten signalet forsterkes så mye at signal/støy-forholdet er lik 26 dB (20:1). Det er her båndbredden i mottakeren kommer inn. Båndbredden, og dermed selektiviteten, forbedres bakover i mottakeren, og i mellomfrekvensdelen ligger båndbredden på ca. 200 kHz. En ytterligere reduksjon av bånd­ bredden blir også lagt inn etter FM-detketoren i form av et lavpassfilter. For mono ligger grensefrekvensen i dette filteret på

39

15 kHz, mens den for stereo ligger på ca. 53 kHz. Dette betyr at signal/støy-forholdet forandres etter hvor man befinner seg i mot­ takeren og etter om vi har stereo eller mono. Vi kan sette opp et uttrykk som viser forholdet mellom støy­ effekten (ps) på antenneinngangen og foran detektoren, det vil si rett etter siste mellomfrekvensforsterker:

(3.9)

Eller: Ps

=

Bs

Pm

Det vil si at forholdet mellom støyeffektene er direkte lik for­ holdet mellom båndbreddene. Vi får altså en vesentlig forbedring i S/N-forholdet ved den re­ duksjon i båndbredden som vi får fra inngangstrinn til detektor. Videre vil det skje en forbedring i S/N-forholdet i selve detekto­ ren, og det kan vises matematisk at denne forbedringen er avhen­ gig av modulasjonsindeksen, mellomfrekvensen og lavfrekvens­ signalets båndbredde. Selve utledningen av dette skal vi ikke kom­ me inn på, men antyde at forbedringen i S/N-forholdet i selve de­ tektoren kan komme opp i 15—18 dB. Vi har vært inne på forkorreksjon og etterkorreksjon, og vi vis­ te til forbedringer i signal/støy-forholdet. Forbedringen med for­ korreksjon og etterkorreksjon kan settes som R x 10-lg — • — 6 A

(3.10)

Her er/Mm 3 dB-grensen på FM, og/k er knekkfrekvensen til etterkorreksjonsleddet. T = 50gs,/k = 3 180 Hz. Setter vi da inn for disse størrelsene, får vi en forbedring i S/N-forholdet på grunn av forkorreksjon og etterkorreksjon på ca. 5 dB. Nå er det noe merkelig som opptrer ved deteksjon av FM. Når S/N-forholdet på inngangen av detektoren blir mindre enn en viss verdi, avtar S/N-forholdet på utgangen drastisk. Fig. 3.8 viser sammenhengen mellom signal/støy-forholdet på utgangen og på inngangen av detektoren. Vi ser der at for signal/støy-forhold større enn ca. 25 dB er det en lineær sammenheng mellom S/Nforholdet på utgangen og på inngangen. Under denne verdien går signal/støy-forholdet drastisk mot null. Vi sier at det har oppstått en terskeleffekt. Kurvene på fig. 3.8 viser at signal/støy-forholdet blir bedret når modulasjonsindeksen øker. Dette betyr at dersom FM-signalet er under denne bestemte ver­ dien, vil det ikke komme noe som helst brukbart ut fra detekto­ ren. Dette er et fenomen som vi ikke har ved AM. Dersom det brukes faselåste detektorer, blir terskelnivået senket med omtrent 3 dB. Da all informajson som overføres, ligger i frekvensvariasjoner, er alle former for variasjoner i amplituden uønsket. Det er derfor meget viktig at slike variasjoner blir begrenset best mulig i motta­ keren. Dette skjer vanligvis i begrensere før selve mellomfrekvens-

40

Fig. 3.8. Sammenhengen mellom signal/støy-forholdet på utgangen og inngangen av detektoren.

forsterkeren, men i visse tilfeller også i selve detektoren (forholdsdetektoren). Tidlig begrensning er spesielt viktig for kvadraturdetektorer, da disse ikke har så god undertrykking av amplitudevariasjoner. I sterkt kuperte områder vil vi dessuten kunne motta flere signa­ ler fra samme sender. Ved TV-mottaking vil dette opptre på TVskjermen som dobbeltbilder eller refleksjoner. Ved FM-mottaking vil de forskjellige signalene addere seg, slik at vi får et nytt signal. Det er AM-modulert, avhengig av størrelsen av de reflekterte sig­ nalene. Dette skyldes at de reflekterte signalene går en lengre vei før de treffer antennen. Denne variasjonen vil da virke inn på tunerens oscillator på en slik måte at det oppstår et nytt frekvensmo­ dulert signal i blanderen som igjen detekteres på vanlig måte. Det­ te vil vi høre som forvrengning av det mottatte signalet. På stereo vil det i tillegg resultere i dårlig kanalseparasjon. Hvis en bor i strøk med refleksjoner, kan en forbedre mottakingsforholdene ved å bruke mer selektive antenner.

3.5 Falske signaler Det er tre typer falske signaler som gjør seg gjeldende:

I. Signaler med frekvens lik mellomfrekvensen. II. Signaler med frekvens lik speilfrekvensen. III. Signaler som gir «repeat-spots».

Vi ser på disse gruppene hver for seg.

41

3.5.1 Signaler med frekvens lik mellomfrekvensen Det kan mottas signaler med frekvens lik mellomfrekvensen, og vi må sørge for at de blir dempet tilstrekkelig. Hvis så ikke skjer, vil disse signalene gå rett gjennom mottakeren og bli detektert samti­ dig med det signalet vi ønsker å motta. Dette signalet vil dessuten være like sterkt og helt uavhangig av hvilken frekvens mottakeren er avstemt til. Mellomfrekvensen for FM er lagt til 10,7 MHz. Der er sannsyn­ ligheten for å motta uønskede signaler fra andre kringkastere mi­ nimal. For å minske faren for uønsket innslag legger man i tillegg inn ekstra avstemte kretser mellom inngangstrinnet og blandetrinnet. Vi sørger dessuten ofte for at blandetrinnet også er kortsluttet for 10,7 MHz. Det oppnår vi ved å sette inn serieresonanskretser (sugekretser) for mellomfrekvensen over blandetrinnets inngang. Dette gjelder blant annet tunere med variometeravstemming. Se Tandberg SS12. Dersom vi har avstemming med kapasitansdioder, foretar vi vanligvis en induktiv kopling til den avstemte kret­ sen mellom inngangstrinnet og blandetrinnet. Vi oppnår da at avkoplingskondensatoren fra transformatorkoplingen danner en serieresonanskrets, og kortslutter eventuelle 10,7 MHz-signaler til jord. Se tuneren i Tandberg TR1000. Dessuten vil også en impedanstransformator i antennekretsen bidra til å dempe eventuelle mellomfrekvenssignaler på inngan­ gen. Impedanstransformatorer som arbeider i UHF-området, dekker et frekvensområde fra 50 til 200 MHz. Men vi må merke oss at på disse frekvenser vil det alltid være noe kapasitiv kopling, slik at mellomfrekvensdempingen blir noe mindre enn beregnet.

3.5.2 Signaler med frekvens lik speilfrekvensen Fra AM husker vi begrepet speilfrekvens og speilfrekvensdemping. Tilsvarende blir det for FM. Vi får maksimal forsterkning i blandetrinnet og mellomfrekvensforsterkeren når inngangssignalet har en frekvens som tilfredsstiller likningen /o-/s = /m= 10,7 MHz

(3.11)

Her er /0 oscillatorfrekvensen og /s signalfrekvensen. Uttrykk (3.11) forteller oss at inngangssignaler med frekvensen fo + fM og f0 ~ /m gir oss et mellomfrekvenssignal med frekvens lik 10,7 MHz. Signaler med frekvenser f0 - fM er ønskede signaler, mens signaler med frekvenser fo + /M er speilfrekvenssignaler. De sistnevnte må filtreres bort. Vi ser at avstanden mellom disse signalene, dvs. det ønskede og det uønskede, alltid er lik to ganger mellomfrekvensen. Dersom speilfrekvensdempingen er dårlig, vil vi kunne høre to stasjoner samtidig. Vi kan høre en stasjon på 109,4 MHz selv om mottake­ ren er avstemt til 88 MHz. Nå unngår vi egentlig dette, da FMkringkastingsbåndet er begrenset til 87,5—108 MHz i USA og 87,5—104 MHz i Europa. Det betyr at kringkasting ikke kan for­ styrres av andre programmer pga. dårlig speilfrekvensdemping. Men den kan selvfølgelig forstyrres av annen trafikk som ligger innenfor de aktuelle frekvensområdene.

42 Speilfrekvensdempingen oppnås i inngangskretsene og i kretse­ ne mellom eventuelle høyfrekvenstrinn og blandetrinn. Båndbred­ den til antennekretsene er dessuten et kompromiss mellom lav støyfaktor og god selektivitet. Dessuten vil kravet til likeløp mel­ lom antennekretsen og oscillatorkretsen sette en grense for hvor stor speilfrekvensdemping vi kan oppnå.

3.5.3 Signaler som gir repeat-spots Repeat-spots kan oppstå når mottakeren forsterker opp et signal som ligger på ett eller flere andre steder enn det vi har avstemt den til. Dette er et helt annet problem enn det som oppstår ved dårlig speilfrekvensdemping. Repeat-spots oppstår ved ulineariteter i tunerens halvlederkomponenter. En begrenser eller klippedioder i inngangen kan for eksempel gi mange uønskede signaler. Det er spesielt tre årsaker som gir repeat-spots:

a. Overføringskarakteristikken for blandetransistoren er ikke helt kvadratisk Som vi vet fra AM-teknikken, er det bare felteffekttransistoren som tilnærmet har en kvadratisk overføringskarakteristikk. Når blandingen utføres i en halvleder som ikke har kvadratisk overfø­ ringskarakteristikk, resulterer det i harmonisk blanding. Dette be­ tyr at et vilkårlig multiplum av differensen mellom et tilfeldig inngangssignal og oscillatorsignalet kan gi et uønsket mellomfrekvenssignal. Dette kan uttrykkes slik: /o ~/s =

der n = 1,2, 3 ...

(3.12)

n = 1 gir oss ønsket blanding n = 2 gir oss første repeat-spot n = 3 gir oss andre repeat-spot osv. Eksempel 3 Vi antar at mottakeren er innstilt på 92 MHz. Oscillatoren svinger følgelig på 102,7 MHz. Utrykk (3.12) gir oss første repeat-spot:

102,7 -/s

10,7 2

r

/s

/ 10,7 \ = I 102,7--------- ) MHz = 97,35 MHz \ 2 /

Dette betyr at når vi avstemmer tuneren på 92 MHz, kan vi høre en stasjon som ligger på 97,35 MHz. Det skyldes at 2. harmoniske av differensen mellom f0, som er 102,7 Hz, og 97,35 MHz nettopp er 10,7 MHz. For å unngå dette må vi sørge for at selektiviteten er god nok i inngangstrinnet. Men viktigst er det selvfølgelig at blandeforsterkningen i blandetransistoren avtar raskest mulig ved avtakende n, dvs. minimumsgenerering av harmoniske komponenter.

43

b. Overstyring Vi kan også få repeat-spot når tunerens inngangstrinn overstyres. Det betyr i praksis at når sterke signaler begrenses eller klippes kraftig i inngangstrinnet, kan harmoniske komponenter genere­ res. Differensen mellom slike harmoniske komponenter og har­ moniske komponenter av oscillatorfrekvensen kan gi frekvenser som direkte er lik mellomfrekvensen. Dette kan også uttrykkes matematisk: k-f0

+ «-Z =

/m

(3.13)

Her er n = ± 2,3 ..., og k = ± 2,3 ... Eksempel 4 Vi tar utgangspunkt i at mottakeren er innstilt på 100 MHz. Da svinger oscillatoren på 110,7 MHz. Dersom 3. harmoniske komponent av oscillatorfrekvensen er betydelig, og det ligger en kraftig stasjon på 114,26 MHz, får vi: -3-110,7 + 3-114,26 = 10,7

Vi skjønner da at vi er avhengig av reinest mulig oscillatorsignal, samtidig som vi sørger for løs kopling til blandetrinnet. I mer avanserte tunere er det også vanlig å bruke et skilletrinn mellom oscillatoren og blanderen. Oscillatoren kan også arbeide i felles kollektorkopling. På den måten vil forandringer i blanderens ar­ beidsbetingelser (arbeidspunkt) virke lite inn på oscillatoren. Inngangstrinnet må også tåle store signalnivåer på inngangen. Det er da nesten bare JFET og MOSFET som kan gi gode nok overstyringsegenskaper, og disse er da også mye brukt.

c. Interferens Vi har til nå omtalt hva som skjer når vi får dannet uønskede sig­ naler i tuneren pga. ett utvendig signal. Men vi kan også få uøns­ kede signaler gjennom tuneren som skyldes f.eks. to eller flere ut­ vendige signaler. Det siste er likevel mer sjelden. Vi kan egentlig dele denne typen forstyrrelser inn i to grupper: Kontinuerlige svevninger Dobbelte svevninger

1. 2.

1. Kontinuerlige svevninger Kontinuerlige svevninger dannes når differensfrekvensen mellom to kraftige sendere direkte er lik mellomfrekvensen, eller at et multiplum av denne differensen gir mellomfrekvensen. Vær opp­ merksom på at dette kan skje i tunerens inngangskretser, og da følgelig helt uavhengig av hvordan oscillatoren er innstilt. Mate­ matisk kan dette skrives z»

I + kf2 =-----"VI

Her er n = ± 1,2,3 ... k = ± 1,2,3 ...p = ± 1,2,3 ...

(3.14)

44

I uttrykket (3.14) har vi også tatt med at differensen mellom forskjellige harmoniske komponenter av inngangssignalene vil kunne gi mellomfrekvensen, eller en frekvens som har harmoniske komponenter som er lik mellomfrekvensen. På våre breddegrader, med så spredt dekning av sterke stasjon­ er, er det bare én type av slike kontinuerlige svevninger som kan forekomme. Det er når differensen mellom f} og/2 er lik mellom­ frekvensen eller halvparten av den. Igjen er det størst sannsynlig­ het for det siste tilfellet. Dette skal vi underbygge med et eksem­ pel.

Eksempel 5 /, = 92 MHz,/2 = 97,35 MHz. Differensen f = f2 - j\ = 5,35 MHz kan gi oss et hørbart sig­ nal på 10,7 MHz. Men på grunn av selektiviteten vil dette sig­ nalet neppe høres andre steder enn når mottakeren er avstemt midt mellom j\ ogf2. For å få redusert dette i tuneren må vi sørge for best mulig selektivitet i inngangstrinnet. Men den be­ ste dempingen av kontinuerlige svevninger skjer i blandetrin­ net, jamfør det vi har sagt om repeat-spot-dempingen. 2. Dobbelte svevninger Dette er det siste av fenomenene svevninger. De oppstår når frek­ vensene f\ og/2 eller harmoniske komponenter av disse fra to ster­ ke sendere blander seg med oscillatorsignalet /0 eller harmoniske komponenter av det. Dette kan også matematisk uttrykkes som

k -fy + ef2 + nfo = /M

(3.15)

Her er k = ± 1,2,3 ... e = ± 1,2,3 ... n - ± 1,2,3 ...

Den vanligste formen er f.eks. når differensen mellom 2. har­ moniske komponent av et inngangssignal sammen med et annet inngangssignal gir et signal innenfor FM-båndet.

Eksempel 6 /,= 96MHzog/2 = 100 MHz er to sterke nabostasjoner. Mottakeren er innstilt på 92 MHz, som da gir et oscillatorsignal/o = 102,7 MHz.

2-Z - l-/2- l-/o 2 • 96 - 1 -100 - 1 -102,7 = 10,7 dvs. 10,7 MHz Vi vil altså høre to uønskede programmer dersom vi har slik intermodulasjon. Tuneren er altså avstemt til en helt annen frek­ vens. Det er meget viktig at inngangstrinnet tåler sterke signaler før vi får intermodulasjon. Det er dessuten mulig at disse dobbelte svevningene også kan dannes i blandetrinnet. Selv om seleksjonen i inngangstrinnet

45

demper inngangssignalene mye, kan blandetrinnet få nok signal til å foreta uønskede blandinger. Dette skyldes blandetransistorens krumme karakteristikk. Dessuten vil harmoniske komponenter av oscillatorfrekvensen blande seg med harmoniske komponenter av inngangssignalene. Se (3.15). Det er altså svært mange muligheter for å få inn uønskede sig­ naler. I tillegg til disse signalene som er innenfor FM-båndet, kan f.eks. TV-signaler føre til at det blir generert uønskede signaler i FM-båndet. Mobiltelefoner, lukkede kommunikasjonsnett osv. kan også generere uønskede signaler. Ofte blir dette kalt HFI (høyfrekvensinterferens). Vi skal til slutt merke oss at både kontinuerlige og dobbelte svevninger gir to hørbare og forståelige programmer samtidig. Dersom den ene stasjonen forsvinner, vil også den andre bli borte.

3.6 Utstråling FM-tunere har en tendens til å gi uønsket utstråling både i HF-, VHF- og UHF-båndet. Derfor finnes det internasjonale forskrif­ ter som fastsetter maksimalt tillatt utstråling. Utstrålingsfrekvensen kan være tunerens oscillatorfrekvens el­ ler harmoniske komponenter av den. Det kan også være utstråling av uønskede blandeprodukter. For å redusere uønsket utstråling tar fabrikantene spesielle hen­ syn:

— Best mulig direkte avskjerming — Omhyggelig valg av jordingspunkter, da det lett kan oppstå jordstrømmer som støyer — Spesielle kretsløsninger i inngangen som kortslutter/avkopler oscillatorfrekvensen og de eventuelle harmoniske komponentene Videre bruker fabrikantene forsølvede bokser til tunerne, og de sikrer best mulig avskjerming. Dessuten skjer all tilkopling gjen­ nom gjennomføringskondensatorer, og også ofte gjennom ferrittperler. Det siste gjelder alle forsyningsspenninger, mellomfrekvenssignaler og AFC. Som vi også har sett når det gjelder tunere, settes det også en skjerm mellom oscillatoren og inngangskretsene. Dette blir gjort for å hindre direkte stråling mellom disse kret­ sene. Tabellen under viser de internasjonale kravene til maksimalver­ dien av utstrålingen. Vi ser at kravene er størst i fjernsynskanal­ ene. Dette skyldes at det skal svært liten utstråling til før et TVapparat i nærheten får moaré-forstyrrelser.

400 3 3 600

u V/m i området 30 mV/m 87,5 mV/m 119 u V/m 300

— 87,5 — 119 — 300 — 900

MHz MHz MHz MHz

46

Målingene skal her utføres 30 meter unna apparatet, der måleantennen skal være plassert 2 meter høyere enn mottakeren, som igjen plasseres 1 meter over jord eller golv. Se fig. 3.9. Når det gjelder frekvenser over 300 MHz, er kravet til feltstyr­ ken på de utstrålte signalene redusert til 90 pV/m. Målingene her skal utføres 10 meter fra mottakeren. De norske normene på dette feltet er ikke så detaljerte som ta­ bellen viser. Men selve måleoppstillingen er den samme. Opptil 100 MHz skal maksimal utstråling ikke overskride 34 pV/m. Over 100 MHz ligger grensen på 24 pV/m. På grunn av usikkerheter i målingene (refleksjoner) godtar Teledirektoratet signaler som er 3 dB sterkere. Men erfaring viser at strålingen fra de FMmottakerne som skal typegodkjennes enten ligger godt under disse grensene eller de ligger langt over. På sikt vil Teledirektoratet gå over til en annen målemetode som IEC har utarbeidet. Denne metoden har fått navnet «tremetermetoden». Den er svært komplisert og tidkrevende, men den er mye mer nøyaktig og pålitelig enn den metoden som blir brukt nå. Dersom vi kommer bort i mottakere som gir for høy uønsket ut­ stråling, kan vi merke oss at det er større sjanse for at det er oscillatorfrekvensen som er årsaken til dette enn mellomfrekvenssignalet. For å avhjelpe et slikt problem er vi helt nødt til å regne ut hvilke mulige frekvenser som kan gi nettopp det interferensproblemet vi står overfor.

Fig. 3.9. Måleoppsti11ing for å måle utstråling fra en FM-mottaker.

3.7 Gjengivelseskvalitet Vi har nevnt de fordelene vi kan oppnå når vi bruker frekvensmo­ dulasjon ved overføring av programmer. Vi har nevnt økingen av lavfrekvenssignalets båndbredde, og dessuten en del om signal/støy-forholdet på FM. Dessuten er det store dynamikkområdet på FM særdeles viktig. Vi kan altså overføre et mye større frekvensområde og dessuten gjengi både sterke og svake signaler langt bedre på FM enn på AM. Det finnes normer for de minstekrav som gjelder for alle tunere og kombinerte AM/FM-mottakere. Som vi vet fra AMmottakeren, er det ikke angitt slike krav der. På FM er DINnormene retningsgivende, og DIN 45500, blad 8, tar for seg mins­ tekravene for FM-mottakeren og lavfrekvensdelen i den. Vi gjen­ gir dem her i sin helhet, og tar opp målemetodene for dem i et sei­ nere kapittel.

47

Disse minstekravene er fra DIN-normen datert august 1974:

FM-mottakerdei Ila Signal/støy-forhold, lineært 11b Signal/støy-forhold, veid *) 12 Frekvensområde ± 4,5 dB 13 Harmonisk forvrengning 14a Kanalseparasjon 250—6300 Hz 14b Kanalseparasjon 6300—10000 Hz 15 a Undertrykking av pilottone 19 kHz 15 b Undertrykking av bærebølge 38 kHz 16 FM-følsomhet 46 dB stereo *

44 dB (20 W) 50 dB (20 W) 40—12500 Hz 2,5 % 22 dB 14 dB 25 dB 31 dB skal angis

Med veid signal/støy-forhold mener vi at det er tatt hensyn til hørsel­ ens følsomhet i målingene. Man skyter da inn et ørefilter foran måle­ instrumentet. Ørefilteret demper høye og lave frekvenser på samme måte som et gjennomsnittlig menneskeøre. Måling med ørefilter kal­ les også fysiologisk måling.

Forsterkerdel 1 Sinuseffekt 2 Harmonisk forvrengning 3 Effektbåndbredde 4 Frekvensområde ± 1,5 dB 5 Intermodulasjon 6 Dempingsfaktor 7 Signal/støy-forhold 8a Kanalseparasjon 1000 Hz 8b Kanalseparasjon 250—10000 Hz 9a Inngangsfølsomhet, lavohmig 9b Inngangsfølsomhet, høyohmig 10 Utgangsspenning

2x6watt 1 % ingen krav 40—16000 Hz 3 s) t

(5.8)

Uttrykk (5.8) forteller oss at det i utgangsstrømmen finnes strømkomponenter med frekvenser som er lik summen og diffe­ rensen av det som ble påtrykt. Uttrykk (5.8) viser at det er strømkomponenter med frekvens­ ene (/0+/s)og(/'0-/s)

der f0 og f er henholdsvis oscillatorfrekvens og signalfrekvens. Som fig. 5.2 viser, er det en avstemt krets i kollektorkretsen. Dette fører til at alle de forskjellige strømkomponentene i uttryk­ ket for zut, bortsett fra den som har samme frekvens som den av­ stemte kretsen, blir tilnærmet kortsluttet. Imidlertid blir det for FM valgt en oscillatorfrekvens som ligger over antennesignalets frekvens. Båndfilteret avstemmes derfor til resonans for strømkomponenten med frekvensen /m = fo

fs

(5.9)

56

Dette gir oss en mellomfrekvensstrøm iM = k20s0o cos(wo - cos) t

(5.10)

Amplituden av mellomfrekvensstrømmen blir

Al =

(5.11)

Vi kan nå definere blandesteilheten:

Us er amplitudeverdien av signalspenningen på mellomfrekvenstrinnets inngang.

k2 er samme konstant som før. Blandesteilheten gm uttrykker altså forholdet mellom mellomfrekvensstrømmen og signalspenningen. Vi kan også se at S eller y( blir brukt om denne størrelsen. Når blandetransistoren belastes med en svingekrets med resonansresistans Ro, blir utgangsvekselspenningen: GM — Ar-A,- ^2'Gs'Go-Ro

(5.13)

Blandeforsterkningen blir nå lik forholdet mellom utgangsspenningen og inngangsspenningen:

= k2-Zo-Uo =gm-Zo

(5.14)

Den maksimale blandeforsterkningen vi i praksis kan oppnå, er opptil 10 dB mindre enn om trinnet skulle arbeide som en rein for­ sterker. Dette skyldes at blandesteilheten er mindre enn overføringssteilheten. Fig. 5.4 viser hvordan blandeforsterkningen varie­ rer med kollektorstrømmen ved ulike oscillatorspenninger. Figu­ ren viser at oscillatorspenninger over en bestemt verdi (4Æ) gir li­ ten forsterkning. Dette betyr at det ikke har noen hensikt å tilføre en oscillatorspenning ut over denne verdien. Men en MOSFET trenger et langt sterkere oscillatorsignal enn en vanlig bipolar transistor. Ønskelig nivå kan her ligge på 1 V, mens det for bipolare transistorer ligger på 100 mV. Arbeidspunktet til blandetransistoren blir lagt til høyre for maksimumsverdien. Blandetrinn vil normalt gi vesentlig mer støy enn reine forster­ kere. Støyen kan bli opptil 2—3 ganger større i blandetrinn, men vil være meget avhengig av hvor mye strøm som går i transistoren.

5.3 Blandemetoder Det som er drøftet i avsnitt 5.2, kalles additiv blanding. Det vil si at øyeblikksverdien er summen av spenningene mellom basis og emitter på blandetransistoren, og vi får blanding ved en påfølgen-

57

Fig. 5.4. Blandeforsterkerens forsterkning avhengig av kollektorstrømmen.

Fig. 5.5. Multiplikativ blandemetode.

de likeretting. Som vi ser av fig. 5.2, blir begge signalene tilført samme elektrode på transistoren. I dette tilfellet er begge signale­ ne tilkoplet basis. Men vi kan ofte se at oscillatorsignalet tilføres emitter og antennesignalet tilføres basis. Da vi vet at det er den re­ sulterende basis/emitter-spenningen som gir oss de forskjellige strømkomponentene i blandetransistoren, skjønner vi at det ikke spiller noen rolle på hvilken måte vi tilfører signalene til blande­ transistoren. Hvis vi nå tenker oss at vi kopler to transistorer i serie med hverandre slik fig. 5.5 viser, og tilfører de to signalene som skal blandes, til hver sin basis, vil vi også nå oppnå en blanding. Denne typen blanding kalles multiplikativ blanding. Den blir sjelden brukt, for den genererer støy. Multiplikativ blanding får vi med dobbeltrør med intern forbindelse mellom to gitter. En slik blan­ ding oppnår vi også med felteffekttransistorer med to styreelektroder, der vi tilfører de signalene som skal blandes, til hver sin styreelektrode. Vi må være oppmerksom på at en mottakers egenskaper med hensyn til kryssmodulasjon, intermodulasjon og blokkering er be­ stemt av hvordan blandetrinnet er bygd opp. Vi vet at forseleksjonen i inngangstrinnet er relativt lav (1—2 MHz), slik at blandetrinnet kan få ganske kraftige signaler på inngangen. Som nevnt har FET-transistorer tilnærmet kvadratisk overføringskarakteristikk, og vil av den grunn ha gode kryss- og intermodulasjonsegenskaper. I mer profesjonelle mottakere nyttes og­ så balanserte modulatorer. Til dette kan vi bruke dioder eller fer­ dig oppbygde blandere som en integrert krets. Vi får da balansert ut alle intermodulasjonsproduktene. Samtidig vil slike blande­ trinn tåle vesentlig sterkere signalpåtrykk før vi får kryssmodula­ sjon.

58

5.4 Selvsvingende blandetrinn Som navnet sier, er dette et blandetrinn som selv genererer oscillatorsignalet. Tar vi utgangspunkt i fig. 2.1, utfører et selvsvingende blandetrinn funksjonen til de to blokkene som kalles oscillator og blander. Teknisk sett er blandetrinn med utvendig oscillator langt bedre. Men av prishensyn blir ofte selvsvingende blandtrinn valgt, særlig i billige mottakere. Vi får her en begrensning i forhold til blokkskjemaet på fig. 2.1, da vi i selvsvingende blandetrinn ikke kan foreta noen AFR-regulering. Fig. 5.6 viser et enkelt selvsvingende blandetrinn. Transistoren BF222 må selv generere oscillatorspenningen og blande den med antennesignalet. Dette fører til at de som konstruerer slike kretser må ta mange hensyn. Et stort problem er den innflytelse antennespenningen har på oscillatorens frekvensstabilitet. Dersom vi får for stort signalpåtrykk på inngangen, oppstår det forskyvninger i transistorens arbeidspunkt. Dette fører igjen til ustabilitet i selve oscillatoren. I oscillatoren arbeider transistoren i felles basiskopling. Det samme gjør den når den blander. I AM-teknikken arbeider transistoren ofte i felles emitterkopling når den blander, men i oscillatoren arbeider den i felles basiskopling. Antennesignalet tilføres det selvsvingende blandetrinnet via kondensatoren Q. Spolen L| danner sammen med kondensatoren C2 en sugekrets på 10,7 MHz. Dette skal øke mellomfrekvensdempingen samtidig som det reduserer utstrålingen fra apparatet. R] sørger for nødvendig forspenning av emitteren. Den øvrige forspenningen av transistoren skjer ved hjelp av R2, R3 og R5. R4 er lavohmig og skal hindre parasittoscillasjoner.

Fig. 5.6. Selvsvingende blandetrinn.

59

Oscillatorkretsen er tappet og koplet til kollektoren via konden­ satoren C6. Den virker her som kortslutning for oscillatorfrekvensen. Oscillatorspolen L2 virker som kortslutning for mellomfrek­ vensen. Frekvensen i oscillatoren blir bestemt av spolen L2, kondensa­ toren C7 og kapasitansdioden D. Ved hjelp av trimmekondensatoren C7 kan vi trimme oscillatoren inn på riktig frekvens. R6 er en høyohmig motstand som begrenser strømmen til kapasitansdio­ den. Tilbakekoplingen til emitteren skjer via kondensatoren C5. Kondensatoren C4 sørger for riktig spenningsdeling over svinge­ kretsen. C4 har også til oppgave å sørge for at fasen på det tilbakekoplede signalet blir riktig. Utgangskretsen er avstemt til mellomfrekvensen, som er 10,7 MHz. Den er en vanlig svingekrets som vi kjenner til fra AMteknikken. Utgangen er koplet til neste trinn, som er første mellomfrekvensforsterker. Kondensatorene Cg og C9 gir impedanstilpasning til blandetransistoren. C10 gjør at svingekretsen er avkoplet til jord for vekselstrøm.

5.5 Styrt blandetrinn Som navnet sier, er dette blandetrinnet styrt av en utvendig oscil­ lator. Blandetrinnet tilføres både antennesignalet og oscillatorsig­ nalet, se fig. 5.7. Her er det brukt en felteffekttransistor. Vi får fortsatt en additiv blanding. Den blir tilnærmet lineær på grunn av den tilnærmet kvadratiske karakteristikken. Det betyr at vi nesten bare får sum- og differensfrekvenser av de signalene som skal blandes. I tillegg får vi 2. harmoniske av inngangsfrekvensene. Se uttrykk (5.7). Vi kopler vanligvis oscillatorsignalet til source, mens antennesignalet koples til styreelektroden. Mellomfrekvenssignalet tas ut på drain.

Fig. 5.7. Styrt blandetrinn med FET.

60

Ved å bruke en felteffekttransistor i blandetrinnet kan det tåle store utstyringer før vi får kryssmodulasjon. Samtidig blir den støyen som genereres i blandetrinnet, redusert i forhold til når en bruker en bipoiar transistor. Utvendig styrte blandetrinn har mange fordeler framfor selv­ svingende blandetrinn: — —

— —

Oscillatoren lar seg vanskeligere påvirke av sterke inngangssignaler Vi kan lett avkople mellom oscillatorfrekvens og mellomfrekvens Vi oppnår bedre kryssmodulasjonsegenskaper Vi kan regulere blandeforsterkningen

— Strålingen fra oscillatoren blir mindre På fig. 5.7 koples antennesignalet til blanderen via kondensato­ ren Cp Oscillatorsignalet blir ført til source fra oscillatoren via kondensatoren C2. Vi kan da selvsagt ikke avkople source. Alle motstandene i kretsen er nødvendige for å bestemme transistorens arbeidspunkt.

5.5.1 Regulering av blandetrinn Som nevnt er det bare styrte blandetrinn som kan reguleres. Når det innføres regulering i blandetrinn, er det for å hindre at de etterfølgende trinnene skal bli overstyrt. Dette betyr at forsterk­ ningen i blandetrinnet (blandeforsterkningen) kan reguleres ved at vi forandrer blandetransistorens arbeidspunkt. Det gjøres på samme måten som for vanlige forsterkere. Vi får en forandring av oscillatorspenningen dersom vi regulerer forsterkningen i selvsvin­ gende blandetrinn. Dessuten vil dette påvirke transistorens inngangs- og utgangsadmittanser slik at det oppstår ustabiliteter i oscillatoren. På grunn av dette er det bare styrte blandetrinn som reguleres. Vi kommer tilbake til praktiske eksempler på dette.

5.6 Praktiske koplinger Fig. 5.8 viser et koplingsskjema til blanderen som nyttes i Tand­ berg SS12. HF-signalet tilføres basis på blandetransistoren Q103, som arbeider i felles emitterkopling. Oscillatorsignalet er også koplet til basis via koplingskondensatoren C115. Verdien av C115 er bare 1,2 pF, da vi vil hindre at blandetrinnet skal påvirke stabilite­ ten til oscillatoren. Motstandene R112, R108» Rno°g Rus bestemmer blandetransistorens arbeidspunkt. Rin forhindrer parasittoscillasjoner ved sterke signalpåtrykk. Seriekretsen L105 og C118 sørger for nødvendig avkopling av signaler rundt mellomfrekvensen. C]22 avkopler emitteren. L106, C123 og C125 avstemmer utgangen til mel­ lomfrekvensen. C125 er en gjennomføringskondensator for mel­ lomfrekvenssignalet. L|07 sørger for at vi ikke får uønsket tilbakekopling via tilførselsledningen.

61

Fig. 5.8. Styrt blandetrinn. Tandberg SS12.

Fig. 5.9. Selvsvingende blandetrinn. Grundig RF210.

Fig. 5.9 viser et selvsvingende blandetrinn. Dette eksemplet er hentet fra Grundig RF210. Selve svingekretsen består av kompo­ nentene L5, C25, C26, C29, og av C22 og C16, som også sørger for impedanstilpasning og riktig nivå av det tilbakekoplede signalet til basis på T2.

62

HF-signalet tilføres blandetransistoren via koplingskondensatoren C14. Svingekretsen L4 og Cl2 sørger for nødvendig avkopling for mellomfrekvensen. Dette skal hindre uønsket utstråling, og også hindre forsterkning av eventuelle mellomfrekvenssignaler på inngangen av T2. Motstandene R5, R6, R7 og R8 sørger for riktig arbeidspunkt for transistoren T2. C24 kopler signalet fra kollektoren til svingekret­ sen. Dessuten danner C24og L6 en resonanskrets for mellomfrek­ vensen. Via en transformatorkopling forbindes blandetrinnet til mellomfrekvensforsterkeren.

5.7 Kontrollspørsmål 1. Hvorfor er det bedre å bruke MOSFET som blandetransistorer enn vanlige bipolare transistorer? 2. Hvilke blandemetoder finnes? Vurder fordeler og eventuelle ulemper. 3. Hva er forskjellen på et styrt og et selvsvingende blandetrinn?

4. Når kan vi foreta regulering av blandetrinn, og hvorfor blir dette gjort?

63

6

Oscillatorer

6.1 Innledning Fig. 6.1. Oscillatorkopling. Prinsippet for en Colpitts-oscillator.

Oscillatorkopling. Prinsippet for en Hartley-oscillator.

Opp til VHF-området brukes ofte oscillatorer i transformatorkoplinger. Dette prinsippet kjenner vi fra AM-teknikken. Fig. 6.1 og fig. 6.2 viser prinsippet for en slik stor gruppe oscillatorer. Komponentene utenfor svingekretsen er tegnet som en blokk. Svingekretsen er en trepunktskopling. I Colpitts-oscillatoren, fig. 6.1, blir resonansfrekvensen bestemt av kapasitansene i kondensa­ torene Cj og C2 og induktansen i spolen L, mens forholdet mellom reaktansene bestemmer tilbakekoplingsforholdet /?. I Hartley-oscillatoren, fig. 6.2, foretar vi en tapping av spolen der tilbakekoplingsforholdet fl bestemmes av forholdet mellom induktansene i spolene L, og L2. Frekvensen blir også her bestemt av C og av den totale induktansen L i svingekretsen. Oscillatorer er generelt behandlet i Høyfrekvens Del 2 av Edmund Svanes, og vil derfor ikke bli drøftet nærmere her. Dersom slike oscillatorer skal svinge stabilt, må sløyfeforsterkningen være nøyaktig lik 1. Med sløyfeforsterkningen menes her forsterkningen regnet fra inngangen gjennom forsterkeren og til­ bake til inngangen. Dette betyr at sløyfeforsterkningen er identisk med /? Fu, som vi kjenner fra kapittel 9 i Lavfrekvens Del 2 av Edmund Svanes. Antar vi at det er oppstått en spenning på 5 mV på inngangen med riktig frekvens, vil oscillatoren fortsette å arbeide av seg selv med 5 mV på inngangen. Spenningen på utgangen av oscillatoren vil da være Fu ganger større. Nå vil vi vanligvis legge sløyfeforsterkningen på en verdi som er noe større enn 1. Det er vanlig å legge den på 2 til 3. Dersom vi ikke gjør det, hender det at oscillatoren ikke starter, eller at den slutter å svinge dersom selve forsterkningen avtar noe. Det viser seg også at når oscillasjonen starter, øker amplituden etter en eksponentialfunksjon. Da slike forsterkere ikke er lineære, vil ikke amplituden vokse og vokse, men selv begrense seg. Forsterknin­ gen vil avta med økende signalstyrke. Amplituden øker så mye at forsterkningen Fu har sunket slik at sløyfeforsterkningen er blitt lik 1. Begrensningen som oppstår (vi benytter oss av at forsterkeren er ulineær), vil resultere i at oscillatoren også leverer harmoniske signalstrømmer. Dette må vi være oppmerksom på. Oscillatorer i høykvalitetsapparater gir signaler med lave nivåer for å holde størrelsen på uønskede blandeprodukter nede på et minimum. Koplingen mellom svingekretsen og det aktive elementet, dvs. transistoren, gjøres mest mulig løs. Dette gjør vi for at variasjon­ ene som oppstår i transistorens inngangs- og utgangsreaktanser, ikke skal påvirke svingekretsen for mye. På denne måten kan vi få best mulig frekvensstabilitet. Oscillatorene kan koples i de tre kjente grunnkoplingene. Det er felles basis-, felles emitter- og felles kollektorkopling. Eksempler på den prinsipielle oppbygningen er vist i en Colpitts-oppstilling.

64

Fig. 6.3. Colpitts-oscillator. Felles basiskopling.

Se fig. 6.3, 6.4 og 6.5. CA er avkoplingskondensatoren som kopler henholdsvis basis og emitter til jord for vekselstrøm. CT er tilbakekoplingskondensatoren. I felles basiskopling er den ikke nødven­ dig. Spolen L og kondensatorene Q og C2 bestemmer resonans­ frekvensen. De andre komponentene har de samme funksjoner som vi kjenner til fra vanlige forsterkertrinn. Vi nevnte at vi ønsker en løsest mulig kopling mellom svinge­ kretsen og det aktive elementet. En mulig løsning er å seriekople in­ duktansen L med en kondensator. Vi reduserer innflytelsen av transistorkapasitansene på svingekretsen da Q og C2 kan gjøres større. Denne spesielle Colpitts-oscillatoren har fått navnet Clapp-oscillator. Som nevnt kan oscillatorene arbeide i de tre kjente grunnkoplingene. Men ved FM brukes bare oscillatorer i felles basiskopling eller felles kollektorkopling. Det henger sammen med at stabilite­ ten i felles emitterkopling er langt dårligere enn i felles basiskop­ ling og felles kollektorkopling, og de to siste har en langt høyere grensefrekvens. Krystalloscillatorer brukes vanligvis ikke på FM. Dersom mot­ takeren er oppbygd som en dobbeltsuper, vil det være nødvendig med en krystalloscillator, men slike mottakere lages sjelden for FM.

6.2 Basiskoplet oscillator

Fig. 6.4. Colpitts-oscillator. Felles emitterkopling.

Fig. 6.5. Colpitts-oscillator. Felles kollektorkopling.

Oscillatorer i felles basiskopling nyttes mest. Det skyldes at transistorens øvre grensefrekvens er høyere her enn i de to andre grunnkoplingene. Fig. 6.6 viser en basiskoplet oscillator som nyt­ tes i Tandberg SS12. Transistoren Q102 får sitt arbeidspunkt be­ stemt av spenningsdeleren R104 og R105 og av emittermotstanden R106. Kondensatoren Cl 10 sørger for at basis og kondensatoren Cl 11 er avkoplet til jord for vekselstrøm. Transistoren er tappet inn på spolen L104 i svingekretsen. Den positive tilbakekoplingen skjer ved hjelp av spenningsdelingen mellom kondensatorene Cl 11 og Cl 14. Ved felles basiskopling må det tilbakekoplede sig­ nalet til emitter ha samme fase som inngangssignalet. Vi får riktig fase når vi kopler emitteren til midtpunktet av Cl 11 og Cl 14. I praksis ligger forholdet mellom disse kondensatorene på 1/10 til 1/20. Det forutsettes da at grensefrekvensen til transistoren er minst tre ganger større enn oscillatorfrekvensen. Kapasitansene i kondensatorene Cl 19. C120 og D101 bestem­ mer, sammen med induktansen i spolen L104, resonansfrekvensen fo. Vi må merke oss at også koplingskondensatoren Cl 15 til blan­ detrinnet og transistorkapasitansene påvirker resonansfrekven­ sen. C121 er en avkoplingskondensator som gir avkopling til jord for vekselstrøm. Den hindrer samtidig at reguleringsspenningen t/AFC blir kortsluttet til jord. t/ref er en referansespenning for AFCdioden D101. Motstanden R109 hindrer at oscillatoren genererer parasittoscillasjoner.

65

Fig. 6.6. Basiskoplet oscillator. Tandberg SS12.

6.3 Kollektorkoplet oscillator Kollektorkoplet oscillator brukes mer og mer i kompliserte og dy­ re FM-tunere. Denne koplingen gir den beste stabiliseringen av arbeidspunktet, på grunn av den høye likestrømsmotkoplingen. Se fig. 6.7. Dette eksemplet er hentet fra Tandberg TR2025. Den høye verdien av den uavkoplede emittermotstanden RI 17 gir kraf­ tig motkopling. Vi får god kompensasjon for tempe­ raturvariasjoner og variasjon i transistorparamterene. Da slike oscillatorer arbeider i klasse A, ligger omtrent halve driftsspenningen over transistoren. Den andre halvparten ligger over emittermotstanden. Motstanden RI 16 hindrer parasittoscillasjoner. Arbeidspunktet er bestemt av motstandene RI 13, RI 14 og RI 17 og gir ca. 2,3 mA i kollektorstrøm. Oscillatorsignalet koples til blanderen med kondensatoren Cl 12. Den er en FET-transistor med to styreelektroder. Verdien på Cl 12 er meget lav, og det hindrer at parametervariasjoner i blandetransistoren påvirker oscillatoren. Kondensatoren Cl28 på 1 nF avkopler kollektoren for vekselstrøm. I kollektorkoplede oscillatorer er signalene på emitter og basis i fase. Det er derfor ikke nødvendig med noen fasedreining av det tilbakekoplede signalet. Svingekretsen blir tappet ved hjelp av kondensatorene Cl 14, Cl 15 og Cl 16. Tilbakekoplingsforholdet bestemmes av forholdet mellom Cl 14 og Cl 15. Selve koplingen fra svingekretsen til spenningsdeleren skjer med en relativt liten kondensator, Cl 16, på 6,8 pF. Da utgangsimpedansen i et felles

66 kollektortrinn er lav, blir tilbakekoplingsforholdet gjort relativt høyt. Det ligger gjerne på 1/3 for de frekvensene som er aktuelle i oscillatoren i en FM-mottaker. Reaktansen til Cl 15 ligger oftest i det området som svarer til transistorens inngangsimpedans. Frekvensen i svingekretsen er bestemt av induktansen i spolen L105 og kapasitansene til kondensatorene Cl 12, Cl 14, Cl 15, Cl 16, Cl 17, Cl 18, C120 og CR104. I tillegg kommer inngangskapasitansen til Q103. CR104 er en kapasitansdiode der AFCspenningen via spenningsdeler R121 og R120 tilføres den ene halv­ delen av avstemmingsdioden. RI 19 er tilkoplet avstemmingspotensiometrene, og vi får riktig avstemmingsspenning for oscillato­ ren. C120 er en avkopling av dioden CR104, men denne konden­ satoren påvirker også resonansfrekvensen. Cl 17 er en fast kon­ densator og Cl 18 en trimmekondensator.

Fig. 6.7. Kollektorkoplet oscillator. Tandberg TR2025.

6.4 Frekvensstabilitet Når vi har avstemt en mottaker til en ønsket frekvens, bør den holde seg riktig innstilt på den ønskede stasjonen. Stabiliteten ved FM skal være bedre enn ± 30 kHz. Det betyr at oscillatoren må ha en frekvensstabilitet på ca. 1 «10 4. Dette kravet stiger med økende frekvens, da det er det totale avviket som vi er avhengig av. Den relative frekvensstabiliteten regnes som absolutt avvik fra riktig oscillatorfrekvens dividert med oscillatorfrekvensen. I inngangstrinn ligger båndbredden på 1—2 MHz, og en skeivavstemming her vil ikke gi oss noen merkbar kvalitetsforringing av signalet. Men på grunn av den relativt høye flankesteilheten i MF-delen vil vi ganske raskt merke om oscillatoren ikke er stabil.

67

AFC-kretsen vil selv påvirke svingekretsen slik at en ustabilitet merkes mindre. Ustabilitet i oscillatoren skyldes variasjoner i transistorens pa­ rametrer eller i komponentene rundt transistoren. Forandringer i transistorparametrene oppstår blant annet på grunn av forandring i arbeidspunktet. Forandringene oppstår når driftsspenningen ikke er stabil eller når vi får temperaturvaria­ sjoner. I tillegg kan det oppstå forandringer i transistoren som re­ sulterer i indre fasedreininger. Vi vet at resonansfrekvensen er: 1

2n/Zc

(6.1)

Uttrykk (6.1) kan omformes til en formel som gjelder for rela­ tivt små frekvensavvik: ----- =------ - ----- + -----f 2 \ L C )

(6.2)

Dette betyr at frekvensstabiliteten er avhengig av hvor god sta­ biliteten er i induktansene og kapasitansene som inngår i svinge­ kretsen. Da vi på FM opererer på frekvenser langt over det vi er vant med på AM, kan ustabile komponenter påvirke oscillator­ frekvensen mye. Transistorproblemene kan unngås hvis strømforsyningen er sta­ bilisert og transistoren har skikkelig kompensasjon for tempera­ turvariasjoner. Det første er ikke noe problem. Det gjøres enklest med en zenerregulator, eller ved at mottakeren har en stabilisator for hele HF-delen. Svært ofte koples også en drossel i serie med tilførselsledningen for oscillatorens driftsspenning. På den måten hindrer vi at uønskede signaler lekker ut fra oscillatoren, samtidig som vi er garantert rein likespenning inn. Denne stabiliseringen er også med på å redusere kapasitansforandringene som oppstår i kollektor/basis- og i emitter/basisovergangene. Uttrykk (6.2) forteller oss hvor mye frekvensen forandrer seg relativt når kapasitansen og induktansen forandrer seg. Av den grunn velges det kondensatorer og spoler med temperaturkoeffisienter som kompenserer både for komponentenes og transitorenes temperaturavhengighet. Keramiske kondensatorer har meget gode høyfrekvensegenskaper, og de produseres i et stort utvalg med hensyn til forskjellige temperaturkoeffisienter. På den måten kan drift og variasjoner i oscillatorens arbeidsbetingelser reduse­ res til et minimum.

68

6.5 Kontrollspørsmål 1. Hvilke grunnkoplinger nyttes mest i oscillatorer i FMmottakere, og hvorfor? 2. Hva er årsaken til ustabiliteter i oscillatorkretsen? Hvordan kan vi eliminere virkningen av dem?

69

7

Mellomfrekvensforsterkere

Som vi ser av blokkdiagrammet på fig. 2.1, er det mellom blander og detektor en to-trinns mellomfrekvensforsterker. Ved hjelp av et oscillator- og blandetrinn har vi omdannet antennesignalet til et signal med konstant frekvens uavhengig av stasjonsinnstillingen. I HF-forsterkeren blir signalet forsterket opp ca. 20 ganger, og den øvrige forsterkningen som er nødvendig, skjer i de etterfølgende trinn, som kalles mellomfrekvensforsterkere. Den nødvendige se­ lektivitet blir også lagt til disse trinnene, det vil si at båndbredden blir bestemt her.

7.1 Valg av mellomfrekvens Når vi velger den mellomfrekvens som skal nyttes, er det flere for­ hold som spiller inn og som vi må ta hensyn til:

— —

— —

Det er enklere og billigere å lage forsterkere som gir høy selektivitet ved lav frekvens enn ved høy frekvens. Lav mellomfrekvens vil gi dårligere speilfrekvensdem­ ping enn høy mellomfrekvens. Vi kan lettere få ustabilitet, dvs. tendens til selvsving, ved høy enn ved lav frekvens.

Mellomfrekvensen kan heller ikke velges i områder som skal nyttes til mottaking, eller der vi vet det finnes kraf­ tige signaler. Disse kan på tross av kraftig demping nå inn til mellomfrekvensforsterkeren.

Disse punktene er til dels motstridende. I kringkastingsmottakere for FM nyttes det en mellomfrekvens på 10,7 MHz. Ved AM er den som kjent valgt til ca. 460 kHz.

7.2 Forsterkningsbehov En av hovedoppgavene for mellomfrekvensforsterkeren er å gi signalet nødvendig forsterkning foran detektor og lavfrekvensforsterker. Mottakerens forsterkning er i hovedtrekk bestemt av den forsterkning som blir lagt til MF-delen. Forsterkningen må være så stor at vi tidlig i mellomfrekvensforsterkeren får en sterk be­ grensning av signalet. Dette er viktig for AM-undertrykkelsen av det frekvensmodulerte signalet. Størrelsen av forsterkningen for et trinn som er oppbygd med vanlige komponenter, ligger gjerne på 70—80 dB. I integrerte MFforsterkere kan vi få noe større forsterkning, ca. 100 dB. Det vil si ca. 100 000 gangers forsterkning.

70

7.3 Båndbreddebehov Som nevnt under avsnitt 1.2 har et frekvensmodulert signalet et uendelig antall sidefrekvenskomponenter på begge sider av bære­ bølgen. Dersom vi tar med alle sidefrekvenskomponenter med amplituder større enn eller lik 1 % av maksimal amplitude, viser det seg at vi må ha en båndbredde som er gitt av uttrykk (1.4):

B

= 2(A/ + /l)

Når vi tar utgangspunkt i nødvendig deviasjon og i antall sidebølgepar, kan vi klare oss med en båndbredde ved stereomotta­ king på 212 kHz. Flere av fabrikantene går i dag noe under denne båndbredden. En båndbredde på 180—200 kHz er vanlig. Dette kan tillates dersom det skjer en kraftig begrensning av signalet i mellomfrekvensforsterkeren. Men om båndbredden blir for liten, vil det detekterte signalet ikke lenger være helt identisk med det som ble utsendt. Signalet er blitt forvrengt (klirr), og kanalseparasjonen blir dårlig på stereo. Det siste skyldes at monosignalet og stereosignalet får ulik be­ handling i mellomfrekvensforsterkeren. Ved stereo er det meget viktig at disse to signalene blir forsterket like mye samtidig som de bruker like lang tid gjennom forsterkeren. Hvis dette ikke skjer, blir faseforholdene feil, og det resulterer i dårlig kanalseparasjon.

7.4 Begrenser Som nevnt i avsnitt 7.3 begrenser vi signalet kraftig i mellomfrek­ vensforsterkeren. Med begrensning mener vi her at vi klipper bort eventuelle variasjoner i amplituden til det frekvensmodulerte sig­ nalet. Slike variasjoner i amplituden vil, dersom de ikke blir fjer­ net, opptre som støy i høyttaleren. Støy fra omgivelsene, for ek­ sempel tenningsstøy eller motorstøy, vil amplitudemodulere det innkommende FM-signalet. Denne modulasjonen opptrer på grunn av inngangstransistorens krumme karakteristikk. En begrenser lar altså signalet nå et bestemt nivå. Overskrides dette, vil den beskjære alle signaler. Beskjæringen må skje sym­ metrisk, og det kan enklest utføres med dioder. Fig. 7.1 viser i prinsippet hvordan en slik begrensning virker på et signal. Fig. 7.2 viser en enkel begrenser. Ser vi for enkelhets skyld bort fra spen­ ningen over diodene når de leder, vil amplituden til mellomfrek­ venssignalet aldri overskride U volt. Dersom dette signalet har en vesentlig større amplitude enn U, vil det resultere i et forvrengt sinussignal. Topp og bunn blir kuttet bort. Da lavfrekvensinformasjonen ligger i frekvensvariasjoner, vil klipping av signalet ikke bety noe for kvaliteten av det mottatte frekvensmodulerte signa­ let. I praksis blir begrensningen foretatt med en eller flere transisto­ rer. Tilsvarende begrensning blir utført i inngangstrinnene i inte­ grerte mellomfrekvensforsterkere (CA3089 e.l.)

71

Fig. 7.1. Et sinussignal med støypulser. Når vi bruker en transistor, er egentlig prinsippet det samme som med dioder. Begrensningen skjer i selve transistoren, som — når det er valgt en gunstig kollektorlast — går både i metning og i sperring. AM-støy som ligger utenfor utstyringsområdet, blir da kuttet bort. Se fig. 7.3.

Fig. 7.2. Enkel begrenser.

7.5 Stabilitet og nøytralisering Ofte kan MF-forsterkere bli frittsvingende oscillatorer. Det vil si at samtidig som de arbeider som forsterkere, kan de svinge med en meget høy frekvens. Dette skyldes at det kan finnes en eller annen form for positiv tilbakekopling fra utgang til inngang på forster­ kerne. Det er tilbakekoplingsadmittansen i transistorene som er årsaken til denne ustabiliteten. I databøkene blir den kalt _y12 eller /lre • En forsterker vil derfor kunne svinge fritt dersom spesielle impedanser tilkoples svingekretsene på utgang og inngang. En kan behandle dette helt matematisk, men det faller utenfor bokas ram­ me. Ved beregninger kan vi finne ut at forsterkeren ikke vil svinge dersom konduktansene er uendelig store. Dette svarer egentlig til at kretsene er tapsfrie og ubelastede, og det er jo ikke tilfellet i praksis. Vanlige bipolare transistorer med f.eks. en grensefrekvens/T på 1 GHz og en tilbakekoplingskapasitans på ca. 1 pF kan bli ustabi­ le ved frekvenser opp til

— 600 MHz i felles basiskopling — 200 MHz i felles emitterkopling — 800 MHz i felles kollektorkopling Det innebærer at transistorer i felles kollektorkopling vil være minst ustabile med hensyn til frekvensen.

Fig. 7.3. Prinsippet for begrenser med transistor.

Det er to måter å avhjelpe slik ustabilitet på: — enten ved nøytralisering å utligne den spenning som transistorens indre overføringsadmittans overfører fra utgangen tilbake til inngangen, — eller forandre konduktansen i svingekretsene slik at vi får mistilpasning av dem.

72

Nøytralisering. Prinsipp med serieresonanskrets.

CN !10-30 pF)

Fig. 7.5. Nøytralisering. Fasevenderprinsippet.

Ved nøytralisering får vi ved hjelp av et ytre nøytraliseringsnettverk en spenning som er + 90° eller - 270° fasedreid, koplet til­ bake til inngangen. Da blir tilbakekoplingsadmittansen y12 utbalansert. Dette gjøres på forskjellige måter. Fig. 7.4 viser en prinsippkopling der det er brukt en spole L. Sammen med tilbake­ koplingsadmittansen danner den en parallellsvingekrets. Denne admittansen er som regel reint kapasitiv, og den er representert med Cr på fig. 7.4. Induktansen i spolen L blir da beregnet slik at resonansfrekvensen kommer på samme frekvens som egenfrek­ vensen. Kondensatoren C er en rein koplingskondensator som skal hindre at kollektoren får likestrømskontakt med svingekret­ sen på inngangen. Svingekretsen som L danner, må ha høy resonansresistans, og for at den skal få det, må L ha en høy Q-verdi. På fig. 7.5 er nøytraliseringen gjort på en annen måte. Her skjer tilbakekoplingen av utgangssignalet via en kodensator CN. Det tilbakekoplede signalet er fasevendt 180°. Dette er en metode som blant annet blir brukt i Grundig-mottakere. Her blir nøytraliseringskondensatorene etset inn i kretskortet. Beregningen av stør­ relsen på CN skal vi ikke gå inn på, men forutsetningen er at til­ bakekoplingsadmittansen har en fasevinkel på 270°. Nøytraliseringen har både fordeler og ulemper. Vi oppnår god isolasjon mellom inngang og utgang uten at forsterkningen må re­ duseres. Men da det ofte oppstår store variasjoner i transistorparametrene, vil det være nødvendig å justere nøytraliseringen. Dessuten vil den bare være effektiv over et smalt frekvensområde. Disse ulempene har fått fabrikantene til helt eller delvis å gå bort fra nøytralisering til fordel for mistilpasning av svingekretsene. Med mistilpasning menes her at kretsene belastes med en impe­ dans slik at transistorene «ser» andre impedanser enn de som gir maksimal effekttilpasning. Størrelsen på disse belastningene kan beregnes ut fra hvilke sikkerheter vi vil operere med. Vi kan finne brukbare løsninger som ikke gir større tap i effekten enn 3 dB. Vi velger dessuten like stor mistilpasning av utgangen som av inngangen. Tandberg har brukt mistilpasning i sine apparater med transistorer i mellomfrekvens­ forsterkeren. Se fig. 7.6.

7.6 Praktiske koplinger Mellomfrekvensforsterkere lages enten med vanlige båndfiltre eller med keramiske filtre. Båndfiltrene har samme prinsipielle virkemåte som for AM. I løpet av få år har fabrikantene gått praktisk talt helt over til integrerte mellomfrekvensforsterkere med keramiske filtre. Virke­ måten og hvordan de enkelte filtrene er oppbygd, skal vi se på i neste kapittel. Fig. 7.6 viser et komplett MF-forsterkertrinn med båndfilter. Eksemplet er hentet fra Tandberg SS11. Signalet fra FM-tuneren føres inn på basis til første mellomfrekvenstransistor Tr.201, som

73

arbeider i felles emitterkopling. Arbeidspunktet til transistoren blir bestemt av motstandene R203, R204 og R120, og C205 sørger for tilstrekkelig vekselstrømsavkopling av emitteren. Motstanden R209 skal hindre parasittoscillasjoner. R208 og C204 filtrerer like­ spenningen som tilføres trinnet. Spenningen som oppstår i primærkretsen L201 og C207, koples så over til sekundærsiden, som består av en hovedvikling L202a, en kondensator C208 og en koplingsvikling L202b. Koplingsviklingen nyttes til impedanstilpasning, og slike viklinger kan nyttes i stedet for tappinger, som vi kjenner fra AM-teknikken. Dette er nødvendig fordi en transistor i felles emitterkopling har en inngangsimpedans på ca. 2 kQ. Mellomfrekvenssignalet føres så via koplingsviklingen inn på neste mellomfrekvenstransistor Tr.202. Omsetningsforholdet mellom hovedviklingen og koplingsviklingen er n = 10:1, og det betyr at inngangsimpedansen til transistoren blir opptransformert 100 ganger. Vi har før drøftet forsterkningen i mellomfrekvensforsterkere, og vi vil støte på stabilitetsproblemer dersom forsterkningen blir for stor. Her har man valgt ikke å bruke nøytralisering for å kom­ pensere for ustabilitet. I stedet har man valgt å arbeide med liten forsterkning i hvert trinn og med svingekretser som er noe mistilpasset med hensyn til maksimal forsterkning. For å få den nød­ vendige forsterkningen på 80—100 dB må det nyttes tre mellomfrekvenstrinn.

Fig. 7.6. MF-forsterker. Tandberg SS11.

74 I dette eksemplet er belastningen av primærkretsen, R207, kop­ let i parallell med en langt mer høyohmig transistorutgangsimpedans som vi da kan se bort fra. Sekundærkretsen blir belastet av R211 og den transformerte inngangsimpedansen til Tr.202. På fig. 7.7 tar vi for oss en mellomfrekvensforsterker med inte­ grert krets (IC). Eksemplet her er hentet fra Tandberg SS12, men mange andre fabrikanter har nyttet denne integrerte kretsen. And­ re betegnelser for integrerte mellomfrekvensforsterkere er TCA420A, TBA120Sm.fl. Foruten detektorfunksjonen (kvadraturdetektor) og forsterker/begrenserfunksjoner inneholder denne integrerte kretsen:

— —

feltstyrkeindikator AFR-forsterker

— —

stereo/mono-bryter avstemmingsindikator

— —

mutefunksjon (lydløs avstemming, støysperre) AFC-forsterker

Fig. 7.7. Integrert MF-forsterker. Tandberg SS12.

Fig. 7.8 viser hvordan mellomfrekvensforsterkeren prinsipielt er bygd opp. Mellomfrekvenssignalet blir tilført pinne 1 på IC-en. Signalet blir forsterket opp i tre uavhengige forsterkere. De arbei­ der også som begrensere, samtidig som hver av dem gir ut et signal til en nivådetektor. Nivådetektoren gir så ut signaler som er pro­ porsjonale med de mottatte signalene. Disse tilføres en summa-

75

Blokkskjema for den integrerte MF-forsterkeren.

sjonskrets der signalene blir addert. Spenningene blir addert på en slik måte at det tilkoplede feltstyrkemeteret tilnærmet blir logaritmisk over hele området. Instrumentet koples til pinne 13. Fra den tredje mellomfrekvensforsterkeren tilføres signalet til kvadraturdetektoren. Prinsippet for denne detektortypen er gjen­ nomgått i avsnitt 2.5. Mellomfrekvenssignalet tas ut over pinne 8 og koples til en reaktans som i Tandberg-modellene er en drossel. Fordelen med å bruke en drossel framfor en kondensator, som og­ så er vanlig, er at drosselen demper bedre de harmoniske kompo­ nentene. Signalet tilføres detektoren over pinne 9. Mellom pinne 9 og 10 er det koplet en svingekrets. Den er avstemt til mellomfrek­ vensen 10,7 MHz. Hensikten med denne svingekretsen er å gi nød­ vendig faseforskyvning mellom signalet på pinne 9 og det direkte koplede signalet fra mellomfrekvensforsterken inn på kvadratur­ detektoren. Utgangen på kvadraturdetektoren koples til en AFC-forsterker og en lavfrekvensforsterker. AFC-spenningen tas ut over pinne 7. Lavfrekvenssignalet tas ut over pinne 6. En nivådetektor føler signalet på inngangen av detektoren. Denne nivådetektoren styrer en «mutew-forsterker. (Mute, en­ gelsk for demping.) Dette signalet tas ut over pinne 12, der det først filtreres i et RC-ledd. Signalet til denne forsterkeren tilføres over pinne 5. Dessuten kan mute-funksjonen koples ut og inn ved hjelp av en vender. Mutekontrollforsterkeren vil åpne og lukke signalveien for lavfrekvensforsterkeren, avhengig av signalnivået inn på detektor. På denne måten unngår vi sus i høyttaleren under søking eller når signalet i antennen blir for svak. Se også avsnitt 9.4.

76

7.7 Kontrollspørsmål 1. Gjør rede for hvilke momenter som er avgjørende for valg av mellomfrekvens for FM-mottakere.

2. Hvilke forsterknings- og båndbreddebehov har vi for mellom­ frekvensforsterkeren? 3. Hva kan grunnen være til at en mellomfrekvensforsterker be­ gynner å oscillere?

77

8

Mellomfrekvensfiltre

Den vesentligste del av den totale forsterkningen i en mottaker skjer i mellomfrekvensforsterkerne. Her bestemmes også motta­ kerens selektivitet. Det er filtrenes flankesteilhet som bestemmer hvor god selektiviteten skal bli. Kravet er at mottakeren skal skille ut to stasjoner med 300 kHz avstand på en slik måte at et sterkt signal i 300 kHz avstand fra et svakt signal ikke undertrykker eller forstyrrer mottakingen av det svake. Mellomfrekvensseleksjonen kan foretas med båndfiltre (LC), hybridfiltre (LC + krystaller), mekaniske filtre eller keramiske filtre. Fram til i dag har det mest vært brukt vanlige induktivt koplede båndfiltre, men nå brukes for det meste firepolete keramiske filtre (FM-4 Vernitron). To slike filtre vil gi den nødvendige selektivitet. For å få tilstrekkelig god selektivitet med båndfiltre må vi i det minste ha fire mellomfrekvensforsterkere med like mange bånd­ filtre.

u

k-Q = 1

F/g. 8.1. Båndpasskurven til et underkritisk, kritisk og overkritisk induktivt koplet filter.

Fig. 8.2. Typisk båndpasskurve for et filter kQ = 1.

8.1 Båndfilterkopling I avsnitt 7.6 så vi et eksempel på et komplett mellomfrekvenstrinn med båndfilter. Se/zg. 7.6. Slike båndfilterkoplinger er nøye gjen­ nomgått i AM-teknikken. Vi husker at vi skjelner mellom under­ kritisk, kritisk og overkritisk kopling for slike båndfiltre. Se/zg. 8.1. Vi har svært ofte tatt utgangspunkt i kritisk koplede kretser for å forenkle våre beregninger, men på grunn av krav til bånd­ bredde og fasegang settes produktet av koplingsgraden k og godhetsfaktoren Q til noe mindre enn det som svarer til kritisk kop­ ling (kQ < 1). Fig. 7.6 viser et båndfilter med Q = 40 og kQ = 0,8. Båndpasskurven blir da liggende mellom den som er vist for kritisk og underkritisk koplede kretser på/zg. 8.1. Fig. 8.2 er en typisk kurve som viser båndbredde og selektivitet for et båndfilter. I dette eksemplet er kQ = 1, og det vil si at det er kritisk koplet. Vi ser her at det er nødvendig med flere slike filtre i mellomfrekvensforsterkeren for å få nødvendig selektivitet. Kop­ ler vi fire slike trinn etter hverandre, får vi en båndpasskurve som vist på fig. 8.3. Den viser oss selektiviteten til hele MF-delen, men da inngangstrinnet har en båndbredde på 1 til 2 MHz, vil kurven tilnærmet representere båndbredde- og selektivitetskurven for mellomfrekvensforsterkeren.

8.2 Keramiske filtre Et keramisk filter er oppbygd av en eller flere keramiske resonatorer. En slik resonator har den egenskap at en påtrykt vekselspenning vil sette den i mekaniske svingninger. Den har en mekanisk resonansfrekvens. Ved denne resonansfrekvensen blir den meka-

78

Fig. 8.3. Resulterende båndpasskurve for hele mellomfrekvens­ forsterkeren.

Fig. 8.4. Keramisk resonator. Ekvivalentskjema.

IYI

Fig. 8.5. Keramisk resonator. Frekvens/admittansdiagram.

niske utsvingsamplituden størst, og dette utnyttes ved at den meka­ niske svingningen på utgangen blir omsatt til en vekselspenning. Amplituden på utgangsvekselspenningen blir proporsjonal med den mekaniske utsvingsamplituden. Resonatoren er bygd opp av en keramisk skive eller plate. Ved kraftig oppvarming og samtidig påtrykking av et elektrisk felt blir det keramiske materiale polarisert. Etter avkjøling vil skiva opp­ tre som et piezoelektrisk element. Dette betyr at resonatoren vil opptre som f.eks. et kvartskrystall. Vi kan beskrive resonatorens elektriske egenskaper ved hjelp av et ekvivalentskjema. Se fig. 8.4. Resonatorens frekvens/admittans-diagram er vist på fig. 8.5. Vi ser at resonatoren har både en serieresonans (/s) og en parallellresonans (/p) ved to frekvenser som ligger meget nær hver­ andre. Vi kjenner igjen diagrammet fra krystalloscillatoren. Når skiva påtrykkes et elektrisk felt, blir den satt i mekaniske svingninger. Skivas radius blir endret i takt med det påtrykte elektriske feltet. De mekaniske svingningene koples så over til en annen skive med tilsvarende egenskaper. Den andre skiva vil så svinge i takt med den første. På grunn av den piezoelektriske ef­ fekten vil denne mekaniske svingningen bli omdannet til elektriske svingninger igjen. Fig. 8.6 viser skjematisk oppbygningen av et slikt keramisk fil­ ter, FM-4 fra Vernitron. Det består av en keramisk plate som er 0,2 mm tykk og 7 mm høy. Bredden er ca. 9 mm. På begge sider av platen er det pådampet et sølvbelegg med mønstre som vist på figuren. Belegget på baksiden utgjør jord (tynt skravert). Elektro­ dene a, b, c og d utgjør sammen med jordbelegget de fire resonatorene i filteret. Tykkelsen av platen, sølvbelegget og arealet av elektrodene bestemmer resonansfrekvensen. Den geometriske for­ men på resonatorene er kritisk med hensyn til uønskede resonanser.

79

Fig. 8.6. Skjematisk oppbygning av et keramisk filter. FM-4 fra Vernitron.

Resonatorene a og c, og c og d, utgjør båndfiltre. De er koplet i serie. Fra sammenkoplingspunktet og til jord er det koplet en kon­ densator som bestemmer koplingsgraden mellom de to filtrene. Kondensatoren er merket «e» på figuren. Ekvivalentskjemaet for et slikt dobbelt båndpassfilter er noe komplisert, men vi tar med et ekvivalentskjema av et noe enklere filter fra Murata, som vist på fig. 8.7. Det inneholder to resonatorer, og det betyr at det svarer til et enkelt båndfilter. Filteret er et kapasitivt koplet båndfilter der C12 ekvivalerer koplingen mellom primærkretsen og sekundærkretsen. Lj, C,, C01 og C12 utgjør primærsiden av filteret. L2, C2, C02 og C12 utgjør sekundærsiden. Filteret er symmetrisk. Da tapene i filteret er meget små, vil sli­ ke filtre ha svært høye Q-verdier. Det er meget viktig at filterets båndpasskurve ikke blir defor­ mert. For at det ikke skal kunne skje, må kilde- og lastimpedansene for filteret være det som fabrikanten har oppgitt. I dette tilfel­ let er impedansen på 330 Q.

Fig. 8. 7. Keramisk filter. Ekvivalentskjema.

Vi skal nå se på hvordan slike filtre tilpasses i mellomfrekvensforsterkere. Fig. 8.8 viser hvordan det er gjort i Tandberg SS12. Vi har satt verdier bare på de komponentene som er av betydning i denne sammenhengen. Kollektorlasten til hver transistor er delt i to, der midtpunktet er avkoplet til jord for vekselstrøm. På denne måten blir utgangsimpedansen til transistortrinnene 330 Q, og til­ passer filtrene direkte. Da hovedoppgaven til disse trinnene er å sørge for riktig tilpas­ ning av impedansene til de keramiske filtrene, er det ikke lagt inn noen vesentlig spenningsforsterkning her. Dette ser vi også av de lave kollektorresistansene. Det er vanlig med en spenningsfor­ sterkning på 3—5 ganger i hvert trinn. Eksemplet her er hentet fra Tandberg, men de fleste fabrikanter nytter tilsvarende kretsløsninger. Vi skal være oppmerksomme på at tilkoplingskontaktene til filtrene er loddet rett inn på de keramiske skivene. Da skivene er meget sprø, må vi være svært forsiktige med inn- og utlodding på kretskortene. Bruk tinnpumpe, og bend minst mulig på pinnene

80

Tandberg SS12.

ved innmontering. De forskjellige typer av keramiske filtre er me­ get stabile, og er ufølsomme for magnetiske felter. De er oftest små, uten at det har gått ut over selektiviteten. Dessuten er det ikke nødvendig med noen avstemming. Dette er viktige grunner til at bruksområdet for disse filtrene har økt enormt. Prisene ligger i dag på noen få kroner.

8.3 Krystallfiltre Vi har nå behandlet et vanlig båndfilter og et keramisk filter. Den første filtertypen ble brukt av de fleste radiofabrikanter inntil ny­ lig. Etter hvert som prisen på keramiske filtre ble lavere, gikk fab­ rikantene over til dem. I spesielle mottakere der det kreves høy selektivitet og snevre to­ leranser, blir krystallfiltre brukt. Vi benytter oss av kvartskrystallets piezoelektriske effekt. Det vil si at når krystallet påtrykkes elektriske svingninger, blir det satt i mekaniske svingninger og omvendt. Krystallet har også en serieresonasfrekvens og en parallellresonansfrekvens. Krystallet har en resonansfrekvens som er gitt av dets fysiske dimensjoner. Vi kan forandre resonansfrekvensen ved å slipe flaten på krystallet. Vi kan da ved hjelp av ett eller flere krystaller lage høypassfiltre, lavpassfiltre og båndpassfiltre. Fig. 8.9 viser hvordan et krystallfilter prinsipielt er bygd opp. Disse fire krystallene er bygd opp i en brukopling der alle er utbalansert. Spolene avslutter filteret på en slik måte at de forhindrer eller reduserer størrelsen av rippelen i passbåndet. Med rippel menes «topper» som bør holdes under et

81

Fig. 8.9. Båndpassfilter med krystaller.

Fig. 8.10. Båndpasskurve for et krystallfilter.

visst minimum. Fig. 8.10 viser den båndpasskurven som fram­ kommer i dette tilfellet. Flere slike filtre kan koples i kaskade og dermed øke selektiviteten. Vi skal være oppmerksomme på at krystallfiltre også kan ha uønskede «dip» i nærheten av passbåndet. Konstruktørene må ha dette klart for seg når de konstruerer slike filtre og passe på at «dippene» kommer langt nok unna passbåndet.

8.4 Mekaniske filtre Mekaniske filtre er av langt nyere dato enn både krystallfiltre og keramiske filtre. De er ikke nyttet i særlig grad i vanlig FM-utstyr. Dette skyldes at prisen er omtrent hundre ganger så stor som pri­ sen på et keramisk filter. Men spesielt i kommunikasjonsutstyr blir disse filtrene mye brukt.

82 Mekaniske filtre er også basert på at elektriske svingninger blir omdannet til mekaniske. De blir så omdannet til elektriske sving­ ninger igjen på utgangen. Mekaniske resonanssystemer er bedre til å dempe uønskede frekvenser enn et komplett elektrisk system på samme størrelse. Det skyldes at mekaniske (akustiske) svingninger har en langt lavere hastighet enn de elektriske, og det fører til at bølgelengden blir meget kort. Det er da mulig å lage mekaniske filtre (resonatorer) som har små dimensjoner og opprettholde samme størrelsesorden på Q-verdien. Et mekanisk filter er vist på fig. 8.11. Det inneholder en elektro­ magnetisk omformer på inngangen. På utgangen er det også en tilsvarende omformer som sørger for at de mekaniske svingning­ ene blir omformet til elektriske igjen. På de mekaniske skivene er det tråder som kopler resonatorene til hverandre. Ekvivalentskjema for filtert er vist på fig. 8.12. Det viser at en skive som er i resonans svarer til en parallellavstemt krets L, C2, og at koplingstrådene mellom resonatorene svarer til serieinduktansen L2. Spoletapene er angitt som serieresistanser. Etter at inngangssignalet er omdannet til mekaniske svingnin­ ger, tilføres disse til den første seksjonen av koplingstråder, som vil svinge longitudinalt og forårsake torsjonssvingninger i den første skiva. Disse svingningene sendes videre til den siste skiva, som omdanner dem til elektriske svingninger igjen.

Fig. 8.11. Mekanisk filter. Collins.

Fig. 8.12. Mekanisk filter. Ekvivalentskjema.

83 Det mekaniske filteret har en meget høy Q-verdi. Det betyr at båndbredden kan gjøres så smal eller vid, og med så steile flanker som vi ønsker. Den magnetostriktive omformeren som omdanner elektriske svingninger til mekaniske, er basert på det prinsippet av visse ma­ terialer, f.eks. nikkel og ferritt, blir lengre eller kortere dersom de utsettes for et magnetisk felt.

8.5 Kontrollspørsmål 1. Hvilke filtertyper kan vi bruke i mellomfrekvensforsterkeren? Vurder fordeler og ulemper ved hver type.

84

9 Regulering av FMmottakeren 9.1 Reguleringsbehov I en FM-mottaker er det ofte behov for å regulere forsterkningen og stasjonsinnstillingen (AFC), og eventuelt kople ut lavfrekvenssignalet når mottakeren ikke er innstilt på en stasjon. Det siste gjør vi for å slippe den sjenerende støyen i høyttaleren. Regulering av forsterkningen i mottakeren skjer for det meste i inngangstrinnet. Vanligvis nytter fabrikantene nå integrerte kret­ ser i mellomfrekvenstrinnet. De har gjerne egne forsterkere som kan nyttes til å regulere forsterkningen i inngangstrinnet. Men på grunn av faren for ustabilitet i mellomfrekvensforsterkeren skjer tilbakekoplingen til inngangstrinnet ofte fra et transistortrinn for­ an den integrerte kretsen. Grunnen til at vi foretar en slik regulering, er faren for kryss- og intermodulasjon. På grunn av ulinearitet i overføringskarakteristikken kan dette oppstå i inngangstrinnet. Kryssmodulasjonen skyldes tredjegradsledd eller ledd av høyere grad i inngangssignalet. Intermodulasjonen får vi når to eller flere inngangssignaler blander seg og gir den frekvensen som mottakeren er innstilt på. En bipolar transistor har en tilnærmet eksponentiell overføringskarakteristikk. Dette fører til at en transistor vil gjengi en rekke uønskede harmoniske komponenter av det påtrykte signalet foruten signalet selv. Bipolare transistorer i inngangstrinn trenger derfor nedregulering. Men det er etter at felteffekttransistoren (FET) kom på markedet, at vi har fått utstrakt bruk av slik regule­ ring. En felteffekttransistor har som kjent en langt mer ideell overføringskarakteristikk. Overføringskarakteristikken for en FET er tilnærmet kvadratisk.

9.2 Regulering med felteffekt­ transistor Fig. 9.1 viser en komplett tuner. I tillegg har vi tatt med en del av mellomfrekvenstrinnet. Eksemplet er hentet fra Beocenter 4000, produsert av Bang & Olufsen. Inngangstransistoren TR4 står i felles styreelektrodekopling med avstemt drain. I tillegg er det satt inn en ekstra felteffekttran­ sistor i drain-greina til TR3. TR3 har til oppgave å arbeide som variabel drainlast for TR4. Både TR3 og TR4 er N-kanal felt­ effekttransistorer. Dette betyr at jo mer negativ styreelektroden til TR3 blir, jo mindre drainstrøm får vi i TRI. Utgangen av TRI er avstemt til mellomfrekvensen og tilføres neste kretskort, som inneholder mellomfrekvensforsterkeren. Første mellomfrekvenstransistor er TRI, og vi tar ut en del av signalet via kondensato­ ren C3. Diodene Dl og D2 likeretter og spenningsdobler signalet, og C5 sørger for kortslutning av eventuelle bærebølgerester.

85 Motstanden Ril og kondensatoren C12 sørger for en passende tidskonstant til det tilbakekoplede signalet. Jo sterkere det inn­ kommende signalet er, desto mer negativt blir det tilbakekoplede signalet. Dette betyr at TR3 i tuneren leder mindre, og forsterk­ ningen går ned. Det skyldes økt signalspenning over denne transis­ toren. Transistoren TRI i mellomfrekvenstrinnet har til oppgave, i tillegg til AFR-funksjonen, å sørge for riktig tilpasning av mellomfrekvensfiltrene.

9.3 AFC AFC (Automatic Frequency Control) betyr automatisk frekvenskontroll. Prinsippet er vist på fig. 9.2. Oscillatoren i mottakeren blir automatisk dratt inn på riktig frekvens, og det fører til at mellomfrekvensen alltid er 10,7 MHz. Dette vil skje dersom mottakeren er noe feilavstemt, eller om den er noe ustabil. Forholdsdetektoren eller kvadraturdetektoren som nyttes i AFC-er, leverer som kjent en likespenning som er proporsjonal med størrelsen av forskjellen mellom riktig frekvens og innstilt frekvens. Vi kan da med denne reguleringsspenningen styre en kapasitansdiode og dermed forandre oscillatorens frekvens avhengig

86 av graden av feilavstemming. Likespenningen som tas ut fra forholdsdetektoren, filtreres i et RC-nettverk. Tidskonstanten til fil­ teret er 10—100 ms. Dersom inngangstrinnet også avstemmes, koples reguleringsspenningen også til kapasitansdiodene som står over disse kretse­ ne. Ofte er både inngangs- og utgangskretsene til høyfrekvenstransistoren avstemt med slike kapasitansdioder. Avstemmingsspenningen tilføres da den ene siden av dioden, mens reguleringsspenningen tilføres den andre. Noen fabrikanter velger å nytte en ekstra kapasitansdiode til AFC-kontrollen, mens en annen diode sørger for selve avstemmingen.

Fig. 9.2. AFC-kontroll. Prinsipp.

Fig. 9.3 viser hvordan AFC-kontrollen er utført på Tandberg TRI000. Mellomfrekvensforsterkeren består en av integrert krets som vi har sett på før. Den inneholder en egen AFC-forsterker, og signalet fra den påtrykkes AFC-kretsen gjennom motstand R!. Spenningen forsterkes opp og fasevendes i transistoren. Trimmepotensiometeret ?! justeres slik at AFC-spenningen og referansespenningen blir like store ved riktig avstemming. Referansespenningen blir bestemt av R6 og R7. Diodene D] og D2 sørger for at AFC-spenningen blir begrenset. På denne måten blir også trekkområdet til AFC-kretsen begrenset. AFC-spenningen eller referansespenningen føres via venderen til spenningsdeleren R10 og Ru. R8 og C3 sørger for filtrering av spenningen før den når f.eks. tunerens oscillatorkrets. C2 skal hindre innkoplingsstøy når venderen slås av og på.

9.4 Støysperre (mutekontroll) FM-mottakere har en relativt høyere forsterkning enn AMmottakere. Dette skyldes at signalene begrenses eller klippes hardt i mottakeren for å undertrykke støy. Den høye forsterkningen vil gi et kraftig susnivå når mottakeren er innstilt mellom stasjonene.

87

Ved stasjonssøking vil susingen være meget sjenerende. For å unngå den er kostbare mottakere utstyrt med en slags støy sperre. Den kan som regel koples ut, da vi også ønsker å motta svake sta­ sjoner. Styrespenningen til støysperra virker inn på — —

amplituden til det svakeste signalet en ønsker å motta, støy som blir generert ved programskifte.

I de mottakere som nytter CA3089, blir styrespenningen for støysperra dannet ved at støypulser i det begrensede FM-signalet blir detektert. Styrespenningen blir proporsjonal med antall støy­ pulser pr. tidsenhet, og med amplituden av disse.

Fig. 9.3. AFC-kontrollkretsen. Tandberg TR1000.

Fig. 9.4 viser blokkskjemaet til støysperrekontrollenheten som nyttes i CA3089E. Kontrollenheten regulerer ned forsterkningen i lavfrekvensforsterkeren med ca. 60—70 dB. I praksis betyr det at signalveien praktisk talt blir brutt. Avkoplingskondensatoren på pinne 12 sørger for at mindre støypulser og variasjoner ikke påvir­ ker kontrollkretsen. Denne støysperra utføres på en rekke forskjellige måter. Hver fabrikant har sin egen løsning. De fleste bygger også inn en forsin­ kelse. Det betyr at signalet må være forholdsvis sterkt før det slip­ per gjennom mottakeren. Har signalet imidlertid først sluppet igjennom, må det bli nokså svakt før støysperra igjen trer i funk­ sjon. Ofte blir denne forsinkelsen eller hysteresen lagt på ca. 6 dB. Ofte forbindes også programvelgeren med støysperrekontrollen. Vi sørger da for at støypulsen som oppstår når vi trykker inn

88 en programtast, aktiverer støysperrekontrollen. Da vil den gene­ rerte støypulsen ikke nå fram til utgangsforsterkeren, og det smel­ let som vi normalt vil høre i høyttaleren, uteblir. De forskjellige fabrikantene nytter ulike utforminger av denne støysperra. Vi vil derfor ikke gå inn på noen av dem i detalj her.

Fig. 9.4. Støysperreenheten i CA3089E.

9.5 Kontrollspørsmål 1. Hvorfor må vi regulere forsterkningen i inngangstrinnet i FMmottakeren?

2. Hva menes med AFC? Gi et eksempel på hvordan den kan ut­ føres. 3. Hva oppnår vi med en støysperrekøntroll? Tegn et blokkskjema som viser hvordan kontrollen fungerer.

89

10

Indikatorer

10.1 Feltstyrkeindikatorer En feltstyrkeindikator er et hjelpemiddel for stasjonsinnstilling. Den gir et utslag som er proporsjonalt med feltstyrken av det mot­ tatte signalet. Det må være minst 6 dB i nivåforskjell for at øret skal registrere det. Et viktig begrep i denne forbindelse er dynamikkområde. Med det mener vi her forholdet mellom sterkeste og svakeste signal som feltstyrkeindikatoren kan registrere. Spenningen til en slik indikator får vi ved å måle signalspennin­ gen ett eller flere steder i mellomfrekvensdelen. Tar vi ut signalet langt bak i mellomfrekvensforsterkeren, kan svake signaler detek­ teres. Sterke signaler, derimot, blir raskt begrenset, og alle signa­ ler over en viss grense får like store utslag. Når signalet til felt­ styrkeindikatoren tas fra bare ett trinn, er det vanligvis ikke mulig å få noe bedre dynamikkområde enn 30—40 dB. Da vi likeretter signalet før det koples til indikatoren, vil utsla­ get være logaritmisk for den laveste delen på indikatorskalaen, og tilnærmet lineært på den høyeste delen. Fra kapitlet om FM-detektorer husker vi at fra en symmetrisk forholdsdetektor får vi, foruten LF- og AFC-signal, også en likespenning som er direkte proporsjonal med feltstyrken av det mot­ tatte signalet. Denne likespenningen kan koples til en indikator enten direkte eller via en transistor. Fig. 10.1 viser hvordan det er gjort i en reiseradio, type 90AL860 fra Philips. Dette apparatet benytter seg av en lysemitterende diode som indikator. Signalet forsterkes opp i TS8 og kop­ les så videre til neste trinn via koplingskondensatoren C58. Signa-

Fig. 10.1. Enkel feltstyrkemåler. Philips 90AL860.

90

let likerettes i Dl 1 og lader opp elektrolyttkondensatoren C59. Alt etter amplituden på signalet blir følgelig TS7 mer eller mindre le­ dende. D10 er en lysemitterende diode som står i serie med kollektorkretsen. Den vil lyse opp mer eller mindre, alt etter styrken på signalet. Dersom det nyttes integrerte kretser i mellomfrekvensforsterke­ ren, brukes de første begrenserforsterkerne som kilde til nivådetektoren. Informasjonen om størrelsen av nivået i de enkelte trinn summeres i en egen summasjonskrets. Se fig. 10.2. Dette eksemplet er også hentet fra Tandberg SS12. Dioden D20i er satt inn for å forsinke utslaget på instrumentet noe, slik at indikatoren står på «0» når vi ikke har noe signal inn på mottakeren.

Fig. 10.2. Feltstyrkemåler i MOTOROLA CA3089.

10.2 Avstemmingsindikator En avstemmingsindikator på FM er i virkeligheten en senterindikator. Feltstyrkeindikatoren vil ha et tilnærmet like stort utslag for alle frekvenser innenfor MF-båndbredden. Skal vi oppnå en optimal frekvensinnstilling av mottakeren med hensyn til klirr og kanalseparasjon ved stereomottaking, er vi derfor nødt til å nytte en slik hjelpefunksjon. AFC-spenningen fra detektortrinnet gir oss informasjon om hvor langt fra riktig frekvens mottakeren er innstilt, og på hvilken side av den. AFC-spenningen nyttes hos de fleste fabrikanter som kilde for et dreiespoleinstrument eller lamper, som viser hvordan mottakeren er innstilt i forhold til stasjonen.

91 Hvordan en slik avstemmingsindikatorkrets kan bygges opp, er vist på fig. 10.3. Dette eksemplet er fra Beomaster 4400. Kretsløpet består av en differensialforsterker med transistorene 3IC2 og 3IC3. Transistorene 5TR8 og 5TR9 utgjør en konstantstrømsgenerator. Den sørger for at summen av strømmene gjen­ nom transistorene er konstant. Når mottakeren er riktig innstilt, vil spenningsforskjellen mel­ lom inngangene A og B være lik null. Dette fører til at transistore­ ne 3IC2 og 3IC3 trekker like store strømmer. Følgelig vil begge lampene DIL3 og DIL4 lyse like kraftig opp. Når så mottakeren er avstemt skeivt i forhold til stasjonen, vil det oppstå en spenningsforskjell mellom inngangene A og B. De er koplet til utgangen på kvadraturdetektoren i mellomfrekvens­ forsterkeren. Spenningsforskjellen vil maksimalt være 1 volt for et frekvensavvik på 100 kHz. Antar vi at inngang A blir mer positiv enn inngang B, trekker 3IC2 mer strøm og 3IC3 tilsvarende mindre. Da vil lampen DIL3 lyse kraftig opp, mens DIL4 lyser svakere.

Fig. 10.3. Avstemmingsindikator. Beomaster 4400.

92 Vi ser at forspenningen til strømgeneratoren er tatt fra den «kalde» enden av lampene. Motstandene 5R17 og 5R18 er forbun­ det med basis til 5TR8. Når så glødetråden blir tynnere på grunn av elding, stiger spenningsfallet over lampene. Dersom kravet om konstant strøm opprettholdes, vil pærene bli ødelagt. Men når spenningsfallet over lampene øker, minker spenningen over 5R21, og følgelig avtar også basisspenningen til 5TR8. Da vil kollektorstrømmen i 5TR9 avta, og den totale omsatte effekt i lampene hol­ des konstant. Se kurven øverst på/zg. 10.3. I stedet for lampene som indikator kunne vi ha nyttet et instru­ ment med midtstilling koplet mellom kollektorkretsene til 3IC2 og 3IC3.

10.3 Kontrollspørsmål 1. Hvilke hjelpemidler har vi til å lette stasjonsinnstillingen, og hvilke begrensninger har disse hjelpemidlene? 2. Tegn et enkelt prinsippskjema for feltstyrkeindikator. 3. Gjør rede for virkemåten til avstemmingsindikatoren som er vist på fig. 10.3.

93

11

Støyfilter for FM-bilradio

Bruken av FM-båndet til mottaking i bilradioer har økt sterkt i de siste årene. Dette skyldes til dels den store utbyggingen av FMnettet her hjemme og i utlandet, og til dels de geografiske forhol­ dene hos oss, som svært ofte gir dårlig AM-mottaking i bil. De nye frekvensplanene har dessuten ført til at flere mellombølgesendere er blitt nedlagt, og det har gjort det enda mer nødvendig å bruke FM. I prinsippet er en overføring på FM langt mindre sårbar for støy enn en overføring på AM. Grunnen til dette er at på FM skjer mo­ dulasjonen ved at bærebølgefrekvensen blir endret i takt med lavfrekvenssignalet, mens amplituden blir holdt konstant. Dette gjør at støy som opptrer som hurtige forandringer av bærebølgeamplituden, er det relativt enkelt å begrense i mottakerne. Det finnes i dag en rekke komponenter som for eksempel kon­ densatorer, drosler eller kombinasjoner av slike komponenter som er beregnet på å tilkoples det elektriske anlegget i bilen for å redusere støy. Bilfabrikantene er i dag nødt til å utstyre bilene med en del slikt utstyr (primæravstøying), slik at tenningsanlegget ikke skal for­ styrre andre lyttere eller radiotjenester. Men dette er som oftest ikke nok til å få god mottaking inne i bilen. En må da til med ekstra avstøying. Hvordan en reint praktisk går fram for å få dette til, er tatt opp i Høyfrekvens Del 2 av Edmund Svanes. Fabrikantene av bilradioer har i den seinere tid gått enda lenger i bestrebelsene på å gjøre FM-mottaking til en kvalitetsmottaking. Det lages i dag en rekke forskjellige kretser som bygges inn i mot­ takerne. Disse kretsene reduserer den mottatte støyen ytterligere. Systemene går ut på å redusere den mottatte støyen, ikke fjerne noen av støykildene. En skulle tro at det ikke er nødvendig med slikt utstyr i en bilra­ dio da slikt utstyr sjelden er standardutstyr i dyre bordmottakere. Men vi må huske på at hjemme hos de fleste av oss brukes gunsti­ ge antenner, slik at det mottatte signalet er kraftig og inneholder lite støy. Fabrikantene har laget sine egne systemer som skal hindre at støypulser når fram til høyttaleren. Systemene har fått sine egne betegnelser etter hvilken fabrikant som har konstruert dem. Philips kaller sitt system ESU, mens Blaupunkt kaller sitt ASU (automatisk støyundertrykkingssystem). Prinsippet er stort sett det samme for alle systemene, og vi går derfor gjennom prinsippet generelt.

94

11.1 Virkemåte Automatisk støyundertrykking på FM er standard på svært man­ ge bilradioer i dag. Fordelene en oppnår ved det elektroniske støyundertrykkingssystemet er betydelige. Spesielt viktig er dette ved stereo-mottaking. En oppnår da en betydelig kvalitetsforbedring og reduserer støyen fra motoren i bilen. Men et slikt støyreduksjonssystem virker ikke bare på støyen fra bilmotoren. De undertrykker også støy fra alle slags støykilder i nærheten. Den automatiske støyundertrykkingen er i prinsippet en elekt­ ronisk bryter som bryter signalveien den tiden støypulsen varer. En kan enkelt si at støypulsen blir kuttet bort fra nyttesignalet (tale/musikk) slik at den ikke blir hørbar i høyttaleren. Dette syste­ met må ikke forveksles med en støysperre som kopler ut LFforsterkeren når vi stiller inn radioen eller når antennesignalene er svake.

11.2 Prinsipp Den elektroniske bryteren som skal bryte signalveien den tiden støypulsen varer, kan i prinsippet koples inn i et hvilket som helst trinn i apparatet. Se fig. 11.1. En kopler likevel ikke denne bryte­ ren inn i apparatets høyfrekvensdel, men i lavfrekvensdelen. Da unngår vi mange høyfrekvensproblemer. Fig. 11.1 viser hvor vi plasserer støyreduksjonssystemet, nemlig mellom høyfrekvensdelen og lavfrekvensdelen i bilradioen.

Nyttesignal støypulser

Fig. 11.1. Støyreduksjonssystem. Prinsipp.

uten

95 Vanligvis blir LF-signalet utkoplet med en felteffekttransistor. Selve utkoplingen er nokså komplisert. Bryteren må vite nøyaktig på hvilket tidspunkt den skal bryte signalveien. Vi må altså ha en styrekrets som skiller ut støypulsen fra nyttesignalet og som styrer utkoplingskretsen (FET-transistoren) til riktig tidspunkt. Støypulser har to egenskaper som gjør det mulig å skille dem fra nyttesignalet: De varer kort tid og de har et bredt frekvensspekter.

11.3 Utkopling av signalet De støysignaler som forekommer i praksis, er svært korte i for­ hold til de høyeste frekvensene i nyttesignalet. Se fig. 11.2. Utkoplingstidene kan derfor være så korte at forvrengningen ikke blir hørbar. Dette gjelder ikke bare ved enkeltpulser, men også ved vedvarende støypulser som kan resultere i mange utkoplinger in­ nenfor en enkelt svingning av nyttesignalet. En kondensator sør­ ger for å «huske» nivået på LF-signalet før utkoplingen, slik at vi får en slags «gjenfylling» av utkoplingsområdene. Vi har med and­ re ord en analog hukommelseskrets.

Fig. 11.2. LF-signal med og uten støypulser.

96

11.4 Støypulsens egenskaper For at vi skal kunne detektere støypulsene og sørge for en riktig styring av den elektroniske bryteren, er det viktig å ha klart for seg at støypulsene har et bredt frekvensspekter. Båndbredden til en enkelt puls er flere hundre kilohertz. Se fig. 11.3a. Fig. 11.3b viser sammenhengen mellom støypulsens brede spekter og nødvendig båndbredde ved stereo (LF). Vi ser her hvor vi kan legge inn et fil­ ter som kan velge ut støypulsene uavhengig av hva som skjer med nyttesignalet. Fig. 11.3c viser hvordan filteret kan legges i frekvens. I dette til­ fellet er filterfrekvensen lagt på 180 kHz.

Fig. 11.3a. Frekvensområde for en støypuls.

Fig. 11.3 b. Frekvensområde for en FM-sender (modulasjonssignalet).

Fig. 11.3c. Seleksjonskurve for støypulsdetektoren.

97

11.5 Blokkskjema Fig. 11.4 viser et blokkskjema for en bilradio med automatisk støyundertrykking. Blokkene 1 til 5 hører til signalveien. Blokk­ ene 2, 3 og 4 er en del av støyreduksjonssystemet, og kommer i til­ legg i de nye apparatene. Blokkene 6, 7, 8 og 9 sørger for detek­ sjon av støypulsene. Vi skal se på hver enkelt av de nye blokkene.

Fig. 11.4. Blokkskjema for en bilradio med automatisk støyundertrykking.

Pulsdetektor Ut fra FM-detektoren kommer et nyttesignal (lavfrekvenssignal) med overlagrede støypulser. Dette signalet føres fram til trinn 2, samtidig som signalet også tilføres trinn 6. Den selektive forster­ keren (trinn 6) filtrerer ut støypulsene fra nyttesignalet. På utgan­ gen av trinn 6 blir det bare støypulser. I trinn 7 blir disse støypul­ sene gjort om til firkantpulser (Schmitt-trigger), som igjen styrer den elektroniske bryteren Sl i trinn 3. Da separasjonen av støy og nyttesignal tar en viss tid, vil den elektroniske bryteren Sl bryte signalet for seint. Alle signaler som passerer et filter, blir forsinket. Dette betyr at støypulsen forlengst har passert den elektroniske bryteren Sl og nådd høyttaleren før støypulsdetektoren har reagert og brutt signalveien. Et slikt sys­ tem uten forsinkelse vil derfor ikke virke tilfredsstillende, og av den grunn legger vi inn et tidsforsinkelsesledd.

98

Tidsforsinkelsen En må altså på en eller annen måte foran den elektroniske bryte­ ren Sl sørge for å forsinke lavfrekvenssignalet så mye at støypul­ sen og utkoplingspulsen når fram til Sl samtidig. Enda bedre ville det ha vært om utkoplingspulsen nådde Sl like før støypulsen. Da kunne en være helt sikker på at den steile forflanken til støypulsen ikke slapp gjennom bryteren. Lavpassfilteret i trinn 2 sørger for dette. Tidsforsinkelsen er på ca. 3 mikrosekunder (det svarer til en grensefrekvens på ca. 120 kHz), slik at nyttesignalet fra en stereosender slipper gjennom lavpassfilteret uten ekstra forvrengning.

Glatting Fig. 11.5 viser virkningen av en glatting eller filtrering av det støybehandlede nyttesignalet. Dette er nødvendig da bryteren Sl lager «huller» i signalveien, og de kan høres i høyttaleren. Fig. 11.5a vi­ ser nyttesignalet overlagret med støypulser. Dette signalet ligger på inngangen av bryteren Sl på fig. 11.4. Pulsformeren på fig. 11.4 leverer utkoplingspulser som vist på fig. 11.5b. Fig. 11.5c viser utgangssignalet fra bryteren Sl, og vi ser her at støypulsene er fjernet fra nyttesignalet. Det har oppstått «huller» i signalet. Når nyttesignalene er svake, vil disse hullene forstyrre mer enn støypulsene ville gjøre. For å unngå utkoplingsstøy er det etter bryteren Sl på fig. 11.4 satt inn et glattetrinn som skal sørge for at nyttesignalet beholder den verdi det har like før utkoplingen. Det betyr at nyttespenningen i utkoplingsøyeblikket ikke blir null, men holder seg uforand­ ret på den øyeblikksverdien den hadde da utkoplingen startet. Fig. 11.5d viser virkningen av denne «glattingen». Vi ser her at signalet på tross av flere utkoplinger har så å si sitt opprinnelige forløp. Den lille forvrengningen er minimal i forhold til virknin­ gen av støypulsene.

Belastningsbryter I enkelte tilfeller kan slike støypulser komme så tett at det resulte­ rer i en kontinuerlig utkopling av nyttesignalet. Dette vil også føre til kraftig forvrengning. Den hindrer vi med det vi kaller en belast­ ningsbryter. Belastningsbryteren sørger for at når middelverdien av pulsene overskrider en bestemt verdi, koples utkoplingspulsene bort. Det­ te resulterer i at lytteren får nyttesignalet med støy ut i høyttale­ ren. I mer avanserte mottakere brukes regulerbare forsterkere, slik at det da bare er de sterkeste pulsene som påvirker brytern Sl på/zg. 11.4.

99

Fig. 11.5. Virkningen av «glattetrinnet».

11.6 Praktisk kopling med IC Inntil ganske nylig ble slike støyreduksjonssystemer laget med diskrete komponenter (ingen IC). Men i dag brukes stort sett bare IC-er til dette formålet. Vi skal se på en Philips bilradio, type 22AN874, der det også er en IC i støyreduksjonssystemet. Fig. 11.6 viser hvordan kretsen er koplet i apparatet med de ut­ vendige komponentene. Inngangssignalet påtrykkes direkte fra FM-detektoren (pinne 1), og lavfrekvenssignalet føres fra pinne 6 (merket A) til stereodekoderen og lavfrekvensforsterkeren. Fig. 11.7 viser hvordan LF-signalet behandles i IC-en. LFsignalet passerer først et båndpassfilter og går til pinne 1. Båndpassfilteret har tilstrekkelig høy grensefrekvens, slik at stereoinformasjonen slipper udempet igjennom. LF-signalet tas ut over pinne 2 og får den nødvendige tidsforsinkelsen på 2 til 3 mikrosekunder før det igjen blir forsterket opp i en ny LF-forsterker. Vi kan kontrollere utgangen av denne forsterkeren på pinne 4 før sig­ nalet føres til felteffekttransistoren. Den er tegnet som en bryter på skjemaet. FET-transistoren stenger signalveien for LF-signalet når styreelektroden får en styrepuls.

100

Fig. 11.6. Støyreduksjonskrets. Philips 22AN874.

Fig. 11.7. Støyreduksjonskrets. Blokkskjema av Philips TDA 1001.

101 Det er tidligere påpekt at denne styrepulsen må nå bryteren litt før eller samtidig med LF-signalet. Da støypulsene er høyfrekvente, kan de føres separat fram til styrekretsene. Dette gjøres ved hjelp av et høypassfilter mellom pinnene 15 og 14. Støysignalet blir her forsinket en del, og derfor har vi også lagt en forsinkelse inn i signalveien. Pulssignalet tilføres så en pulsforsterker merket I. På inngan­ gen står et differensierende nettverk slik at vi kan anta at signalet inn på pulsforsterkeren utelukkende er støypulser. Signalene føres så via en likeretter til en Schmitt-trigger (pulsformer) som igjen styrer bryteren i signalveien. Bredden av styrepulsene bestemmes av R171, R172 og C162, som er koplet til pinne 11. Se fig. 11.6. Når pulsen stenger bryteren, forsvinner LF-signalet. Dette må vi unngå, og det gjør vi med kondensatoren C178. Kondensatoren opptrer her som en hukommelse. Signalet som så blir forsterket opp i forsterkeren merket II, har en viss forvrengning eller utfla­ ting (tiden tx til Z2) så lenge LF-signalet er utkoplet. Se fig. 11.5c og fig. 11.7. Utladingstiden for C166 bestemmes av R178. Ved stereomottaking kan en gjentatt utkopling av LF-signalet føre til en dårlig synkronisering av pilottonen, og kanalseparasjonen blir dårlig. Fig. 11.8 viser pilottonen (heltrukket) slik vi ønsker den, og vi kan kontrollere den på pinne 5. Der­ som LF-signalet forsvinner på grunn av en støypuls, mister også stereodetektoren pilottonen. Dette unngår vi ved hjelp av en «medsvinger» som er et aktivt RC-filter. Selve tilbakekoplingsnettverket til dette filteret er koplet mellom pinnene 7 og 8. Selve «medsvingeren» tilkoples pinne 5. Denne «svinghjulseffekten» utnytter vi i de øyeblikkene signa­ let er koplet ut. Vi får da en dempet pilottonesvingning som er til­ strekkelig til å opprettholde riktig fase i stereodekoderen.

102 Dersom det oppstår feil i det aktive filteret eller dersom det er feil innstilt, kan det føre til at pilottonen går som på fig. 11.8 (stiplet). Vi ser at vi får en faseforskyvning og en forandring i amp­ lituden. Dette vil også føre til dårlig kanalseparasjon, av og til også en sjenerende hyling i apparatet. Hvis mottakeren blir utsatt for for mye støy, blir signalet svært forvrengt eller mottakeren blir stum. I apparatet på fig. 7/. 7 blir forsterkningen nedregulert i pulsforsterkeren merket I. Da vil ba­ re pulser med ekstra stor amplitude få så høyt nivå at de klarer å påvirke bryteren. Selve nedreguleringen skjer (ved ca. 50 ff/o støy) ved at signalet fra forsterker I blir forsterket ytterligere opp i III og IV. Resultan­ ten av utgangsspenningen fra IV og utgangsspenningen fra Schmitt-triggeren (pinne 10) blir likerettet og glattet ut. Dette sig­ nalet (likespenning) regulerer forsterkningen i I slik at bare støy­ pulser med tilstrekkelig stor amplitude klarer å åpne bryteren. Støypulser med små amplituder blir derfor ikke undertrykt. Vi må bemerke i denne sammenheng at et slikt støyreduksjonssystem ikke erstatter nødvendig avstøying av en bil, men det er et svært godt supplement. Dersom vi unnlater å avstøye en bil til­ strekkelig, fører det til at vi når grensen på 50 % for raskt. Resul­ tatet blir da dårlig mottaking.

11.7 Kontrollspørsmål 1. Hvilket prinsipp er et elektronisk støyreduksjonssystem basert på? 2. Hvor i bilradioen er et slikt støyreduksjonssystem plassert? Hva er grunnen til en slik plassering?

3. De fleste støyreduksjonssystemer inneholder vanligvis et tidsforsinkelsesledd. Hvorfor? 4. Hva er årsaken til at pilottonen ikke bør bortkoples? Hvordan gjør vi det i praksis? 5. Gjør greie for hvorfor et elektronisk støyreduksjonssystem ikke erstatter vanlig støydemping i bilradioer.