Electronica de Putere Curs [PDF]

Zitiervorschau

Electronica de Putere

Electronică de putere

1

Electronica de Putere

Curs 1 I.

Stabilizatorul de tensiune

I.1. Parametrii şi clasificarea stabilizatoarelor de tensiune

Stabilizatorul de tensiune reprezintă o instalaţie electrică ce asigură la bornele unui consumator o tensiune constantă în condiţiile în care se modifică în anumite limite fie tensiunea de la reţea fie impedanţa consumatorului. Stabilizatoarele pot fi: a) de tensiune continuă b) de tensiune alternativă a) – stabilizatoare parametrice – folosesc dispozitive electronice pe care tensiunea rămâne constantă într-o plajă de variaţie a curentului de sarcină - stabilizatoare electronice – în componenţa lor intră un circuit de reglare cu rol de a sesiza variaţiile tensiunii la bornele consumatorului şi de a corecta valoarea acestei tensiuni când se modifică tensiunea de intrare sau valoarea tensiunii. b) – feromagnetice – folosesc proprietatea de saturare a unui circuit magnetic în vederea modificării sau menţinerii constante a tensiunii alternative - cu tiristoare – se bazează pe posibilitatea aducerii în conducţie a tiristoarelor la diferite momente de timp în vederea modificării valorii efective a tensiunii reţelei. Stabilizatoarele de tensiune continuă după principiile de funcţionare pot fi: a) stabilizatoare liniare – la care elementul de reglare lucrează pe porţiunea liniară a caracteristicii curent-tensiune; b) stabilizatoare în comutaţie – elementul de reglare lucrează în regim blocat – saturat. La aceste stabilizatoare pierderile de putere sunt mai mici însă au dejavantajul paraziţilor introduşi în reţea. Performanţele uni stabilizator se apreciază prin următorii parametrii: 1.- Factorul de stabilizare în raport cu tensiunea: ΔUi Ui 2

Electronica de Putere Fu =

ΔUs Us Rs= ct 2.- Factorul de stabilizare în raport cu Rs: ΔRs Rs FR = ΔUs Us Ui= ct 3.- Coeficientul de stabilizare ΔUI So = ΔUs Is = ct 4.- Rezistenţa de ieşire ΔUs Ro = ΔIs Ui = ct Din punct de vedere al structurii se disting două tipuri de stabilizatoare: a) cu element de reglare paralele b) cu element de reglare serie +

I

R

IER Ui

ER

+

IS US RS

Ui

1

2

3

IS

RS

US

-

-

a) presupunând cu Ui creşte rezultă creşterea de curent absorbit iar elementul de reglare trebuie să prezinte o rezistenţă dinamică cât mai mică pentru ca creşterea de curent să fie preluată integral de ER. Dacă U I rămâne constant se modifică RS, trebuie ca tensiunea US să fie menţinută constant. Acest lucru este posibil dacă se modifică starea de conductibilitate a elementului de reglare astfel ca pentru domeniul de variaţie a lui IER tensiunea la borne să fie constantă. b) Dacă RS= ct şi se modifică tensiunea de intrare trebuie să se modifice rezistenţa între 1 şi 2 astfel încât aceste salturi de tensiune să fie preluate de ER între punctele 1 şi 2.

3

Electronica de Putere Dacă UI= ct şi se modifică RS, în primul moment se modifică tensiunea între punctele 2 şi 3, tensiunea ce influenţează ER în sensul că preia variaţia tensiunii de ieşire. Exemplu: Stabilizatorul parametric ΔUZ I UZmax UZmin R

I

IZ

DZ

UI

A

IS

IZmin IZ

R S US

IZmax

Se pune problema determinării factorului de stabilizare UI = I R + US = I R + Uz = (IZ + IS) R + UZ = (IZ + UZ/RS)R + UZ So = ΔUi/ΔUS = ΔUi/ΔUZ = 1 + r(1/rZ + 1/RS) Deoarece RS ››RZ rezultă So ≈ 1 + R/rZ ‹ 10 1.2.- Stabilizatoare de tensiune continuă cu buclă de reacţie Din punct de vedere al schemei bloc se împart în 2 categorii: a) – cu element de reglare paralel b) – cu element de reglare serie 4 Rs 4

3

2 1

Rs

Ui

3

2

US

(a)

US

1

(b)

1 – element de referinţă – trebuie să asigure o tensiune ct. în toată gama de tensiuni. 2 – detectorul de eroare – are rolul de a compara tensiunea dată de elementul de referinţă cu cea de la ieşire. 3 – amplificatorul de eroare – amplifică semnalul de eroare şi modifică starea de conducţie a elementului de reglare.

4

Electronica de Putere 4 – element de reglare. 1.2.1.- Stabilizatoare de tensiune continuă cu reacţie şi fără amplif. De eroare Rr T Rr-rezist.redresorului UBE IZ DZ-elem.de referinţă RB IB T-elem.de reglare C1 RS Joncţ.BE-detectorul IB IZ C2 de eroare. Ui US +

Performanţele stabilizatorului se calculează în două situaţii: a) Se modifică curentul prin sarcină ∆US = ∆Uz’ + ∆Uz” + ∆UBE - ∆Uz’ – variaţia tensiunii Zenner datorată modificării curentului de bază funcţie de curentul de sarcină ∆Uz’ = rz ∆IB = rz ∆IS/h2IE - ∆Uz” – modificarea tensiunii Zenner datorită modificării de tensiune de pe C1 odată cu modificarea curentului de sarcină ∆Uz” = rz ∆IB = rz Rr ∆IS/RB + rz - ∆UBE = ∆IS/g2IE ==> R0 = ∆US /∆IS = rz/h2IE + rZ Rr/(RB + rZ) + 1/g2IE b) Se modifică tensiunea de la ientrare. Dacă această tensiune se modifică în limitele în care nu se depăşeşte UCE0 al tranzistorului atunci variaţia tensiunii la ieşire pot fi aproximate cu variaţii ale tensiunii Zenner. În aceste condiţii tensiunea Zener este modificată numai de curentul dat de rezistenţa de polarizare RB. ∆US ≈ ∆UZ = rZ ∆IRB = rZ ∆Ui/rZ+RB S0 = ∆Ui/∆US = 1 + RB/rZ S0 < 12 – 15 1.2.2.- Element de reglare rerie cu tranzistoare în cascadă R1 + U1

T2

T1

5

IZ

U2

Electronica de Putere E ≈ 2,5V

Cazuri: U2 = 0; I2 = I2max a) Ambele tranzistoare lucrează în regiunea activă iar U CE1 = E – UBE ≈ 2V ==> Pe tranzistorul T1 se disipă o putere mică Dacă alegem R1 astfel încât R1 = U1/I2max, practic pe cele două tranzistoare se disipă puteri foarte mici (nu sunt solicitate) I2 = I2max; U2 – variabilă b) Tranzistorul T1 va avea acelaşi regim termic ca şi în cazul (a) în schimb tensiunea pe T2 va fi U = U1 – U2 P2 = (I2 – U/R1) U δP2/δU = 0 ==> I2 – 2U/R1 = 0 ==> I2max = 2U/R1 ==> U = I2mx R1/2 = U1/2 P2max = (I2max – I2max R1/2R1) U1/2 = U1 I2max/4 ==> Puterea maximă este de 25% din puterea pe care o dă redresorul U2 = 0; I2 variabilă (descreşte de la I2max la 0) c) În această situaţie, dacă curentul prin T2 scade mult se poate bloca ţşi întregul curent se stabileşte prin T1 şi R1. T1 este cel solicitat, puterea pe el fiind P1 = (U1 – I2max R1)I2 δP1/δI2 = 0 ==> U1 = 2 I2 R1 = 0 ==>I2 = U1/2R1 şi în mod similar ca la (b) se obţine că puterea disipată pe T1 maximă este tot 25% din puterea debitată de redresor. Soluţia concretă de realizare: R1 U1

T2

R2

D1

T1

A

U1.

D.stabiliz.

U2 T3 comandă ambele tranzistoare T1 şi T2. Se alege U.1< U1 a.î. se evită pericolul străpungerii tranz.T3

T3

Dacă T2 se poate bloca, UBE2 poate depăşi 5 V. Pentru evitarea străpungerii lui T2 s-a utilizat D1.

CURS 2 1.3.- Stabilizatoare de tensiune cu reacţie + Ui

T1

T1-elem.de reglare serie

6

Electronica de Putere

R1

R2

R3 Rs

T2

KUS

T2-amplif.de eroare Us DZ-elem.de referinţă R2,R3,R4,DZ, detectorul de eroare

R4

Funcţionare: UI = UT1 + US

Fie un salt pozitiv al lui U i. Acest salt se regăseşte în primul moment la ieşire şi se modifică potenţialul bazei lui T 2. Deoarece emitorul lui T 2 este la un potenţial fix, semnalul de eroare rezultat ca diferenţă între tensiunea dată de divizorul R 3, R4 şi tensiunea Zenner va aduce în conducţie mai mul tranzistorul T 2 ca urmare scade curentul de bază a lui T1 şi creşte tensiunea sa U CE. Rezultă că saltul de tensiune de la intrare se regăseşte pe elementul de reglare serie, tensiunea pe sarcină rămânând constantă. În mod asemănător se petrec lucrurile dacă se modifică rezistenţa de sarcină R S şi rămâne UI constantă. Dacă stabilizatorul lucrează la curenţi de sarcină mari, T 1 are nevoie de un curent de bază mare deci rezistenţa R 1 să fie de valoare mică însă nu poate fi făcută foarte mică fiind rezistenţă de sarcină pentru AE. Cum amplificarea de tensiune cu a acestuia este direct proporţională cu rezistenţa de sarcină înseamnă că în acest caz nu putem obţine amplificări mari. Acest dezavantaj se poate înlătura dacă se utilizează un generator de curent constant.

+Ui

T1

Dz1

R5

T3 R1

R2

R3

RS

T2 DZ

US

R4

Generatorul de c.c. are rezistenţă de ieşire mare (==> amplificare mare) şi are de asemenea rol de protecţie la scurtcircui la ieşire.

7

Electronica de Putere 1.4.- Stabilizator de tensiune continuă cu tensiune de ieşire reglabilă de la zero. Schema bloc I S.A.-sursă auxiliară A.- amplif.de eroare ~ S.A. Uaux T – elem.de reglare serie R1 Amplificatorul de eroare are + T la intrare o tensiune care rezultă ca diferenţă între tensiunea pe sarcină şi cea UN de pe potenţialul R2. A N RS US Ui R2 -

El trebuie să modifice starea elementului de reglare astfel încât conectând tensiunea de la ieşire, tensiunea UN să fie foarte mică. În aceste condiţii curentul furnizat de sursa auxiliară este practic constant. Pentru a arăta cum se obţine tensiunea reglabilă de la zero rearanjăm elementele în configuraţia: R2

+

R1

I

N

Ui +

C

T Uaux -

I = (Uaux – UN )/R1 = (UN + Us )/R2 ==> Uaux R2 = UN R2 + Un R1 + AU UN R1 = UN R2 + (1 + AU) R1 UN = Uaux R2/ R2+ (1 + AU) R1 Dacă AU este foarte mare rezultă că UN este foarte mic ≈ 0. US = Uaux R2/R1 ==> prin modificarea lui R2 se obţine US variabil.

8

RS US

Electronica de Putere Exemplu de configuraţie de stabilizator cu tensiune reglabilă de la 0

R4

T4

R5 C1 Ui

R3 T2

T3

I

R2

Uaux

R7 DZ

R6

T1

R1

C

US

T2, T3 - AE T4 – elem de reglare T1 R1 R2 DZ – generator de c.c.

US = I R6 + UBE3 – UBE2 , dacă T3, T2 identice => UBE3 = UBE2 US = I R6 Funcţionare: Presupunând un salt pozitiv de tensiune la intrare, acesta se

regăseşte în primul moment la ieşire producând modificarea potenţialului în baza lui T3. Creşterea potenţialului bazei atrage creşterea curentului de colector. Cum suma curenţilor de colector a lui T 2 şi T3 e constantă, prin creşterea lui I C3 se obţine scăderea lui IC2 deci scade căderea de tensiune UBE4. T4 merge spre blocare => creşte UCE4 deoarece scade IC4

Ui = UT4 + US 1.5.- Circuite de protecţie pentru stabilizatoarele de tensiune continuă

Stabilizatoarele de tensiune se protejează pentru două regimuri de avarie: (a) la scurtcircuit (b) la supratensiune

1.5.1.- Circuite de protecţie la supracurent

La stabilizatoarele de tensiune cu element de reglare serie trebuie prevăzute circuite de protecţie la scurtcircuit pentru că acest curent parcurge în totalitate tranzistorul de putere al elementului de reglare. Protecţia cu siguranţe fuzibile rapide sau ultrarapide nu este posibilă în exclusivitate deoarece timpul de rupere al acestora e mult mai mare decât timpul în care se atinge puterea maximă în elementul de reglare serie. Se impune astfel folosirea unor circuite de protecţie de tip electronic sau în unele cazuri de tip mixt. Un exemplu de circuit de protecţie mixt este: F

9

Electronica de Putere

+

R1

R R0

S.

IS RS

-

T

10 IS < ISmax – R1 trebuie aleasă astfel încât T să fie adus la saturaţie. În aceste condiţii căderea de tensiune pe traductorul de curent R 0 împreună cu UCE trebuie să fie suficientă pentru a deschide lanţul de diode legate în serie. Deoarece T e la saturaţie puterea disipată pe el a mică şi nu necesită radiator. 20 IS > ISmax rezultă creşterea căderii de tensiune pe R 0, se deschid diodele aflate în serie. O parte din curentul furnizat de R S e preluat de diode şi întrucât de la o anumită valoare a acestuia tensiunea pe diode e practic ct. rezultă că ansamblul poate fi echivalat cu un generator de c.c. Se alege R 0 astfel încât curentul ce se stabileşte să fie cuprins între (110-120)% I Smax, curent la care F se arde întrerupându-se alimentarea. Circuit de protecţie cu întreruperea curentului de sarcină

+

K1 T1

R1

R2 U1

-

-

R3

R0

IB1

IS

T2

IC2 D

RS K2

În stare normală de funcţionare T1 este saturat prin alegerea corespunzătoare a lui r2. Căderea de tensiune pe T1 şi traductorul de curent R0 este insuficientă pentru deschiderea diodei D şi a joncţiunii BE a lui T 2. În această situaţie T2 fiind blocat rezultă Is ≈ U1/(R1 + R0 + RS) = U1/(R1 + RS). Dacă IS > ISmax => creşte căderea de tensiune pe R 0 şi la o anumită valoare se îndeplineşte condiţia ca dioda şi T2 sî intre în conducţie. O parte din curentul prin R2 este preluat de T2, reducând IB1. T1 iese din saturaţie, intră în zona activă, creşte tensiunea UCET1 care va furniza conducţia mai puternică a lui T2. Printr-un proces de avalanşă se ajunge ca T2 să fie saturat şi T1 blocat. În această situaţie I´S = U1/(R2 + RS), Rs → 0 => I´S = U1/R2.

10

Electronica de Putere Dacă R2 = n x KΩ => I´S = n x 10mA neglijabil faţă de cel din ERS.

1.5.2. Circuite de protecţie la supratensiune – se construiesc: a) cu relee b) cu tiristoare.

a) Circuite de protecţie cu relee: 10 +E RP

R

+

R P

-

U1

T

D2

S.

În situaţie normală, P este reglat astfel încât U 1 să nu poată deschide Dz şi T. Dacă apare o supratensiune la redresor se deschide D, T trece în stare saturată, alimentează bobina şi se desface contactul. 20 +E Rp

+

R

P

R1

T

R2

DZ

S

30Circuit de protecţie cu Trigger Schmidt E

RE

T2 R

P

T1

S.

11

Electronica de Putere

În stare normală T1 blocat, T2 saturat b) Circuit de protecţie cu tiristoare. A

DZ

R1 R1

Red

Th

RS

R2

B În mod normal R1 şi R2 se aleg a.î. pentru tensiunea între A şi B DZ să nu se deschidă. La depăşirea limitei impuse Dz se deschide prin R2, apare un impuls de tensiune care se aplică între grila şi catodul T h, dar apoi trebuie stins folosind redresorul. Impulsul de deschidere al tiristorului trebuie să fie de 5V şi să aibă o anumită durată.

Curs III 1.6.- Surse de tensiune continuă în comutaţie Aceste surse au randamente foarte bune, obţin o putere mare furnizată pentru un volum foarte mic. Clasificare: a) surse în comutaţie fără inversarea polarităţii tensiunii de ieşire b) surse în comutaţie cu inversarea polarităţii tensiunii de ieşire c) surse în contratimp. 1.6.1. Stabilizatoare de tensiune continuă fără inversarea polarităţii tensiunii de ieşire. Se execută în două variante: a) fără transformator de izolare între intrare şi ieşire b) cu transformator de izolare între intrare şi ieşire. a) Schema de principiu L 12

Electronica de Putere

+

T

I

iT UL

C.C.

D

II

C

RS

Ui

US

-

↕↕

T

+

i1

L

RL

IS i2 C

Ui

RS

Rc

-

Funcţionare: pe durata în care tranzistorul este în conducţie curentul se închide prin bucla I prin tranzistor, bobina L şi circuitul de sarcină RS + C. Pe durata în care tranzistorul este blocat curentul este menţinut datorită bobinei, el închizându-se prin bobina L, circuitul de sarcină şi dioda D. Formele de undă ce descriu funcţionarea sunt

UL

13

Electronica de Putere

Ui-US

t

US

i1 Δi

IS

i2

IS- Δi/2 t

Q Δi2

t1/2

t

t2/2

UC

ΔUC

US t

URC

ΔURC= ΔI2 RC

Tensiunea pe sarcină poate fi de valoare medie variabilă dacă circuitul de comandă modifică fie frecvenţa semnalului de comandă păstrând factorul de umplere constant fie menţinând frecvenţa constantă şi modificând durata de conducţie t1, sau de blocare t2 când tranzistorul este blocat. În intervalul de

14

Electronica de Putere timp t1 tensiunea de la intrare se aplică filtrul LC determinând creşterea lui i1 absorbit de bobină. Când tranzistorul e blocat curentul i 1(de sarcină) scade iar amplitudinea Δi1 a acestor pulsaţii este determinată de valoarea inductivităţii de filtrare (în principal). Dacă se consideră intrarea în conducţie respectiv blocarea tranzistorului în intervale de timp mult mai mici decât t 1 şi t2, valoarea medie US a tensiunii pe sarcină este: US = Ui t1/T Circuitul de comandă al tranzistorului trebuie astfel proiectat încât să conţină un subansamblu care să urmărească modul de variaţie al tensiunii de ieşire şi să intervină asupra factorului de umplere α = t1/T astfel încât US să fie ct. Amplitudinea curentului prin tranzistor când acesta conduce este Δi1 = (Ui-US)/L • t1 iar la blocare Δi1 = US/L • t2 Dacă frecvenţa de comandă este constantă, la un curent de sarcină impus duratele de conducţie (de blocare) diferă faţă de situaţia ideală deci valoarea medie a tensiunii va fi diferită faţă de cazul ideal. Randamentul unei astfel de surse este: η = PS/Pi = US ∙ IS/( US ∙ IS +PT + Ps + pT + ps + pc +pL) unde: 1.- PT = UCEsat ∙ IS ∙ t1/T = = UCEsat ∙ IS ∙ US/UI 2.- PS – pierderile pe dioda aflată în conducţie Ps = Us ∙ IS ∙ t2/T Ps = Us∙ Is∙ (1 - Us/Ui) T2 = T – t1 = T – T∙ Us/Ui = t∙ (1 - Us/Ui) 3.-pT – pierderile de putere pe tranzistor la comutaţie. Dacă se consideră o lege de variaţie liniară a curentului în intervalul corespunzător, t r şi tc, aceste pierderi se exprimă: pT = |( Ui∙ Is)/2 ∙ tr + ( Ui∙ Is)/2 ∙ tc) ∙ 1/T 4.- pD – pierderile de putere pe dioda recuperatoare la comutaţie. Determinarea exactă a acestor pierderi este dificilă dacă timpul de revenire al diodei nu este cu mult mai mic decât timpul de cădere al curentului prin tranzistor pentru că dioda poate produce în această situaţie scurtcircuit pe sursa de alimentare. Este necesar să se aleagă o diodă cu timp de revenire care să nu depăşească jumătate din timpul de revenire al tranzistorului. 5.- pL – pierderile de putere pe rezistenţa proprie a bobinei: pL = I2S . RL 6.- pc – pierderi de putere prin circuitul de comandă al tranzistorului de intrare. pc = = Ui ∙ Ib ∙ t1/T = Ui ∙ Ib ∙ Us/Ui De obicei randamentul unor astfel de surse depăşeşte 90%. b) Stabilizator de tensiune în comutaţie fără schimbarea polarităţii tensiunii de ieşire cu transformator de izolare. În configuraţie cea mai simplă o astfel de sursă arată astfel: L

15

Electronica de Putere D2

+

* 1

3

*

LS

2

D3

+ RS -

C

*

i1 Ui

D1

U1

Funcţionare: Când tranzistorul este în conducţie, curentul în primar creşte, în el înmagazinându-se întreaga energie a sursei dacă se neglijează puterea la saturaţie. Alegând acelaşi sens de înfăşurare pentru înfăşurările 1 şi 2, tensiunea indusă în înfăşurarea 2 va polariza direct dioda D2 şi inductanţa de filtraj va înmagazina această energie. În acest interval de timp dioda D3 este blocată. Când tranzistorul se va bloca, tensiunile induse în înfăşurări schimbă polarităţile şi dioda D3 se deschide, permiţând menţinerea circulaţiei de curent prin sarcină. Înfăşurarea 3 împreună cu dioda D1, are rolul de a demagnetiza transformatorul când tranzistorul este blocat (intervalul t 2). În acest interval de timp dioda D1 este deschisă. 1.6.2.- Stabilizatoare de tensiune în comutaţie cu inversarea polarităţii tensiunii de ieşire. La fel ca şi în situaţia precedentă există două variante constructive: a) fără transformator de izolare, b) cu transformator de izolare. Schema de principiu a stabilizatorului fără transformator de izolare este: iT

T

iD IL

Ui

RC

Circ.de c-dă

C

16

+

RS

US

Electronica de Putere Sursa poate lucra în regim de curent întrerupt sau neîntrerupt adică când tranzistorul este adus în conducţie curentul se modifică după o lege liniară până la valoarea IV după care, la blocarea tranzistorului acest curent scade de la valoarea maximă IV spre 0. Dacă intervalul de blocare este suficient de mare, acest curent ajunge să se anuleze, iar dacă este insuficient curentul nu se anulează. iT IV t1

t2

t3

t

iD IV t

iL

IV t (a)

iT

t1

t2

t

iD

17

Electronica de Putere

IS

t

iL ΔIL

t

(b)

IV = Ui/L ∙ t1 W = ½ L I2L Când tranzistorul este blocat, energia înmagazinată de bobină este cedată circuitului de sarcină iar curentul prin diodă va fi: IV = US/L ∙ t2 => Ui/L ∙ t1 = US/L ∙ t2 => US = Ui ∙ t1/t2 Regimul de curent întrerupt sau neîntrerupt este determinat de valorile inductivităţii şi a capacităţii de filtraj. Pentru a obţine regim de curent neîntrerupt se măreşte valoarea inductanţei L. Aceasta determină pulsaţii de curent mai mici dar greutatea sursei creşte. Dacă amplitudinea pulsaţiilor nu este deranjată se poate utiliza o bobină de inductanţă mică dar capacitate de filtraj de valoare mare.

Curs IV

1.6.3.- Stabilizatoare de comutaţie în contratimp T1

•

Ui

-

D1

+

•

L

•

C

•

18

RS

Electronica de Putere

D2

T2

Un stabilizator în contratimp poate fi echivalat cu 2 stabilizatoare fără inversarea polarităţii tensiunii la ieşire care lucrează pe aceeaşi sarcină. Deoarece tranzistoarele sunt aduse în conducţie alternativ, rezultă că la o anumită putere cerută la ieşire valoarea medie a curentului printr-un tranzistor este jumătate faţă de cazul unei singure surse deci şi solicitările termice sunt mai reduse => US = 2 ∙ Ui/n ∙ α unde α = t1/T. Valoarea maximă a tensiunii la ieşire este determinată de valoarea maximă a lui α . Teoretic αmax = 0,5 dar nu se poate utiliza această valoare deoarece datorită nesimetriei celor două tranzistoare există şansa ca cele două tranzistoare să rămână în conducţie simultan. De obicei α < 0,4 => USmax = 0,8 ∙ Ui/n Dezavantaje: - dacă transformatorul prezintă inductanţe parazite (de scăpări) mari tensiunea UCE poate depăşi dublul tensiunii de alimentare. - Saturarea miezului transformatorului – sursele de comutaţie se realizează în prezent pe miezuri de ferită datorită pierderilor de putere în miez mult mai mici decât la un miez de tole de oţel, mai ales când frecvenţa de lucru depăşeşte 20KHz. Feritele sunt susceptibile de saturări foarte rapide datorită densităţii de flux de valoare mică. Din acest motiv, orice polarizare a miezului în curent continuu duce la saturaţia acestuia. De aceea dacă cele două tranzistoare prezintă caracteristici diferite la intrarea (ieşirea) din conducţie pot rezulta intervale de conducţie diferite pe cele două tranzistoare prin apariţia unei componente continue a curentului prin tranzistoare. Creşterile de curent datorită saturării miezului pot determina un proces de ambalare termică a tranzistorului de putere şi distrugerea acestuia. Aceste dezavantaje pot fi înlăturate dacă se recurge la următoarele soluţii: a) crearea unui anumit întrefier în circuitul magnetic care determină mărirea inductanţei de scăpări şi duce la creşterea lui UCE. b) Folosirea unor circuite suplimentare pentru simetrizarea celor două secţiuni ale transformatorului. Se pot obţine performanţe superioare dacă se utilizează variante de montaj în “semipunte” şi “punte”. 10 Semipunte D7  19

L

Electronica de Putere

D1

D2

R1

C1

D5 T1

˜ ~ 220V

D3

UC1

D4

R2

C2

T2

Ui

-

C

C3

RS

D6 D8

poate fi legat direct la reţeaua de 220V fără transformator de separare, se oferă posibilitatea egalizării intervalelor de conducţie a celor două tranzistoare chiar dacă caracteristicile celor două tranzistoare diferă. La comanda lui T1 capătul de sus al primarului este conectat la plusul sursei de alimentare. Dacă tensiunea de alimentare este 220V => valoarea maximă a tensiunii în primar este de 155V. Pentru împiedicarea intrării în saturaţie a miezului se utilizează capacitatea C3. Comparând montajul în contratimp clasic şi cel în semipunte se constată că tensiunile inverse pe tranzistoare la montajul în semipunte sunt mai mici decât la soluţia clasică în schimb, pentru aceeaşi putere cerută de sarcină se poate demonstra că curentul de la colector la montajul semipunte e dublu faţă de cel clasic. +

D T1

T3 

C1

L

C

UI T2

T4

D

T1, T4 şi T2,T3 se comandă simultan

1.7.Stabilizatoare de tensiune alternativă. Se realizează în două variante constructive. a) cu amplificatoare magnetice

20

RS

Electronica de Putere b) cu tiristoare Stabilizatoare de tensiune alternativă cu tiristoare.

Circuitul de putere este format din cele două tiristoare montate în antiparalel ce debitează pe autotransformatorul ATR şi circuitul de comandă care asigură impulsurile pentru comanda celor două tiristoare. Stabilizatorul conţine o buclă de reglare în care măsurarea tensiunii de ieşire se face cu ajutorul unui bec cu incandescenţă a cărui flux luminos e proporţional cu valoarea efectivă a tensiunii alternative de la bucla consumatorului RS. Elementul care sesizează variaţia tensiunii de la ieşire este fotodioda FD conectată în puntea de măsură ce conţine pe R 1 R2 R3 şi R4. Puntea de măsură e alimentată cu o tensiune necontinuă de formă trapezoidală dată de stabilizatorul parametric de etajul diferenţial T 1 şi T2. În colectorul lui T2 va rezulta o tensiune de formă trapezoidală a cărui palier U p depinde de dezechilibratorul punţii de măsură. u

ηUZ

up

10ms uS

α Generarea impulsurilor pentru comanda tiristoarelor se face cu ajutorul oscilatorului de reglare cu TUJ, oscilator care cuprinde R 11, C1, R12 şi transformatorul de impulsuri TI. Constanta de timp a oscilatorului este fixată de R 11 şi C1 iar nivelul la care se încarcă C1 este influenţat de potenţialul din catodul lui T 2 divizat pe

21

Electronica de Putere R9 şi R10. Când tensiunea pe C1 atinge valoarea ηUZ (η raportul de divizare intrinsec al TUJ-ului). TUJ intră în conducţie şi în secundarul TI obţinem două impulsuri de scurtă durată şi amplitudine suficientă pentru deschiderea celor două tiristoare => Pe RS se obţine tensiunea îngroşată. D2 şi D3 se utilizează pentru protecţia joncţiunilor grilă – catod a tiristoarelor. Dacă tensiunea de ieşire ajunge să fie mai mică decât cea prescrisă, prin R3, becul de la ieşire iluminează mai slab, fotodioda din punte, creşte potenţialul bazei lui T1 precum şi al emitorului comun a celor două tiristoare T1 şi T2. Deoarece baza lui T2 este la un potenţial constant dat de R 1 şi R2 rezultă că potenţialul în colectorul lui T 2 creşte, creşte şi pragul de la care se produce încărcarea lui C1. Aceasta face să se stingă mai rapid tensiunea de amorsare a TUJ-ului deci să se deschidă mai repede tiristoarele. Se va obţine un unghi de amorsare α’ < α deci creşterea valorii efective a tensiunii de ieşire. Observaţie: La oscilatorul de relaxare cu TUJ este necesară alimentarea cu tensiune trapezoidală pentru că în aceste condiţii la fiecare trecere prin 0 a tensiunii reţelei, condensatorul C1 se încarcă de la condiţii iniţiale nule. Dacă nu s-ar respecta această condiţie, unghiul α de amorsare ar fi variabil pentru fiecare semialternanţă şi procesul de modificare al valorii efective nu ar mai putea fi controlat.

CURS V 2.- Circuite redresoare 2.1.- Redresoare monofazate necomandate a) Redresor monofazat monoalteranţă cu sarcină rezistivă D u u2 N1 N2 uS r1 r2 RS US

22

USmed

Electronica de Putere π

ωt

2π

Schema consideră că dioda este ideală în sensul că tensiunea pe ea în sens direct este nulă. Tensiunea redresată este o tensiune pulsatorie cu o valoare medie diferită de 0. Se pune problema determinării randamentului şi coeficientului de pulsaţie. Schema echivalentă este: r2 Ri

~ UL

(N2/N1)2 r1

RS

US

uS = |u2m ∙ RS/[ r2 + (N2/N1)2 ∙ r1 + Ri + RS ]|∙ sin ωt notând r2 + (N2/N1)2 ∙ r1 = RT – rezistenţa proprie a transformatorului, RT + Ri = Rir – rezistenţa internă a redresorului =>  uS = (U2m ∙ RS)/(Rir + RS) ∙ sin ωt 10 Determinarea randamentului: η = Puterea debitată de consumator(Pcc)/Palt(absorbită de la reţea) uS = USmax(1/π + ½ sin ωt- 2/3π cos ωt + ….) USmed = USmax/ π => Pcc =( USmed)2/RS =( USmax)2/π2 ∙ R2S =(U22m RS)/|π2 ∙ (Rir+RS)∙ RS|= ==(U22m RS)/|π2 ∙ (Rir+RS)| π π 2 Pca = 1/2π ∫ u 2/(Rir+RS) d(ωt) = 1/2π ∫ (U2m sin ωt)2/(Rir+RS) d(ωt) = U22m/4(Rir+RS) => 0 0 2 2 2 η = U 2m RS /π (Rir+RS) ∙ 4(Rir+RS)/U22m => η = 4/ π2 ∙RS/(Rir+RS) Deoarece RS>> Ri => η = 0,4 = 4% 20 Determinarea coeficientului de pulsaţie γ γ = Amplitudinea primei armonici a tensiunii/Valoarea medie a tensiunii redresate

23

Electronica de Putere γ - arată în ce raport se află pulsaţiile din tensiunea redresată faţă de componenţa medie. γ = USin/USmed = (USim/2)/(USm/π) = π/2 ≈ 1,57 – valoare foarte mare rezultând necesitatea utilizării filtrului. b) Redresor monofazat monoalternanţă cu sarcină pur inductivă. D i U2 ~

u2

L

US

π

2π

3π

4π

ωt

i im

Imed

Ωt

U2 = L · di/dt √2 U2 · sin ωt = L · di/dt di/dt = (√2 U2/L) · sin ωt => i = - (√2 U2/ωL) · cos ωt + K ..La t = 0 => i = 0 => i = √2 U2/ωL (1 – cos ωt) – are o componentă medie Inductivitatea fiind ideală circulaţia de curent se menţine prin diodă şi după trecerea prin 0 a tensiunii iar curentul redresat conţine pe lângă o componentă continuă o componentă cu frecvenţa egală cu frecvenţa sursei şi decalată cu π/2 în urmă. Nu se disipă putere pe circuitul de sarcină. c) Redresor monofazat monoalternaţă cu sarcină rezistiv inductivă D i u,i R u2 i 

~

L

US

T

uS

β

π

24

2π

2π

ωt

ωt

Electronica de Putere uD

Uinr În intervalul de conducţie a diodei: u2 = L · di/dt + i · R (*) √2 U2 · sin ωt = L · di/dt + i · R Soluţia ecuaţiei diferenţiale cuprinde 2 componente – soluţie liberă şi forţată: i = if + ie if = (√2 U2/Z) sin(ωt-φ) ; Z = √R2+ (ωL)2 , tg φ= ωL/R Soluţia liberă se determină din: L · di/dt + i · R = 0 => pL + R = 0 => p = - R/L ie = A · ept = A · e- R/L ·t Soluţia generală: i (t) = (√2 U2/Z) sin(ωt-φ) + A · e- R/L ·t (1) Constanta A se determină din condiţia ca la ωt = 0 => i = 0 =>  A = (√2 U2/Z) sin φ  i(t) = (√2 U2/Z) |sin(ωt-φ) + sin φ· e- R/L ·t| (2) La ωt = β => I = 0 => sin(β- φ) + sin φ· e- R/L ·t = 0 β – reprezintă durata de conducţie a diodei Soluţia grafică Relaţia (*) se mai poate scrie: β i(t) = (√2 U2/R) |sin ωt – (L/R)·di/dt 0 360 β => Imed = 1/2π↕[(√2 U2/R) |sin ωt – (L/R)·di/dt]d( ωt) 0

Deoarece la capetele intervalului de

integrare

curentul e nul termenul al doilea din

integrală

se anulează.

1

5

10

100

ωL/R

Imed = (√2 U2/2πR)(1-cos β)

25

Electronica de Putere USmed = ISmed · RS = (√2 U2/2π)(1-cos β) Cu cât inductivitatea este mai mare cu atât este mai mult extinsă conducţia după ωt=π fapt ce conduce la reducerea valorii medii a tensiunii redresate. Acest dezavantaj se elimină dacă se conectează o diodă de nul π legea de variaţie a curentului corespunde relaţiei (2). După ωt=π energia înmagazinată în inductanţă deschide dioda D 2 stabilindu-se un curent după o lege exponenţială: iS = Io ·e-R/L·t , unde ωt↕=ωt-π Pentru a găsi valoarea minimă I1 şi valoarea maxima Io ne folosim de relaţiile i = (√2 U2/Z) |sin(ωt-φ) + sin φ· e- R/L ·t|, unde la ωt=π => i=Io I0 = (√2 U2/Z) |sin(π-φ) + sin φ· e- R/L ·π/ω|, => => I0 = (√2 U2/Z) |(1 + e- R/L ·π/ω)|, la ωt=2π

(ωt↕=π) => i = Imin

Imin = I0 · e- R/L ·π/ω = I1

În regimul stabilizat

i = (√2 U2/Z) |sin(ωt-φ) + A · e- R/L ·t|, la ωt=0 => i = Imin => Imin = (√2 U2/Z) sin(-φ) + A => A = Imin + (√2 U2/Z) sin φ => i = (√2 U2/Z) sin(ωt-φ) + (Imin + (√2 U2/Z) sin φ) · e- R/L ·t => I = (√2 U2/Z) [sin(ωt-φ) + sin φ· e- R/L ·t ] + Imin · e- R/L ·t La ωt=π => i = Imax Imax = (√2 U2/Z) [sin(π-φ) + sin φ· e- R/L ·π/ω] + Imin · e- R/L ·π/ω (3) La ωt=2π => i = Imin Imin = Imax · e- R/L ·π/ω (4) Din (3) şi (4) rezultă: Imin = (e- πR/ωL + 1)/(e- 2πR/ωL- 1) · (√2 U2/Z) sin φ Imax = (e- πR/ωL + 1)/(1 - e- 2πR/ωL) · (√2 U2/Z) sin φ

27

Electronica de Putere

CURS VI d) Redresor monofazat monoalternanţă cu sarcină rezistiv-inductivă şi t.e.m. cazuri: a) – cu rezistenţă şi t.e.m.-încărcarea acumulatorului, b) – cu inductivitate şi t.e.m.-cazul motorului de c.c. de putere mare la care rezistenţa este neglijabilă a) Cu rezistenţă t.e.m. D iS Valoarea medie a lui U S rezultă din porţiunea haşurată. RS iS = √2U2/RS sin ωt – E/RS, ~ U2 α 1 Lim ss = 1 m->∞ m->∞ pentru creşterea lui Udo trebuie să crescă nu la un moment dat fapt care duce la reducerea pulsaţiilor deci nu mai este nevoie de filtrare. b) Se defineşte factorul de utilizare a transformatorului ca raport între puterea dată de redresorul circuitului de sarcină şi puterea aparentă a unei înfăşurări din secundar. K0 = Pd0/S2 = Udo ∙ Id / m ∙ U2 ∙ IZ Se deosebesc două regimuri de funcţionare a redresorului. (a) cu inductanţă de sarcină infinită LS = ∞ 2π/m Imed = 1/2 π ∫ ia(ωt) dωt = 1/2 π Id/m 0 2π/m Ief = √1/2 √1/2 π∫ ia2 d(ωt) = Id/√m 0 (b) Imed = Udo/Rs = m/π (√2 U2)/RS ∙ sin π/m ( Ls=0 ). Id0ef = Ud0ef/RS Ud0ef = √1/ π/m ∫ (√2 U2 cos ωt)2 d(ωt) = U2 √ 1 + m/2 π∙ sin 2π/m Id0ef = U2/RS ∙ √ 1 + m/2 π∙ sin 2π/m

K0 = (m/ (m/ π √2 U2 ∙sin π/m Id ) / (m U2 ∙Id/√m) = √2m/π sin π/m => K0= f(m) Valoarea optimă a lui K0 rezultă din: δK0 /δm = 0 => m = 2,69 => m = 3 pt.secundar. Curs VIII

34

Electronica de Putere 2.5. Redresoare monofazate cu diode de nul pot fi realizate în două variante constructive: a) cu punte complet comandată b) cu punte monofazat semicomandată. a) Redresor monofazat complet comandat cu diodă de nul LC

+ T1

u1

T2

RS US

-

u21 D u22

LS T4

u

u21

α

α u22

α

u21

α

T3

u22

S1

S2

ωt S4

ωt

S3 γ2 γ1

i

IT1

IT1

IT2

a

IT2 ωt

2

IT2 a IT4

IT3

i

IT3

IT4

ωt

2

ωt iD

iD

iD

iD

iD

ωt ωt

ωt

uD

ωt

ωt

Secundarul transformatorului furnizează două tensiuni defazate cu 1800 faţă de priza mediană iar inductanţele de comutaţie LC se consideră uniform distribuite la cele două capete ale secundarului. La ωt=α se comandă simultan tiristoarele T1 şi T3. Intrarea în conducţie se face într-un interval de timp γ1 corespunzător valorii inductanţei de comutaţie. După intrarea totală în conducţie, tensiunea redresată este diferită de zero şi egală cu valoarea momentană a tensiunii secundare. Curentul prin tiristoare e constant pentru că inductanţa de sarcină e de valoare foarte mică.

35

Electronica de Putere La trecerea prin zero a tensiunii secundare, tiristoarele încep să iasă din conducţie, în schimb intră în conducţie dioda de nul. În intervalul γ 2 este îndeplinită condiţia ca suma curenţilor care comută să rămână constantă şi egală cu I D. La momentul ωt= π + γ2, T1 şi T3 se blochează. Curentul de sarcină e preluat în întregime de dioda de nul până în momentul în care se comandă simultan T2 şi T4. Creşterea curentului în cele două tiristoare se face pe seama reducerii curentului în dioda de nul. Când dioda de nul se blochează, tensiunea redresată devine din nou diferită de zero şi tensiunea din secundar e absorbită la bornele inductanţei de comutaţie. Valoarea medie a tensiunii pe inductanţa de comutaţie e proporţională cu una din ariile S 1, S2, S3, S4, ele fiind egale: S1 = S2 = S3 = S4 b) Redresor monofazat semicomandat cu diodă de nul După locul de conectare a tiristoarelor în punte se împarte în: 1 punte la care rolul elementului de nul e îndeplinit de două diode 20 punte la care rolul elementului de nul e îndeplinit de un tiristor şi o diodă. 0

T1

Lc

D2

RS

u21 u22

u1

LS

Lc

u

α

US

D1

T2

u22

u21

u21

ωt

ωt

γ1 γ2 i i

iT1 Redr

Nul

ωt

a2

iD1 Redr

iD2 IT2 Redr

ωt

iT2 Nul

Redr ωt

uD

ωt

ωt

La ωt=α e comandat T1. Curentul de sarcină se stabileşte prin T1 şi D1 cu viteza de ωt variaţie determinată de inductanţele de comutaţie.

36

Electronica de Putere La trecerea prin zero a tensiunii secundare tiristorul T1 iese din conducţie iar tensiunea de autoinducţie a sarcinii determină deschiderea diodei D 2, curentul de sarcină stabilindu-se prin cele 2 diode aflate în serie. Întrucât inductanţa de sarcină e de valoare mare curentul prin cele 2 diode e constant. Se observă în acest caz că după ωt= π, dioda D 1 îşi schimbă rolul din element redresor în element de nul. Deoarece căderea de tensiune pe cele două diode în stare de conducţie e neglijabilă faţă de tensiunea de alimentare, tensiunea la bornele sarcinii o putem considera nulă. La ωt= π +α se aduce în inducţie T 2. Curentul prin el începe să crească în defavoarea curentului prin dioda de nul. Din acest moment curentul prin sarcină se stabileşte pe traseul D2.RS,LS,T2. Acesta determină ca dioda D2 să-şi schimbe rolul din element de nul în element redresor. După blocarea lui D1 tensiunea redresată devine diferită de zero. Această situaţie se menţine până când tensiunea u22 trece prin zero. După acest moment tensiunea de autoinducţie a sarcinii aduce în conducţie dioda D1. Dioda D2 îşi schimbă rolul din element redresor în element de nul iar tensiunea redresată devine iarăşi nulă. 20 Lc

T1

T2 US

u21 u1

RS

u22

LS

Lc u γ2

α

u22

u21

D2

D1

u21

γ1 ωt

ωt iT1 i i

R

iT2 IT2 R

N

N

a2

iD1 N

ID

R

ωt

ωt

iD1

iD2

R

R

N

ωt

uD

ωt

π

2π

ωt

3π

ωt

37

Electronica de Putere La ωt=α se armează T1. Viteza de variaţie a curentului de sarcină prin T1 şi D1 este influenţată de LC. După încheierea proceselor de comutaţie curentul prin cele două elemente rămâne constant până la viteza la ωt=π când D1 datorită u22>0 este polarizată invers. Curentul prin ea începe să scadă iar datorită tensiunii de autoinducţie a sarcinii, dioda D2 aflată în serie cu T1 intră în conducţie. Viteza de variaţie a curentului prin D 2 e determinat de viteza de variaţie a curentului prin D 1. După ωt=π, datorită faptului că inductivitatea de sarcină e mare şi datorită faptului că T 2 încă nu e comandat, T1 se menţine în conducţie în continuare. Deoarece T1 şi D2 sunt pe aceeaşi latură, sunt simultan în conducţie, căderea de tensiune pe ele este neglijabilă faţă de tensiunea de alimentare. La bornele sarcinii tensiunea se menţine nulă iar T1 şi D2 în acest interval de timp îndeplinesc funcţia de element de nul. Această situaţie se menţine până la ωt=π+α când se comandă T 2. El preia curentul de sarcină de la tiristorul T1, curentul de sarcină stabilindu-se pe traseul T2, LS, RS, D2. Din acest moment D2 şi T2 îndeplinesc funcţia de element redresor, tensiunea de sarcină fiind diferită de zero. 2.6.- Redresoare polifazate comandate cu diodă de nul Prin conectarea unei diode în paralel cu circuitul de sarcină în sensul de polarizare inversă a acesteia de către tensiunea de ieşire, în forma tensiunii redresate nu mai apar porţiuni de tensiune negativă şi prin aceasta se înlătură principalul dezavantaj al redresării comandate, acela de a se diminua tensiunea medie dacă unghiul de amorsare α depăşeşte α lim. În aceste condiţii, din momentul anulării tensiunii fiecărei faze, tensiunea redresată devine nulă până în momentul în care se aduce în conducţie tiristorul următor. Dioda de nul se deschide datorită tensiunii de autoinducţie generată de inductanţa sarcinii.

u21

T1

Lc u22

Lc

u23

iD

T2

T3

Lc Dn

LL

Rs

U

d Curentul de sarcină se stabileşte după blocarea tiristorului prin dioda de nul, R S şi LS şi va rămâne constant dacă inductanţa de sarcină LS e de valoare mare. Prin utilizarea diodei de nul rezultă şi avantaje: se reduc pulsaţiile din tensiunea redresată;

38

Electronica de Putere -

se protejează tiristorul în cazul sarcinii puternic inductive la deconectarea bruscă a circuitului de sarcină.

39

Electronica de Putere

40