Digital lydtransmisjon og kommunikasjon : NRKs nettverk og sentraler 8241200331 [PDF]

Zitiervorschau

Bjørn M. Elgstøen

Digital lydtransmisjon og kommunikasjon NRKs nettverk og sentraler

NB Rana Depotbiblioteket

HSK RIKSKRiNGKASTIRG

Vett&Vitenas I SAMARBEID MED NORSK RIKSKRINGKASTING PERSONALOPPLÆRINGEN

© Vett & Viten A/S 1990

ISBN 82-412-0033-1

Illustrasjoner: NRK og Anne Berulfsen, når annet ikke er nevnt. Trykk: Østlands-Postens Boktrykkeri, Larvik Innbinding: Kristoffer Johnsen, Skien 1 Det må ikke kopieres fra denne boka i strid med åndsverkloven og foto­ grafiloven eller i strid med avtaler om kopiering som er gjort med Kopinor, interesseorgan for rettighetshavere av åndsverk.

Sats: Røyken Fotosats Printed in Norway 1990 Utgiver: Vett &. Viten A/S Postboks 381, 1301 Sandvika Boken er utgitt med støtte fra Siemens A/S

Forord

Denne boka bygger på et undervisningsopplegg for NRKs programingeniørkurs. Det oppsto tidlig et behov for oversikt over det som her kalles programveier - fra studio, via forskjellige programtekniske rom, fram til sender­ ne. Boka er ment å dekke dette behovet, og dermed bygge bro mellom spesialfag i mikrofonteknikk, kontrollromsteknikk, senderteknikk o.s.v.

Ettersom programveiene for lyd i det vesentlige er digitaliserte, er digital lydkoding og transmisjon kommet med. Kommunikasjonsteknikk i alle former blir stadig viktigere for programingeniører og faller også naturlig innenfor rammen for denne boka. Grovt sett faller boka i tre deler: Først en generell del om digital lyd og lydtransmisjon. Dernest en del som beskriver NRKs programlinjenett, sentraler og programveier lokalt. Tilsist en del om kommunikasjons­ teknikk generelt og hvordan kommunikasjonsbehovene er tilfredsstilt i NRK. Kapitler som beskriver NRKs tekniske sentraler skal kunne leses for å få en oversikt. Samtidig er beskrivelsene såpass detaljerte at de kan brukes av programingeniører som skal arbeide på stedet.

Stoffet er praktisk lagt an uten for mye matematikk, og det er lagt vekt på et enkelt språk. Spesielle faguttrykk er stort sett forklart etterhvert som de dukker opp. Ellers er det rikelig med henvisninger til kapitler og avsnitt både forover og bakover i boka, der mer utfyllende forklaringer finnes. Likeledes vil stikkordregisteret være til god hjelp.

Noen skjemaer er så store og detaljrike at de ikke har kunnet forminskes til bokformatet. Disse ligger ved i en lomme. 5

Bak i boka er det en litteraturoversikt. Alt som står der har i større eller mindre grad utgjort grunnmaterialet, og der finnes det derfor kilder til større fordypelse i spesialemner. I noen tilfeller er det i teksten henvist di­ rekte til kilder i litteraturoversikten.

Forøvrig finnes det som tillegg bak i boka en oversikt over standardise­ ringsorganisasjoner som arbeider innenfor de fagområder som boka spen­ ner over. Tilsist en takk til kolleger som har gitt meg hjelp - både ved å lese igjen­ nom deler av stoffet, ved å skaffe enkelte bilder og ved å hjelpe til med figurtegning.

NRK, 26. juni 1990 Bjørn M. Elgstøen

Innhold

1. DIGITAL LYDTRANSMISJON. LYDKODING 13 1.1. Digital lydtransmisjon, Generelt 13 1.2. PCM (Pulse Code Modulation), lineær 15 1.2.1. Sampling, kvantisering, koding 15 1.2.2. Folding (Aliasing) 19 1.2.3. Granulation noise 20 1.2.4. Feildeteksjon og korreksjon 21 1.3. PCM, A-lov. Instantaneous kompandering 22 1.4. PCM. Flytende komma-kompandering 25 1.5. NIC AM (Near Instantaneous Companded Audio Multiplex). To-kanal TV-lyd og lyd for satellittkringkasting 27 1.5.1. Blokk flytende komma-konverteren 27 1.5.2. Rammestruktur for to-kanal TV-lyd 30 1.5.3. Lyd/data-tjenestene i MAC/Packet 32 1.6. Delta-modulasjon (DM), Adaptiv delta-modulasjon 33 1.7. ADPCM (Adaptive Differential Pulse Code Modulation). 64 kbit/s/7kHz-lydkodek 36 1.7.1. Adaptiv, differesiell puls kode modulasjon 36 1.7.2. 64 kbit/s/7kHz-lydkodek (CCITT G722) 36 1.8. SIS (Sound In Syne), DSIS (Dual Sound In Syne) eller NIS (NICAM In Syne) 38 1.9. EBU/AES - serieinterface for lyddistribusjon 40 1.10. DS1. Lydkoding for EBU programutveksling 44 1.11. Kodingsteknikker mot år 2000 46 1.11.1. Kvalitetskrav fram til i dag 46 1.11.2. Redundans. Irrelevans 48 1.11.3. Maskeringseffekter 49 1.11.4. Delbåndskoding. MUSICAM 56 1.11.5. Transformkoding 61

7

2. TRANSMISJONSMEDIER. TRANSMISJONSTEKNIKKER 72 2.1. Transmisjonsmedier 72 2.1.1. Parkabel 72 2.1.2. Koaksialkabler 73 2.1.3. Radiolinjer (link) 74 2.1.4. Satellittsystemer 75 2.1.5. Fiberoptiske systemer 78 2.2. Digital modulasjon. Modem 80 2.2.1. Mål for overført informasjon 80 2.2.2. Modem. Digital overføring på analog linje 80 2.2.3. Modulasjon på radiolinje og satellitt 82 2.3. Linjekoder (NRZ, RZ, ADI, AMI, HDB3) 84 2.4. Multipleksere. PCM-hierarkiet 85 2.4.1. Frekvensmultipleksing. Tidsmultipleksing 85 2.4.2. 1. ordens tidsmultiplekser 86 2.4.3. Høyere ordens multipleksere 88

3. NRKs PROGRAMLINJENETT 91 3.1. Programkanalutstyr M StD(F) 91 3.1.1. Generell oversikt 91 3.1.2. Programkoder, 15 kHz 91 3.1.3. Programkoder, 7 kHz 92 3.1.4. Programdekoder, 15 kHz 93 3.1.5. Multiplekser/demultiplekser 94 3.2. Programlinjenettet 98 3.2.1. Traseer. Linkkonfigurasjon 98 3.2.2. DAV (Data above vision/voice) 101 3.2.3. Hvordan linkene er belagt 101 3.3. Kontribusjonslinjer/overspillingslinjer 104 3.3.1. Linjetyper. Tilgjengelighet 104 3.3.2. «Snu»-signalet 105 3.3.3. ID-kode 106 3.3.4. Linjebetegnelser. Linjedisponering 106 3.4. Sendermatning. (Programdistribusjon) 108 3.4.1. Hva skal mates? 108 3.4.2. TV-riksprogram 108 3.4.3. TV-lokalprogram 110 3.4.4. Pl-riksprogram 111 3.4.5. Pl-lokal sending 111 3.4.6. P2-riksprogram 111 3.4.7. P3-riksprogram 113 3.4.8. Samiske sendinger 113 8

3.4.9. Distribusjon til AM-senderne

113

4. PROGRAMVEIER, RADIOHUSET-MARIENLYST 4.1. Programtekniske enheter 115 4.1.1. Hovedkontrollene 115 4.1.2. Store produksjonsenheter 117 4.1.3. Små produksjonsenheter 118 4.1.4. Overspillingsenheter 118 4.2. FR (Forsterkerrommet). Radiohusets linjesentral 4.2.1. FRs oppgaver 119 4.2.2. Jackfeltstativene 121 4.2.3. FR-bordet 124 4.3. FR inngangsautomatikk 126 4.3.1. Generelt om koplingsmatriser 126 4.3.2. Inngangsautomatikken. Oversikt 127 4.3.3. FR-matrisen 127 4.3.4. Betjening av FR-matrisen 130 4.3.5. HK-matrisene 132 4.4. FR utgangsautomatikk 133 4.4.1. Generell oversikt 133 4.4.2. RP-utgangsmatrise 133 4.4.3. Div.-utgangsmatrise 136 5. PROGRAMVEIER. TV-HUSET-MARIENLYST 5.1. Studioenheter og andre tekniske rom 137 5.1.1. Hovedkontrollene 139 5.1.2. Studioenhetene 141 5.1.3. Andre tekniske rom 145 5.1.4. Svitsjematriser 148 5.2. LS, Fjernsynshusets linjesentral 149 5.2.1. LS’oppgaver 149 , 5.2.2. Jackfeltstativene 153 5.2.3. LS-bordet 156 5.2.4. LS koplingsmatriser 159 5.3. BFS (Bånd/Film-sentralen) 161 5.3.1. Oppbygning. Generelt om oppgavene 161 5.3.2. BF-automatikken 164 5.3.3. Gruppe rommene 171

6. PROGRAMVEIER PÅ DISTRIKTSKONTORER OG I KRINGKASTINGSSENTRET PÅ TYHOLT 6.1. Program veiene på et distriktskontor 177

115

119

137

177

9

6.1.1. Generell oversikt 177 6.1.2. De tekniske rommene 178 6.1.3. TS (Teknisk sentral) 181 6.2. Sendelinjeautomatikken på et distriktskontor 183 6.2.1. Koplingsmatrisen 183 6.2.2. Valgkassettene, SLVK-70 og SNUK-70 184 6.2.3. Statuspanelet 186 6.3. Programveiene i Kringkastingssentret på Ty holt 187 6.3.1. Generell oversikt 187 6.3.2. De tekniske rommene 188 6.3.3. TS (Teknisk sentral) 190 6.3.4. Inngangsmatrise. Utgangsmatrise 194 6.3.5. Betjening av matrisene 195

7. DIGITAL KOMMUNIKASJON 202 7.1. ISDN (Integrated Services Digital Network) 202 7.1.1. Tjenesteintegrasjon. Bærertjenester. Teletjenester 202 7.1.2. OSI-modellen 204 7.1.3. Kanaltyper 206 7.1.4. Aksessmuligheter. Grensesnitt. CCITT-modellen 206 7.1.5. Signalering 208 7.2. Asynkron og synkron datatransmisjon 210 7.2.1. Alfanumerisk kode. Byte 210 7.2.2. Asynkron overføring 210 7.2.3. Synkron overføring 211 7.3. Linje- og pakkesvitsjet datatransmisjon 212 7.3.1. Linjesvitsjet transmisjon 213 7.3.2. Pakkesvitsjet transmisjon 213 7.3.3. Elektronisk meldingsformidling 216 7.4. Digital svitsjing. Tids- og romsvitsj 217 7.4.1. Digital svitsjing 217 7.4.2. Tidssvitsjen 218 7.4.3. Romsvitsjen 218 8. NRKs KOMMUNIKASJONSNETT 221 8.1. Digimat 2000 221 8.1.1. ASU, svitsj 221 8.1.2. Mux, multiplekser 223 8.1.3. LTG, linjetermineringsgruppe 223 8.1.4. SCU med serviceterminal 223 8.1.5. Ekspedisjonsapparat. Støttesystemer 226 8.1.6. DT 80. Det digitale spesialapparatet 227 10

8.1.7. Litt om søketeknikk. Routing 228 8.1.8. Synkronisering 229 8.1.9. Datakommunikasjon i Digimat 2000 232 8.1.10. Videreutvikling av Digimat 2000 233 8.2. Kommunikasjonsnettet. Datanettet 234 8.2.1. Drift og overvåkning av nettet 237 8.2.2. Nummerplanen 239 8.2.3. Abonnentutstyr for tale. Generelt 242 8.2.4. Lokalbatteriapparater (LB-apparater) 245 8.2.5. Kommunikasjon som følger programlinjer 248 8.2.6. Program retur over kommunikasjonsnettet 251 8.2.7. 4-trådsapparater. Høyttalende konferanser 252 8.2.8. NRKs landsomfattende datanett 255 Litteraturliste, kilder 259 Tillegg: Internasjonal standardisering 264 Stikkordregister 269

1. Digital lydtransmisjon. Lydkoding

1.1. Digital lydtransmisjon. Generelt All overføring av lyd over større avstander enn lyden når rent akustisk, er basert på omforming fra akustisk til elektrisk signal. Ser vi bort fra den første tiden med akustisk innspilte fonografruller og grammofonplater, har også opptak og bearbeiding av lydsignaler foregått på elektrisk form.

Kullkornmikro fonen og den elektromagnetiske høretelefonen åpnet veien for telefonien. Strømmen fra mikrofonen varierer kontinuerlig i frekvens og amplitude med innkommende lydsignal og er derfor et direkte bilde på dette. Vi kaller det et analogt signal. All videre utvikling av mikrofoner og høyttalere har gått ut på å forbedre omformingsteknikken fra lyd til analogt signal og fra analogt signal tilbake til lyd. Inntil for noen tiår siden gjaldt det å ta best mulig vare på dette analoge signalet både ved overfø­ ring, lagring og bearbeiding. Problemet har alltid vært at det analoge sig­ nalet blir forringet (wow, flutter, kopieringseffekter, overhøring, lineær og ulineær forvrengning), og at støysignaler legges til. Mange av disse problemene kan unngås hvis vi omformer det analoge signalet til et digi­ talt signal og foretar all lagring, bearbeiding og overføring på denne formen (se fig. 1.1)

Fig. 1.1. Digital lydkjede.

Digital lagring og bearbeiding faller utenfor rammen for denne boka. Derimot skal vi se nøye på de ulike metoder for analog/ digital (A/D)omforming og hvordan overføring skjer. 13

Digital overføring startet egentlig med Samuel Morse og hans telegraf i året 1844. Ordet digital kommer fra det latinske ordet Digitus som på en­ gelsk er blitt til digit (tall). Digitalisering betyr således å gjøre om analoge verdier til tall. Det er det binære tallsystemet som benyttes, m.a.o. et tallsystem med grunntall 2 og de to tallsymbolene 1 og 0. Dette passer godt med elektronikkens logiske kretselementer der 1 og 0 kan bety på/av, strøm/ikke strøm o.s.v. Når grunntallet er 2 og antall siffer (tallposisjoner) er n, kan vi angi 2n ulike tallverdier. Størrelsen n kalles bit (binary digk).

Eksempelvis kan vi med 4 bit gjengi 24 = 16 ulike tallverdier, slik: 0 = 0 8 = 1000 1 = 1 9 = 1001 2 = 10 10 = 1010 3 = 11 11 = 1011 4 = 100 12 = 1100 5 = 101 13 = 1101 6 = 110 14 = 1110 7 = 111 15 = 1111

Videre vil: 5 bit gi 25 6 » » 26 7 » » 27 8 » » 28 9 » » 29 10 » » 210 11 » » 2" 12 » » 212 13 » » 213 14 » » 214 15 » » 215 16 » » 216

= 32 ulike tallverdier » = 64 » » = 128 » » = 256 » » = 512 » » = 1024 » » = 2048 » » = 4096 » » = 8192 » » = 16384 » » = 32768 » » = 65536 »

Vi forutsetter i denne boka at regneregler for binære tall er kjent. Likeså regler for omregning mellom ulike tallsystemer.

Når analoge verdier skal overføres som tall, er det innlysende at nøyaktig­ heten avhenger av antall bit vi velger. Enkelt kan vi si at vi overfører in­ formasjon om hvordan det analoge signalet ser ut. Ved hvert bit sendes en strømpuls eller en «ikke»-strømpuls. Under overføringen kommer det 14

inn støy, og strømpulsene blir deformerte, men det skal veldig mye til før bitene ikke kan skilles ut og leses i mottakerenden, og da kan analogsignalet gjenskapes feilfritt. Innen vide grenser er altså overføringskvaliteten uavhengig av avstanden. Tenk hva det betyr når lydprogram skal overfø­ res fra Vadsø til Oslo og tilbake til Vadsø.

1.2. PCM, lineær 1.2.1. Sampling, kvantisering, koding PCM står for Pulse Code Modulation, og er det første og fremdeles mest aktuelle prinsipp for analog/digital-omforming. Prinsippet ble patentert av A. H. Reeves allerede i 1938, men først med utviklingen av integrerte kretser kunne praktiske systemer realiseres. I 1962 ble de første PCMsystemer for telefoni tatt i bruk i flere land. I 1966 var det første system i drift i Norge. PCM-prosessen består grovt sett av følgende:

- sampling (punktprøving) av det analoge signalet, som resulterer i et pulsamplitudemodulert signal (PAM).

- kvantisering av punktprøvene, d.v.s. sammenligning av punktprøvene med et på forhånd definert antall nivåer (kvantiseringsnivåene). - koding, d.v.s. digital koding av det kvantiserte PAM-signalet.

max tillatt utsving

analogt signal

1111 1110 110 1 1100 10 1 1 10 10 10 0 1 1000 0111 0 110 0 10 1 0100 0 011 0 0 10 0 00 1 00 0 0

kvantiseringsnivåer

det samplede

1110

0111

0000

signal

(PAM)

0110 0011 1000 kodet signal, PCM

1101

1011

binær kode

Fig 1.2. PCM. 15

Punktprøvene (samplene) tas med faste intervaller, altså med en fast fre­ kvens, samplingsfrekvensen (fs).

Nyqvists samplingsteorem viser at et analogt signal kan gjenskapes uten tap av informasjon dersom samplingsfrekvensen fs> 2fH, der fH er høy­ este frekvens i det analoge signalet. I praksis må samplingsfrekvensen være litt mer enn det dobbelte av fH (se senere om folding). I eksemplet på fig. 1.2. er det definert 16 kvantiseringsnivåer identifisert ved en 4 bit kode. Ettersom det analoge signalet svinger positivt og nega­ tivt om en O-linje, må vi definere både positive og negative kvantiserings­ nivåer. På fig. 1.2. er det ganske enkelt gjort slik at 0 er det største negative nivå, og 15 (1111) det største positive.

For å kunne kvantisere og kode må vi holde på punktprøven så lenge som mulig, d.v.s. til neste punktprøve kommer. Det skjer i praksis ved opplad­ ning av en kondensator. PAM-signalet blir derved omdannet til en trappekurve. (Prosessen kalles på engelsk: Sample and Hold.) Selve A/D (Analog/Digital)-konverteringen skjer da som regel etter en metode som kalles suksessiv approksimasjon, altså trinnvis tilnærming. Hvert trinn bestemmer ett bit, og vi begynner fra venstre. (Se fig. 1.3). I figuren er det stiplet inn spenningsverdien for en punktprøve, og med ut­ hevet strek er det vist hvordan vi nærmer oss punktprøven og setter den til 1100. For hvert trinn blir halvparten av de gjenværende muligheter for­ kastet. in

1111

11

1110

1101

110 punktprøve

101

1

r

10

>0

1010

100

1001 1_0_00 0111

Ov —

011

01

fs/2? Jo, da vil inn­ gangssignalets spektrum og første gjentatte spektrum overlappe hveran­ dre og vi får folding eller aliasing, illustrert i fig. 1.6b.

Fig. 1.6. Folding.

19

Folding virker slik at en frekvens f > fs/2 foldes eller speiles om fs/2, og derved opptrer en ny frekvens lik fs - f med sammme amplitude som f. Denne frekvensen er nå blandet inn i inngangssignalet vårt (under fs/2) og vil ved D/A-omformingen bli gjengitt som om den hørte til der. Dette gir en alvorlig og svært generede feil som må unngås. Det blir vesentlig å filtrere bort alle signalkomponenter > fs/2, og vi fin­ ner alltid et lavpassfilter (anti-aliasing-filter) på inngangen av en A/Dkonverter. Ettersom det ikke finnes filtre med uendelig steilhet, må det være en viss avstand mellom høyeste frekvens vi vil overføre og fs/2. Filtrets konstruksjon er viktig også fordi en uheldig design kan innføre nye feil (særlig fasefeil). Lyden kan da bli «farget» av A/D-prosessen og lyde «metallisk». Fig. 1.7 illustrerer aliasing, og vi ser at det finnes to sinuskurver (to fre­ kvenser) som passer til samplene. Hvis samplingsfrekvensen er 32 kHz, vil vi av figuren kunne regne oss til at den høyeste frekvensen er 24 kHz og den laveste 8 kHz (32-24 kHz).

1.2.3. Granulation noise Vi har tidligere beskrevet kvantiseringsstøyen og at det gjelder å ha til­ strekkelig avstand mellom høyeste signalnivå og denne støyen. Så lenge signalnivået er relativt kraftig, kan kvantiseringsstøyen betraktes som ukorrelert, hvit støy, slik vi kjenner den fra analoge systemer. Hvis signalet bare inneholder noen få kvantiseringsnivåer, og særlig hvis det er rene toner, vil imidlertid kvantiseringsstøyen bli korrelert. Den får periodiske komponenter som ikke ligger harmonisk til originaltonen og som derfor høres spesielt godt. Slik støy kalles granulation noise (granulate = kornet), fordi det minner om sandkorn som gnis mot hverandre.

For å redusere denne typen støy, kan man legge til et hvitt-støy signal med amplitude ca. ett kvantiseringsnivå. Dette støy signalet kalles dither noise.

20

Kvantiseringsstøyens korrelerte karakter forsvinner da, og den blir min­ dre hørbar.

1.2.4. Feildeteksjon og korreksjon Hvis en punktprøve inneholder feil og derfor avleses med feil verdi, kan dette under visse forhold høres som et klikk eller knepp. Det er derfor vik­ tig å avsløre slike feil og utbedre dem.

Feil avsløres vanligvis ved paritetskontroll. Vi definerer punktprøvens paritet ved å bestemme at antall enere enten alltid skal utgjøre et like tall eller alltid et odde tall. Velger vi like paritet, legger vi i A/D-konverteren et bit til punktprøven og velger dette paritetsbitet lik 0 eller 1, slik at sum­ men av enere, inklusive dette bitet, blir et like tall.

Eksempel: punktprøve: 10100110111 10011111000

paritetsbit: 1 0

Hvis vi så i mottakerenden avleser en punktprøve som ikke har like antall enere, blir den betraktet som feil. Det kan naturligvis hende at feil punktprøver ikke blir avslørt fordi pariteten allikevel er riktig. Imidlertid opp­ trer ikke feil i praksis slik at dette er noe stort problem.

Paritetskontroll kan bygges ut til kompliserte systemer der man delvis kan rekonstruere feil punktprøver. Vi kommer litt inn på dette senere.

Når en feil punktprøve er oppdaget, blir den droppet. Vi må da erstatte denne med noe og kan velge mellom følgende metoder: 1. Punktprøven settes lik null 2. Forrige punktprøve gjentas 3. Lineær interpolasjon (Gjennomsnittet av forrige og nærmest etter­ følgende punktprøve) 4. Fortsettelse av kurven gjennom de to foregående punktprøver

Det viser seg at disse metodene faller veldig forskjellig ut i forhold til pro­ grammateriale, nivåer m.m. Vi skal i underkapittel 3.1 se at NRKs programkanalutstyr har et eget system som nærmest kombinerer pkt. 1 og 2. En støypuls (på bånd og plater støv eller drop-outs) kan ødelegge mange påhverandrefølgende punktprøver. Vi kan redusere denne effekten ved å 21

stokke om rekkefølgen på punktprøvene, slik at de spres i tid. Dette kalles interleaving. I D/A-konverteren må de stokkes tilbake i riktig rekkefølge. Følgene av støypulsen er spredd utover og kan lettere korrigeres.

Interleaving kan også skje ved at man stokker om bitene innen en eller fle­ re punktprøver. Det kalles da bitfletting. I datarammen for NIC AM er dette gjort (se fig. 1.17) og likeså i NRKs programkanalutstyr (se avsnitt 3.1.4).

1.3. PCM, A-lov. Instantaneous kompandering Når PCM-signal skal overføres har vi som regel en begrenset overfø­ ringskapasitet, og denne er dessuten meget kostbar. Det gjelder derfor å overføre informasjonen med så få bit som mulig. Lineær PCM inneholder en god del overflødige bit, og dette og de nærmest følgende underkapitler beskriver metoder for bitreduksjon. Når man skal bestemme kriterier for valg av metoder, eller bedømmme metodenes kvalitet etterpå, er det bredt anlagte lytteprøver som danner grunnlaget. Psykoakustiske faktorer, særlig ørets maskeringseffekt, ut­ nyttes. I midten av 70-åra konkluderte uavhengige lytteprøver i flere land med at 84 dB dynamikkområde var tilstrekkelig for at granulation noise skulle være uhørbar. (Dette tilsvarer 14 bit ved lineær PCM.) De samme lytteprøver konkluderte med at kvantiseringsstøyen er fullstendig maskert ved signal-støyforhold på 50-60 dB, og dette tilsvarer 10-11 bit pr. punkt­ prøve. (Senere tester tyder på at 50 dB er i dårligste laget.)

Bitreduksjon basert på kriteriene ovenfor kan skje ved instantaneous kom­ pandering. Kompandering betyr komprimering i A/D-konverteren og til­ svarende ekspansjon i D/A-konverteren i mottakerenden. Signalet kodes først som vanlig, lineær PCM, men omformes i samme øyeblikk (instan­ taneous) i et komprimeringsledd med ulineær karakteristikk. Det finnes flere slike matematisk definerte karakteristikker eller kurver. Den mest kjente heter A-lov. Den er opprinnelig definert av CCITT for et 30-kanals telefonsystem og vist i fig. 1.8. Figuren viser også bitmønsteret før og et­ ter komprimering fra 11 til 7 bit. (Egentlig 12 til 8 hvis vi regner med tegnbitet som er uforandret.) Figuren viser bare den positive del av kurven. Den har en tilsvarende negativ del, og ser altså ut som en S. Selve A-loven definerer en kontinuerlig kurve, men i praksis benyttes en segmentert til­ nærming. Den som er vist har 13 segmenter. Den er rett fra B gjennom

22

origo til -B, første knekk fra B til C, neste fra C til D, o.s.v. Vi ser at hver gang kurven gjør en ny knekk, dobler vi avstanden mellom kvantiseringsnivåene, og øverste halvdel av inngangssignalet (kvantiseringsnivå 1024-2048) har bare tildelt 16 kvantiseringsnivåer på utgangen (112-128), altså 64 kvantiseringstrinn slått sammen til ett. Vi kan si at hvert nytt segment representerer en dobling av inngangsnivået (6 dB). Samtidig reduseres kvantiseringsnivåenes tetthet til det halve. (Kvantiseringsstøyen øker med 6 dB). På denne måten blir signal-støyforholdet til­ nærmet konstant fra første knekkpunkt. 11 bit lineær konvertert til

0 32 64128 256

512

1024

2048

Inngangsnivå, definert med 12 bit

(11 bit»tegnbit)

Fig. 1.8. A-lov kompandering. I fig. 1.9 er signal-støyforholdet vist grafisk som funksjon av inngangssig­ nalet. Den rette linjen representerer lineær PCM. Komprimering etter Alov med 13 segmenter som vist i fig. 1.8, gir kurve a. Opp til -36 dB er

23

forholdet likt som for lineær PCM. For høyere nivåer er signal-støyforholdet konstant, litt under 50 dB. I figuren er også tegnet inn signalstøyforholdet for to andre kompanderingslover som vi kommer til senere.

A-lov instantaneous kompandering kan også illustreres som på fig. 1.10. Vi ser at avstanden mellom kvantiseringsnivåene øker med amplituden.

Sinus inngangssignal i dB (0 er høyeste kvantiseringsni vd

før klipping)

Fig. 1.9. Signal/støyforhold som funksjon av inngangssignal ved forskjellige former for komprimering. a: b: c: d:

13 segments A-lov. 14/10-komprimering. 11 segments A-lov. 14/11 -komprimering. Flytende komma. 14/10-komprimering. Lineær PCM. 14 bit.

Fig. 1.10. Kvantiseringsnivåer ved instantaneous-kompandering. A-lov.

24

1111111111

1111111110

0111111110

0111111111

Kompandering etter A-lov gir marginal kvalitet særlig ved kraftige toner i bassområdet. Som regel kombineres derfor bruk av A-lov med innset­ ting av et såkalt preemphasis-fiiter i A/D-konverteren. (Tilsvarende må vi da ha deemphasis-filter i mottakerens D/A-konverter.) Preemphasisfilter er standardisert av CCITT og har en karakteristikk som vist i fig. 1.11. Deemphasis-filteret har en nøyaktig motsatt karakteristikk, slik at resultatet blir 0. Når preemphasis brukes, blir altså det analoge signalet dempet i bassen og forsterket i diskanten før det kodes. Dempning av dis­ kanten i mottakerenden medfører også at støyen dempes. Slik bruk av fil­ ter øker signal/støyforholdet med minst 6 dB i forhold til det som er vist i fig. 1.9.

Fig.1.11. Preemphasis i henhold til CCITT, J17

Vi skal senere se at PCM, A-lov brukes i NRKs programlinjenett.

1.4. PCM. Flytende komma-kompandering En annen måte å foreta bitreduksjon på skal beskrives her. Den kalles fly­ tende fawzznzz-kompandering (floating point).

Et hvilket som helst tall kan beskrives som et produkt av en mantisse og grunntallet opphøyd i en eksponent (jf. logaritmer). Mantissen fremkom­ mer ved at kommaet flyttes slik at første tall 4= 0 er første tall etter kom­ ma. Eksponenten angir da hvor mange plasser kommaet er flyttet. Eksempel: 125910 = 0,1259 • 104 001102 = 0,110 ■ 23

I det binære tallsystemet betyr flytting av kommaet en plass til høyre eller venstre en halvering h.h. v. en fordobling. Vi kan derfor tenke oss at eks­

25

ponenten uttrykker en forsterkning med faste trinn, og sett fra den analoge siden vil halvering eller fordobling bety -6 dB eller +6 dB.

Fig. 1.12. Flytende komma - konvertering.

En flytende komma-konverter er vist på fig. 1.12. Inngangssignalet pas­ serer de vanlige leddene lavpassfilter og sample and hold. Punktprøven går så parallelt inn i en rekke forsterkere med forsterkningen økende i trinn på 6 dB. Forsterkningskontrollen styrer venderen og dermed hvilken forsterkning som velges. Endring må kunne skje så raskt som fra et sam­ ple til det neste. Forsterkningskontrollen tester punktprøvens spenning ved A og stiller om forsterkningen etter følgende kriterier: Om punktprøven overskrider max. tillatt spenning inn på A/Dkonverteren, reduseres forsterkningen med 6 dB. Ligger punktprøven un­ der halvparten av max. tillatt spenning, økes forsterkningen med 6 dB. M.a.o. flyttes kommaet stadig til høyre eller venstre, derav flytende komma.

I eksempelet på fig. 1.12 har vi 5 forsterkertrinn å definere. Det krever 3 bit’s eksponent. På utgangen finnes en vanlig 10 bit’s A/D-konverter. Vi må overføre mantisse + eksponent. Vårt eksempel har max. signal/støy-nivå gitt av 10 bit konverteren, altså 60 dB, mens dynamikken blir 4 • 6 dB større, altså 84 dB.

Slik parametrene er valgt i fig. 1.12 kan vi direkte sammenligne med Alov-kompandering, og signal/støy-forholdet er derfor tegnet inn i fig. 1.9. 26

Ellers ville nok en 3 bit’s eksponent vært utnyttet bedre, med flere forsterkertrinn og derved øket dynamikk.

Fig. 1.13 viser kvantiseringsnivåene slik de ser ut fra den analoge siden for forskjellige verdier av forsterkningen. (For illustrasjonen er det bare brukt 16 nivåer, 4 bit + tegnbit.) V max 01111 ----

—

—

— -

—------------------ ---------------------—

OdB

Eksponent

Fig. 1.13. Flytende komma-konvertering. For alle nivåer lavere enn Væax/16 er forsterkningen 24 dB.

Svakhetene ved flytende komma-kompandere av denne typen ligger i unøyaktigheter som nødvendigvis må finnes i forsterkere og dempeledd. Dessuten innfører vi en modulasjonsstøy ved at kvantiseringsstøyen øker eller minsker med 6 dB hver gang vi endrer forsterkningen. Likesom ved A-lov vil vi vinne endel i kvalitet ved å innføre preemphasis.

1.5. NICAM. To-kanal TV-lyd og lyd for satellittkringkasting 1.5.1. Blokk flytende komma-konverteren Flytende komma-kompandering beskrevet under 1.4 skjer for hver punkt­ prøve (instantaneous) og kompanderingen skjer i en analog prosess. Vi skal nå se at kompandering kan skje for en blokk av punktprøver som sam­ les opp - derfor kalt near instantaneous-kompandering. Vi skal også se at forsterkningen endres digitalt, slik at vi unngår problemene med unøy­ aktigheter i analoge forsterkere og dempeledd.

27

NICAM står for Near Instantaneous Companded Audio Multiplex. Kodingsmetoden er utviklet av BBC. EBU har standardisert MAC/Packetsystemet for satellittkringkasting, og i dette systemet inngår NICAM som en av kodingsmetodene for lyden.

Dessuten er det enighet mellom de nordiske land og en rekke andre land i Europa om å velge NICAM for to-kanals TV-lyd (stereo TV). Vanlige TV-apparater vil derfor etterhvert inneholde NICAM-dekodere. Blokk flytende komma-konverteren er illustrert på fig. 1.14. Ett paritets-

Fig.1.14. Blokk flytende komma-konverter.

Signalet punktprøves i en lineær 14-bit’s omformer. De kodede punktprøvene leses så inn i et skiftregisterminne - inntil 32 punktprøver er lagret. En amplitudemonitor bestemmer hvilken av punktprøvene som har den høyeste verdien. Denne største verdien bestemmer skalafaktoren (ekspo­ nenten) for alle 32 punktprøvene. Skalafaktoren avgjør kommaplasseringen, og ved utlesning fra skiftregisterminnet fjernes da de mest signifikante bitene som ikke er i bruk. Hvis nivået er relativt høyt, fjernes isteden noen av de minst signifikante bitene, slik at hver punktprøve be­ står av 10 bit. Et paritetsbit legges til. Det kontrollerer de 6 mest signifi­ kante bitene i punktprøven. Like paritet er brukt.

Samplingsfrekvensen i NICAM er 32 kHz. Bitreduksjonen er vist i fig. 1.15. På figuren er rammet inn de 10 bitene (9 bit + tegnbit) som blir overført ved det maksimale nivå som måles for en gitt blokk. Utenom rammen ses da de 4 bitene som blir neglisjert. Til høyre på figuren er an­ gitt skalafaktorordet på 3 bit for de 5 gradene av kompresjon. De 3 bitene definerer samtidig 7 grader av beskyttelse. Dette kan brukes i mottakeren for ekstra beskyttelse av de mest signifikante bitene i en punktprøve. 28

LSB

MSB

+*max

0

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

1

0 0 0

1 0 0

0 1

6

0 X 1

0 X X

0 X X

0 X X

0 X X

0 X X

0 X X

0 X X

0 X X

0 X X

0 X X

0 0

0 0

0 0

0 0

1 0

X 1

X X

0 0

0 0

0 0

0 0

1 0

X X X X

X X X X

X X X X

X X

0 0

X X X X

X X

0 0

X X X 1

X X

X X

0

0

0

0

0

0

0

0

1

1

1

1

1

0

0

0

0

0

0

0

X

X

X

X

X

X

1 k

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

0 1

1

1

1

1

1

X

1

X 0

X

1

X 1

X

1

1 1

X

1

1 1

X

1

0

0

1 1

1

1

1

1

0

X

X

X

0 X

1

1

1

1 1

1 1

0 X

1

1 1

0 X

1

1

0

0 X

X X

X X

X X

X X

X X

X X

X X

0 1

10 0 0 J

1

1

1

1

0

X

X

X

X

X

X

X

X

X

0

11

4

4

X X 1

X

X

10

1

3

3

X 1

X 1

110

2

2

111

1

1

1

1 1

' Vmax

1

1 1 0

0

1

0 1

0 X 1

0

X er

r-1 bit i bruk etter komprimeringen

0

X X 1

0

X

X

X

X

X

X

X 1

X 1

X 1

X 1

X 1

X 1

0

0

0

0

0

0

0

0

j

1

1

1

1

110 10 1

2 3

2 3

11

4

1

0

10

0

4 5

0-1

10

6 •>

-»

0

0 1 eller 0 0 0

5

7

6 5

0

1 eller 0

Skalafaktor ----------------— Kompresjonsgrad Beskyttelsesgrad

Fig. 1.15. Blokk flytende komma-kompandering. Koding av det kompri­ merte lydsignalet.

Skalafaktoren (3 bit) må overføres sammen med de 32 punktprøvene den gjelder for, slik at riktig ekspansjon kan skje i mottakerenden. Ved en me­ tode som heter »signalling in parity» er det mulig å overføre skalafaktoren uten at det krever ekstra plass i overføringen. Hvert av de 3 bitene i skala­ faktoren fraktes med 9 av paritetsbitene. (Tilsammen 27 av 32 brukes alt­ så til signaleringen.)

Et skalafaktorbit som er - 0 - vil ikke endre pariteten på de 9 punktprøve­ ne. Når et skalafaktorbit er - 1 -, endres pariteten (til odde paritet) for de 9 punktprøvene, d.v.s. alle 9 paritetsbitene endres. I mottakerenden foretas det en majoritetsavgjørelse for å finne ut om pari­ teten har blitt endret eller ikke. Dermed kan skalafaktoren bestemmes og paritetsbitene endres tilbake til det riktige før feilsjekking foretas.

Ved NICAM er forsterkningen, og dermed signal/støyforholdet, konstant 29

over 32 punktprøver. Modulasjonsstøyen, som gir problemer ved instan­ taneous flytende komma-kompandering, er derfor ikke merkbar. Allike­ vel brukes preemphasis/deemphasis som beskrevet og vist i fig. 1.11.

1.5.2. Rammestruktur for to-kanal TV-lyd Vi har sett hvordan NICAM-koding foregår. Nå skal vi se hvordan infor­ masjonen overføres:

Datastrømmen er delt opp i 728 bit’s datarammer som sendes etter hver­ andre uten opphold. En dataramme varer 1 ms. Datahastigheten blir der­ for 728 Kbit/s. En dataramme er satt sammen som vist på fig. 1.16.

Fig. 1.16. Dataramme for to-kanal TV-lyd (NICAM) før bitfletting. Rammen består av: Rammelåsningsord (FAW=Frame Alignment Word), .. 8 bit Kontrollinformasjon, ........................................................ 5 bit Tilleggsdata (foreløpig udisponert), ............................ 11 bit Lydkanaler og!eller data, ........................................... 704 bit

Fig. 1.16 viser de 704 bitene brukt som 64 punktprøver å 11 bit for over­ føring av stereo A og B eller to uavhengige monokanaler. I stereo er A og B’s punktprøver flettet sammen slik at de kommer annenhver gang, og et­ tersom datarammen rommer 64 punktprøver, blir det akkurat en NIC AMblokk pr. A og B-kanal. 30

Når to uavhengige monokanaler skal overføres, lar vi to blokker fra den ene kanalen (merket nog n+1) fylle en dataramme. Deretter to fra den andre monokanalen i neste dataramme o.s.v. annenhver gang. De 704 bitene kan også brukes til ren dataoverføring. Eventuelt kan man dele, slik at 352 bit brukes for data og 352 bit til en monokanal. Når lydkanaler og/eller data er lagt inn i datarammen skjer det bitfletting mellom de 704 bitene som vist på fig. 1.17. Vi ser at bitene i en punktprø­ ve spres utover hele datarammen. Kontrol Ibit 704 bi+f lettede lyddata FAW Cn-C/ 11 bit tilleggsdata (AD) 16 bit .---------- ---------- , - ------------------------------------------ *-------------------- , '25,69,113,157.................... 6 85' 1,23,4,5,6,7,8 9,10,11,12,13 14,15,16,17,18,19,20,21,22.23,24 26,70,114...................-..... 686 27,71,115................... -..... 6