2 Cours N°2 D'électronique Analogique [PDF]

Zitiervorschau

Université Ibn Zohr Faculté des sciences d’Agadir

m

Département de physique

Filière : Sciences de la Matière Physique (SMP)

o.c o

Licence S5

Support de cours :

ab ka ri-

pr

Electronique analogique

al3

Réalisé par :

Professeur Noureddine MAOUHOUB [email protected] Année universitaire 2015-2016

m

Sommaire

o.c o

Chapitre I : Les filtres actifs…………………………………………………………………………..3

Chapitre II : La contre réaction……………………………………………………………………..17

Chapitre III : Les oscillateurs sinusoïdaux………………………………………………………..26

al3

ab ka ri-

Références bibliographiques

pr

Chapitre IV : Les comparateurs et multivibrateurs astables……………………….…………..36

Cours d’électronique analogique

SMP5

2

Chapitre I :

Les filtres actifs

m

I.1 Définitions a- Fonction filtrage

Le filtrage de fréquence assure la suppression des signaux de fréquences non désirée et

o.c o

conserver ou même amplifier, les signaux de fréquence désirée. Un filtre est donc un circuit électronique (un quadripôle) permettant de sélectionner une bande de fréquence. b- Filtre actif/filtre passif



un filtre passif est une combinaison de résistances, de condensateurs et/ou de bobines. Chacun de ces éléments subit les tensions et courants appliqués.



Un filtre actif est un filtre comportant un élément amplificateur (Amplificateur

pr

opérationnel, transistor, etc) qui permet donc de modifier les amplitudes des signaux. Un filtre actif sera donc composé d’élément dépendant de la fréquence (C, L ou autres et d’un élément actif.

ab ka ri-

c- Fonction de transfert d’un filtre

La fonction de transfert d’un filtre ou gain complexe est le rapport du signal de sortie et celui d’entrée.

H  j 

Vs  j

Ve  j

d- La fréquence de coupure d’un filtre actif

La fréquence de coupure est la fréquence pour laquelle le gain maximum est divisé par la racine carrée de 2 :

al3

H  jc  

H max 2

Ou bien c’est la fréquence qui correspond à un gain en dB maximum à – 3dB e- La bande passante d’un filtre actif

La notion de la bande passante est très déterminante dans l’étude d’un filtre. La bande passante correspond à l’intervalle de fréquence dans lequel le gain est supérieure à Hmax – 3dB Cours d’électronique analogique

SMP5

3

I-2 Filtres actif du premier ordre a- Filtre passe bas

k

H( j ) 

Diagramme de Bode :

 0

o.c o

1 j

m

La fonction de transfert d’un filtre passe bas du premier ordre se met sous la forme suivante:

Le diagramme de Bode ou bien la réponse harmonique d’un filtre est le tracé à la fois du gain en décibel à l’échelle semi logarithmique et du déphasage en fonction de la fréquence ou bien en fonction de la pulsation. Le gain en décibel de ce filtre est donné par :

pr

HdB

   2   20log k  10log 1       0    

Etude asymptotique :

Afin de donner une étude asymptotique de ce filtre, on étudie les trois cas suivants :

ab ka ri-

ω > ω0 : le gain en dB admet comme asymptote une droite de pente 20dB / décade : HdB = 20logk-20log(ω) + 20log(ω0)

ω = ω0 : dans ce cas ω0 est la pulsation de coupure et le gain en décibel prend la valeur suivante :

HdB = 20logk – 3 dB

al3

Le déphasage est donné par l’expression suivante:

   0 

  arctg 

On distingue donc les trois asymptotes suivantes : ω > ω0 : φ = -π/2 ; ω = ω0 : φ = -π/4

Cours d’électronique analogique

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4

m o.c o

Figure I.1 : Diagramme de Bode d’un filtre passe bas

ab ka ri-

pr

Exemples de calcul de la fonction de transfert d’un filtre actif passe bas :

R2 R1 H( j )  1  jRC 

R2 R1 H( j )  1  jRC 1

b- Filtre passe haut

La fonction de transfert d’un filtre passe haut du premier ordre se met sous la forme suivante:

 0 H( j )  k  1 j 0

al3

j

Le gain en décibel de ce filtre est donné par : Etude asymptotique :

HdB

   2    kdB  20log    10log 1       0    0   

ω > ω0 : le gain en dB admet une asymptote horizontale qui prend la forme suivante : HdB = 20logk = kdB

ω = ω0 : dans ce cas ω0 est la pulsation de coupure et le gain en décibel prend la valeur

o.c o

suivante :

HdB = 20logk – 3 dB Le déphasage est donné par l’expression suivante:



  arctg   2  0 



ab ka ri-

pr

ω > ω0 : φ = 0 ; ω = ω0 : φ = π/4

Figure I.2 : Diagramme de Bode d’un filtre passe haut

al3

Exemples de calcul de la fonction de transfert d’un filtre actif passe haut :

H( j ) 

 jR 2 C 1  jR 1C

Cours d’électronique analogique

 R  jRC H( j )  1  2   R1  1  jRC

SMP5

6

c- Filtre passe tout (filtre déphaseur) Ce type de filtre laisse passer toutes les fréquences, il génère seulement un déphasage entre

 0 H( j )   1 j 0 1  j

Ou

o.c o

 0 H( j )   1 j 0 1 j

m

les signaux. Sa fonction de transfert prend généralement les deux formes suivantes :

Le gain en décibel de ce filtre est toujours nul : HdB = 0 Le déphasage est donné par l’expression suivante:

   0 

  2arctg 

ab ka ri-

pr

ω > ω0 : φ = - π/2 ; ω = ω0 : φ = -π

Figure I.3 : Diagramme de Bode d’un filtre passe tout

al3

Exemples de calcul de la fonction de transfert d’un filtre actif passe tout :

H( j ) 

1  jRC 1  jRC

H( j ) 

I-3 Filtres actifs du deuxième ordre

1  jRC 1  jRC

I-3-1 Structures de quelques circuits classiques pour la réalisation des filtres actifs a- Structure de Rauch Cours d’électronique analogique

SMP5

7

Parmi les structures utilisées pour la réalisation des filtres actifs de second ordre, on cite la structure de Rauch. Cette structure présente deux réactions entre la sortie et l’entrée

o.c o

m

(figure I.4).

pr

Figure I.4 : Filtre actif à base de la structure de Rauch L’amplificateur opérationnel est supposé idéal : V+ = V- = 0 Le potentiel au point N s’écrit :

ab ka ri-

Ve Vs  Z1 Z4 VN  1 1 1 1    Z1 Z2 Z3 Z4

Le potentiel V- est donné par :

VN Vs  Z3 Z5  V  0 1 1  Z3 Z5

Après quelques manipulations mathématiques, la fonction de transfert d’un filtre à base de la structure de Rauch prend la forme suivante

al3

H( j ) 

 Z 2 Z 4 Z5 Z1Z2 (Z3  Z4  Z5 )  Z3 Z4 (Z1  Z2 )

a- Structure de Sallen et Key

Le filtre actif à base d’une structure de Sallen et Key est donné par le montage suivant :

Cours d’électronique analogique

SMP5

8

m o.c o

Figure I.5 : Filtre actif à base de la structure de Sallen et Key

On suppose toujours que l’amplificateur opérationnel est idéal. Le potentiel au point A est donné par :

pr

Ve Vs V    Z1 Z3 Z2 VA  1 1 1   Z1 Z2 Z3 Le potentiel V+ et V- en fonction du potentiel Vs s’écrit :

ab ka ri-

Vs V (k  1)R V  V   s 1 1 k  R (k  1)R

Après quelques manipulations mathématiques, l’inverse de la fonction de transfert (pour simplifier le calcul) d’un filtre à base de la structure de Sallen et Key prend la forme suivante :

Z Z Z ZZ  1 1  1  (1  k) 1  1  2  1 2  H( j ) k  Z3 Z4 Z4 Z3 Z4 

I-3-2 Les fonctions de filtrage du second ordre a-Filtre passe bas

al3

La fonction de transfert d’un filtre passe bas du deuxième ordre prend la forme suivante : H( j ) 

H0 2

       j   2m  j   1  0   0 

m est le facteur d’amortissement du filtre (m est positif) et ω0 est la pulsation propre du filtre.  On pose : x  (x s’appelle la pulsation réduite) et on prend comme hypothèse : H0 > 0 0 Cours d’électronique analogique

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9



Le gain en dB est donné par : H dB  20 log H 0  10 log 1  x 2   4mx 2 2

m =1

m>1 H0

  1  j  0  

2

H( j ) 

H0     1  j  1  j  1   2  

Deux racines réelles :

Racine double :

deux filtres passe-bas du 1er ordre identiques

    m 

 m  1

1  0 m  m2  1 et 2

en cascade

m 0



H dB  20 log H 0  40 log x  10 log 1  x 2   4mx 2 2

o.c o

Le gain en décibel de ce filtre s’écrit :



 2mx      arctan  2   1 x  Le diagramme de Bode du filtre passe-haut du deuxième ordre se déduit facilement de celui

Le déphasage est donné par :

d’un passe-bas du deuxième ordre :

Pour le gain, en effectuant une symétrie par rapport à la droite d’équation x = 1.



Pour la phase, en effectuant une translation de π

pr



m

ab ka ri-

m

Figure I.7 : Diagramme de Bode d’un filtre passe haut du second ordre

Exemples de calcul de la fonction de transfert d’un filtre actif passe bas du deuxième ordre : Structure de Rauch

al3

 C 2 R 1R 2 ( j  ) 2 H( j )  2 C R1R 2 ( j ) 2  3R1C( j )  1

Cours d’électronique analogique

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0 

1 C R1R 2

m

3 R1 2 R2

12

Structure de Sallen et Key

1 C R 3R 4

m

1 (1  K)R 4  2R 3 2 R 3R 4

o.c o

0 

m

R 3R 4 ( jC ) 2 H( j )  K R 3R 4 ( jC ) 2  ((1  K)R 4  2R 3 )( jC )  1

K  1

c-Filtre passe bande

R2 R1

   2m  j  H0  0  H( j )  H 0 .  2   0        1  jQ j  2m j  1           0    0  0

ab ka ri-

suivante :

pr

La fonction de transfert d’un filtre passe bande du deuxième ordre s’écrit sous la forme

Q est le facteur de qualité du filtre tel que Q = 1/ 2m

On prend comme hypothèse : H0 > 0



Le gain en décibel de ce filtre s’écrit : H  20 log H  20 log  2mx   10 log 1  x 2 2  4mx 2 dB 0 Le déphasage :  

  2mx   arctan  2  2  1 x 

Le diagramme de Bode du filtre passe bande du deuxième ordre se déduit facilement de celui d’un passe-bas du deuxième ordre :

Pour le gain, en ajoutant 20log(2mx) au gain du filtre passe-bas du deuxième ordre.



Pour la phase, en effectuant une translation de π/2.

al3



Cours d’électronique analogique

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13



m o.c o

Figure I.8 : Diagramme de Bode d’un filtre passe bande du second ordre

Exemples de calcul de la fonction de transfert d’un filtre actif passe bas du deuxième ordre :

pr

Structure de Rauch

ab ka ri-

0 

H( j ) 

m

1

R1 R3

C R 1R 2

R1 // R 2 R3

2( jC )  R1 // R 2  R 3 R1 R 3  R1 // R 2  ( jC ) 2  2  R 1 // R 2  ( jC )  1

Structure de Sallen et Key

al3

Exercice : Exprimer la fonction de transfert du filtre ci-dessous en calculant ω0 et m

Cours d’électronique analogique

SMP5

14

d- Filtre réjecteur de bande (coupe bande) La fonction de transfert d’un tel filtre du deuxième ordre s’écrit sous la forme suivante : 2

On suppose que H0 > 0

o.c o

m

   1  j   0  H( j )  H 0 . 2        j   2m  j   1  0   0 



Le gain en dB est : H dB  20 log H 0  20 log 1  x 2  10 log 1  x 2   4mx 2



ab ka ri-

pr

2mx  Le déphasage est si x < 1:    arctan  2   1 x   2mx  Si x > 1     arctan  2   1 x 

2

Figure I.9 : Diagramme du gain d’un filtre coupe bande du second ordre

NB : le diagramme de phase ressemble à celui d’un filtre passe bas du second ordre

al3

Exemple :

Cours d’électronique analogique

SMP5

15

 jRC 

2

2

 2  jRC   1

m

La fonction de transfert est : H( j ) 

1   jRC 

I-3-3 Structures de filtres actifs utilisant un quadripôle

Ce sont des filtres qui utilisent deux quadripôles respectivement placés à l’entrée et en

ab ka ri-

pr

Exemple avec un filtre passe bas

o.c o

rétroaction sortie-entrée

1



1  2 jRC2  jR C1C2



2

al3

La fonction de transfert est donnée par : H  j 

Cours d’électronique analogique

SMP5

16

Chapitre II :

La contre réaction

m

II.1 Principe et définition

Le principe de la réaction est utilisé dans de très nombreux circuits électroniques. Il consiste

combiner avec le signal d'entrée extérieur.

o.c o

à réinjecter une partie du signal de sortie d’un amplificateur à l'entrée du circuit pour le

Figure II.1 : Schéma de base d’une contre réaction

suivante:

xs H  x 'e 1  B.H

B: taux de rétroaction BH : Gain de boucle 1+BH : Facteur de rétroaction

ab ka ri-

  

H' 

pr

La fonction de transfert du montage complet à contre réaction est donnée par la relation

II. 2 Propriétés de la contre réaction

a- Sensibilité aux variations relatives du gain H

L’amplificateur de base H est généralement sensible aux variations de la température, aux paramètres de ses composantes, aux variations des tensions d’alimentations… On exprime cette variation relative par dH/H. La variation relative de l’amplificateur avec contre réaction est donnée par: dH' 1 dH  . H' 1  B.H H

al3

On constate que la contre réaction diminue la distorsion d’amplitude Exemple : on prend un amplificateur de gain en boucle ouverte H = 105 utilisé dans un montage à contre réaction de gain H’ = 100. Supposons que la variation relative de l’amplification est dH/H=20% Quelle la variation relative de l’amplitude du montage à contre réaction? Réponse : dH’/H’ = 0.02% Cours d’électronique analogique

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17

b- Elargissement de la bande passante On considère une chaine directe qui présente une fonction de transfert de type passe bas du 1er

m

ordre de pulsation coupure ωc : H0

H( j ) 

1 j

 c

H '( j ) 

Avec

H '0 H( j )  1   .H( j ) 1  j   'c

H '0 

H0 1   .H0

et

o.c o

Si on applique à ce bloc une contre-réaction β réelle, on obtient une réponse harmonique de la forme :

 'c  c .1   .H0 

ab ka ri-

pr

On conclue que La contre réaction diminue le gain et élargis la bande passante

Figure II.2 : Effet de la contre réaction sur la bande passante

c- Distorsion harmonique

On suppose que l’amplificateur de base H génère de la distorsion harmonique en appliquant

un signal sinusoïdale xe parfait de fréquence f0 et d’amplitude a0. sa sortie xs transmet la fréquence f0 avec une amplitude Ha0 mais génère aussi des harmoniques indésirables 2f0 , 3f0

al3

d’amplitude a2, a3

Figure II.3 : Distorsion harmonique dans un amplificateur

Cours d’électronique analogique

SMP5

18

Pour illustrer ce phénomène, on place à la sortie de l’amplificateur un générateur D signature

o.c o

m

de la distorsion harmonique. Le montage avec contre réaction est le suivant :

Figure II.4 : Contre réaction avec distorsion harmonique

La relation qui lie xs et x’e et qui prend en considération la distorsion harmonique est donnée par : H D x 'e  1  B.H 1  B.H

pr

xs 

Donc la contre réaction réduit la distorsion harmonique

ab ka ri-

d- Réduction du bruit

On considère le montage avec contre réaction suivant en injectant une source de bruit N à la sortie

Figure II.5 : Contre réaction bruit à la sortie

al3

La relation qui lie xs et x’e et qui prend en considération l’effet du bruit est donnée par xs 

H N x 'e  1  B.H 1  B.H

La contre réaction réduit le bruit à la sortie de l’amplificateur. II.3 Les différents types de contre réaction 

types d’amplificateurs

Cours d’électronique analogique

SMP5

19

Selon la nature du signal d’entrée xe et du signal de sortie xs , on peut distingué quatre types d’amplificateurs: amplificateur de tension, ampli de courant, ampli à transconductance et

pr

o.c o

m

ampli à transrésistance.

Tableau I.1 : Les différents types d’amplificateurs



Les quartes types de contre réaction

La contre réaction est réalisée en tension ou en courant avec un couplage à l’entrée parallèle

ab ka ri-

ou série. On parvient ainsi aux quatre montages suivants:

-

Contre réaction à entrée série et sortie parallèle. (appelée également série/parallèle ou tension/tension)

-

Contre réaction à entrée série et à sortie série. (appelée également série/série, ou

al3

courant/tension)

Cours d’électronique analogique

SMP5

20

-

Contre réaction à entrée parallèle et sortie parallèle. (appelée également parallèle/

-

o.c o

m

parallèle ou tension/courant)

Contre réaction à entrée parallèle et à sortie série. (appelés également parallèle /série,

ab ka ri-

pr

ou courant/courant)

II.4 Calcul des impédances d’un amplificateur avec contre réaction idéale

On considère les hypothèses simplificatrices suivantes : 

Amplificateur H unidirectionnel (de l'entrée vers la sortie).



Circuit de réaction B unidirectionnel (de la sortie vers l'entrée).



L'entrée et la sortie de l'amplificateur ne sont pas chargées par des impédances aux

accès du quadripôle de réaction B.



L'impédance interne Ri de la source d'entrée à une valeur idéale.



L'impédance Zc de la charge de sortie a une valeur idéale, afin de ne pas influencer le

taux de réaction :

− sortie à connexion série : la charge de sortie a une impédance nulle (Zc=0).

al3

− sortie à connexion parallèle : la charge de sortie a une impédance infinie

(Zc=∞)

a- Cas d’une contre réaction tension / tension (Amplificateur de tension) Amplificateur sans contre réaction

Cours d’électronique analogique

SMP5

21

L’amplificateur est modélisé en entrée par une impédance d’entrée Ze et en sortie par un

o.c o

m

générateur de gain Av. Ve et d’impédance de sortie Zs

Figure II.6 : schéma équivalent d’un amplificateur de tension

On a : Ve  Ze .Ie

et

Vs  A v .Ve  Zs .Is

ab ka ri-

pr

Amplificateur avec contre réaction

Hypothèse : Le quadripôle G de la chaine de retour est supposé idéal (I0 = 0) 

Calcul d’impédance d’entrée

On a : Vs  A v .Ve  Zs . Is  I0   A v .Ve  Zs .Is Vs   Zc .Is Vr  G.Vs

V 'e  Ve  Vr

al3

Après quelques manipulations mathématiques on trouve :  G.A v  Z'e  1  .Ze 1    

Avec 



Zs Zc

Calcul d’impédance de sortie

Cours d’électronique analogique

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22

Av Zs .V'e  .Is  A'v .V'e  Z's .Is 1  G.A v 1  G.A v

Donc

Z's 

Zs 1  G.A v

m

Vs 

On remarque que la contre réaction tension / tension diminue le gain, augemente l’impédance

Exemple

o.c o

d’entrée et diminue l’impédance de sortie

pr

Le montage d’un amplificateur opérationnel inverseur est un exemple simple d’une contre réaction tension tension (voir TD):

ab ka ri-

L’amplificateur opérationnel A0 monté en non inverseur est soumis à une contre réaction tension/tension

al3

b- Cas d’une contre réaction courant/ tension (Amplificateur à transconductance)

Cours d’électronique analogique

SMP5

23

Hypothèse: le quadripôle G de la chaine de retour est supposé idéal Calcul d’impédance d’entrée

On a :

G

m



Vr is

o.c o

V 'e  Ve  Vr Vs   Zc .Is

is  G m .Ve 

Vs Rs

L’impédance d’entrée est donnée par :

is 

Calcul d’impédance de sortie

     

V Gm 1 .V 'e  Vs  G 'm .V 'e  s 1  G.G m Zs .1  G.G m  Z's

pr



  G.G m Z'e  Ze . 1   1  Zc  Zs 

L’impédance de sortie est donnée par :

ab ka ri-

Exemple :

Z's  Zs .1  G.G m 

Le montage d’un transistor monté en collecteur commun est un exemple simple d’une contre réaction courant tension: G = RE

al3

II.5 Contre réaction non idéale (contre réaction réelle)

Dans le cas d’une contre réaction réelle les hypothèses simplificatrices que nous avons

abordé dans le partie précédente ne sont plus vérifiés 

Transformation d’une configuration réelle

Cours d’électronique analogique

SMP5

24

L’objectif est de montrer qu'il est possible, par une suite de transformation, de ramener une configuration quelconque non-idéale en une configuration idéale. On se place ici dans le cas

pr

o.c o

m

d’une réaction série-parallèle.

Après transformation on obtient le quadripôle modifié H’ tel que :

Z's  Zs // Zer // ZC

A'v 

Ze .Z 's .Av Z 'e .Zs

ab ka ri-

Z'e  R i  Ze  Zsr

Gain du montage complet

al3

Impédance d’entrée

Impédance de sortie

A '' v 

A'v 1  BA ' v

Z''e  Z'e . 1  BA ' v  Z 's Z ''s  1  BA ' v

Cours d’électronique analogique

SMP5

25

Les oscillateurs sinusoïdaux

m

Chapitre III :

III.1 Principe de l’oscillateur sinusoïdal à réaction

L’oscillateur sinusoïdal à réaction est un système bouclé placés volontairement dans un état

o.c o

d’instabilité. Il est constitué d’une chaîne directe A(jω) apportant de l’amplification et d’un

pr

quadripôle de réaction B(jω).

Figure III.1 : Schéma de base d’un oscillateur à réaction

1  A  j.B  j.V  j  0 s

ab ka ri-

Ce schéma bouclé donne la relation suivante :

Le signal Vs doit être non nul, donc on peut écrire :

T  j  A  j .B  j  1

Critère de BARKHAUSEN ou condition d’auto-oscillation. Pour qu’un système bouclé oscille, il faut qu’il existe une fréquence f0 ou une pulsation ω0 pour laquelle le gain de boucle soit égal à 1 : c’est la condition de Barkhausen : A  j0  .B  j0   1

arg  A  j0  .B  j0    2k

La première condition est une condition d’entretien des oscillations. La deuxième condition sur l’argument donne une information sur la pulsation d’oscillation ( les imaginaires sont nuls)

al3

Condition de démarrage des oscillations. 

À la mise sous tension d’un système bouclé possédant une fréquence f0 à laquelle la condition de Barkhausen est vérifiée, l’oscillation ne démarre pas



Si on augmente un peu le gain de la chaîne directe, une sinusoïde d’amplitude

croissante apparaît en sortie

Cours d’électronique analogique

SMP5

26

Lorsque le régime transitoire est terminé, son amplitude finit par se stabiliser

o.c o

m



Figure III.2 : Condition de démarrage d’un oscillateur à réaction

Avec T= A.B (fonction de transfert en boucle ouverte FTBO)

pr

Remarque : Pour que l’oscillation puisse démarrer, il faut avoir, au moment de la mise sous tension de l’oscillateur, une amplification un peu supérieure à l’atténuation du quadripôle de réaction

ab ka ri-

III.2 Principaux types d’oscillateurs à réaction a- Oscillateur à pont de Wien

al3

Le quadripôle de réaction (R,C) est appelé « pont de Wien »

Figure III.3 : Oscillateur à pont de Wien

Chaîne directe

A( j)  1 

R2 R1

Chaîne de retour :

Cours d’électronique analogique

SMP5

27

jRC 1  3jRC   jRC

2

Condition d’oscillation: on ferme l’interrupteur K f0 

1 2RC

o.c o

R 2  2R1

m

B( j) 

On trouve à la sortie un signal s(t) quasi sinusoïdal, de fréquence f0, à condition que R2 > 2R1. b- Oscillateur déphaseur

Le quadripôle de réaction est un circuit à résistance et capacité qui fournit un déphasage

ab ka ri-

pr

entre la sortie est l’entrée

Figure III.4 : Oscillateur à réseau déphaseur

Chaîne directe :

A  j   

R2 R1

Chaîne de retour :

 jRC B  j  2 3 1  5  jRC  6  jRC   jRC

al3

3

Condition d’oscillation: on ferme l’interrupteur K

R 2  29R1

Cours d’électronique analogique

f0 

1 2 6RC

SMP5

28

On trouve à la sortie un signal s(t) quasi sinusoïdal, de fréquence f0, à condition que R2 > 29R1

o.c o

m

c- Oscillateur Colpitts

pr

Figure III.5 : Exemple d’oscillateur Colpitts

Chaîne directe :

ab ka ri-

     R  1  A  j    1  2     R1  1  R  jC   1      e jl     Chaîne de retour : B  j  

C C1  e C1  C2 C2

Ce 

C1C 2 C1  C 2

Condition d’oscillation: on ferme l’interrupteur K R 2 C2  R1 C1

f0 

1 1 1 1     2 l  C1 C2 

On trouve à la sortie un signal s(t) quasi sinusoïdal, de fréquence f0, à condition que R2 /R1 > C2/C1

al3

Exemple d’oscillateur Colpitts avec transistor bipolaire

Cours d’électronique analogique

SMP5

29

m o.c o

ab ka ri-

pr

Le schéma petits signaux :

d- Oscillateur Clapp

Figure III.6 : Exemple d’oscillateur Clapp

al3

Chaîne directe

A  j 

1

R2 R1

    1  1  R  jCe   1   jl    jC  

Cours d’électronique analogique

SMP5

30

B  j  

C C1  e C1  C2 C2

Ce 

C1C 2 C1  C 2

R 2 C2  R1 C1

f0 

1 1 1 1 1     2 l  C1 C2 C 

ab ka ri-

pr

e- Oscillateur Hartley

o.c o

Condition d’oscillation: on ferme l’interrupteur K

m

Chaîne de retour :

Figure III.7 : Exemple d’oscillateur Hartley

Chaîne directe :

A  j 

Chaîne de retour : B  j  

L2 L  2 L1  L 2 L

1

R2 R1

 1  1  R  jC  jL   L  L1  L2

Condition d’oscillation: on ferme l’interrupteur K

al3

R 2 L1  R1 L 2

f0 

1 2 C(L1  L 2 )

III.3 Les oscillateur à résistance négative Dans un circuit RLC, il y a échange permanent d’énergie entre la bobine et le condensateur,

mais cette énergie décroît constamment à cause de la puissance dissipée par effet joule dans la

Cours d’électronique analogique

SMP5

31

résistance. Le signal utile est une sinusoïde amortie, donc une pseudo sinusoïde et l’amplitude

o.c o

m

de la tension est une fonction exponentielle décroissante du temps.

Figure III.8 : Circuit RLC a) parallèle et b) série

Pour avoir des oscillations sinusoïdales, il faut fournir au circuit une énergie égale à celle qui à été dissipée durant chaque pseudo période. Ce ci est possible en plaçant un dispositif qui

assimilé à une résistance négative.

pr

présente un effet dit de résistance négative. Un simple montage à base d’AO peut être

ab ka ri-

La loi des nœuds, appliquée au circuit de la figure a) conduit à l’équation :

 1 1  dil d 2i l il  l    lC 0  dt 2  R R n  dt

La loi des mailles, appliquée au circuit de la figure b) conduit à l’équation :

uc  l  R  R n  C

du c d2u  lC 2c  0 dt dt

Dans les deux cas, si on réalise Rn = - R, les équations ainsi que leurs solutions générales prennent les formes suivantes : i l (t)  i l max sin  t   

u c (t)  u c max sin  t   

al3

Donc un signal sinusoïdal prend naissance dans les circuits étudiés. Réalisation pratique Dans cet exemple, la bobine est caractérisée par ses deux paramètres L et r du modèle série

Cours d’électronique analogique

SMP5

32

m o.c o

Figure III.9 : Exemple d’oscillateur à résistance négative

L’amplificateur Opérationnel

supposé parfait, associé aux résistances R1, R2 et R3 est

Rn 

RR u  1 3 ie R2

III.4. Les oscillateurs à quartz

ab ka ri-

a- Introduction

pr

équivalent à une résistance négative Rn.

La fréquence des oscillateurs peut varier suite à une variation d’un paramètre (température, tension d’alimentation…etc). Lorsque nous avons besoin de générer une fréquence de grandeprécision, on emploie des résonateurs constitués de cristaux piézo–électrique. 

Dès 1880, Pierre et Jacques Curie étudient les propriétés électriques des cristaux qui

les ont menés à découvrir le phénomène de piézo-électricité.



Le quartz est un matériau piézoélectrique pour lequel l’application d’un champ électrique provoque l’apparition de forces mécanique.



Inversement, une force de compression exercée parallèlement à une direction du cristal (appelé axe mécanique) provoque l’apparition de charges électriques sur les

al3

deux faces perpendiculaires à l’axe électrique. Pour une force de traction, on constate que le signe des charges s'inverse. Plus l'effort mécanique est important, plus il y a de charges.

Cours d’électronique analogique

SMP5

33

m o.c o

Figure III.10 : Le quartz

b- Modélisation électrique du quartz

Le quartz est modélisé par une lamelle reliée grâce à deux électrodes de connexion. Le schéma électrique du quartz est constitué par :

pr

- Une capacité CQ, une bobine LQ et une résistance RQ dont les valeurs dépendent de la nature et des caractéristiques du quartz.

ab ka ri-

- Une capacité CM qui correspond aux deux armatures et au quartz comme diélectrique

Figure III.11 : Modèle électrique du quartz

c- Impédance du quartz

A partir du schéma électrique du quartz on trouve l’expression de son impédance :   1  s  j  Z .  2 CM   1  p   

al3

2

ωS est la fréquence série : s 

1 L Q CQ

ωp est la fréquence parallèle : p 

Cours d’électronique analogique

1 C C LQ Q M CQ  C M

SMP5

34

m o.c o

Figure III.12 : Comportement capacitif et inductif du quartz



Les fréquences fS et fP sont très proches.



Entre ces deux fréquences, le quartz a un comportement inductif sinon il est capacitif.

al3

ab ka ri-

pr

Exemple: oscillateur Colpitts à quartz

Cours d’électronique analogique

SMP5

35

Les comparateurs et multivibrateurs astables

m

Chapitre IV :

Dans ce volet on va utiliser l’amplificateur opérationnel en régime non linéaire, dans ce cas

l’amplificateur prend deux valeurs dites tension de saturation Vsat ou -Vsat. L’obtention du

mode non linéaire se fait en supprimant la contre réaction entre la sortie et l’entrée de

IV.1 Les comparateurs

o.c o

l’amplificateur ce qui entraine un basculement entre les deus états de saturation Vsat ou -Vsat.

Le comparateurs est un circuit permet d’effectuer des comparaisons analogiques entre les signaux a- Comparateur simple

pr

Ce comparateur s’appel aussi un comparateur à un seuil. Dans ce circuit on compare une

al3

ab ka ri-

tension d’entrée Ve à une tension de référence VR.

Figure IV.1 : Comparateur simple et son chronogramme de sortie

Cours d’électronique analogique

SMP5

36

La tension de référence VR s’écrit par : VR 

R2 E R1  R 2

m

Si Ve > VR alors Vs = Vsat Si Ve < VR alors Vs = -Vsat

o.c o

b- Comparateur à deux seuils

Ce comparateur s’appel aussi un comparateur à hystérésis ou trigger de Schmitt. Le comparateur avec inversion

ab ka ri-

pr

La borne inverseuse de l’amplificateur est liée à l’entrée.

Figure IV.2 : Comparateur à hystérésis avec inversion

La différence entre la tension Ve et celle de V est donné par : (t) 

R1 Vs (t)  Ve (t) R1  R 2

On suppose au départ que ε > 0, donc Vs = Vsat 

Si Ve augmente, ε s’annule à un instant t1 : ε(t1) = 0

Si Ve continue à augmenter après t1, ε devient négative et Vs bascule vers -Vsat. On peut écrire donc : Ve (t1 )  Vh 

R1 Vsat R1  R 2

al3

Vh est appelée seuil de basculement haut 

Si Ve diminue, ε s’annule à un instant t2 : ε(t2) = 0

Si Ve continue à diminuer après t2, ε devient positive et Vs bascule vers Vsat. On peut écrire donc : Ve (t 2 )  Vb  

R1 Vsat R1  R 2

Vb est appelée seuil de basculement bas Cours d’électronique analogique

SMP5

37

On définit la tension d’hystérésis par la différence entre la tension du basculement haut et 2R 1 Vsat R1  R 2

o.c o

m

celui bas : V  Vh  Vb 

pr

Figure IV.3 : Caractéristique de transfert pour un comparateur avec inversion Le comparateur sans inversion

ab ka ri-

La borne non inverseuse de l’amplificateur est liée à l’entrée.

Figure IV.4 : Comparateur à hystérésis sans inversion

La tension ε est donnée par : (t) 

R2 R1 Ve (t)  Vs (t) R1  R 2 R1  R 2

al3

On suppose au départ que ε < 0, donc Vs = -Vsat 

Si Ve augmente, ε s’annule à un instant t1 : ε(t1) = 0

Si Ve continue à augmenter après t1, ε devient positive et Vs bascule vers Vsat. On peut écrire donc : Ve (t1 )  Vh  

Cours d’électronique analogique

R1 Vsat R2

SMP5

38



Si Ve diminue, ε s’annule à un instant t2 : ε(t2) = 0

On peut écrire donc : Ve (t 2 )  Vb 

R1 Vsat R2 2R1 Vsat R2

pr

o.c o

La tension d’hystérésis est : V  Vh  Vb 

m

Si Ve continue à diminuer après t2, ε devient négative et Vs bascule vers -Vsat.

ab ka ri-

Figure IV.5: Caractéristique de transfert pour un comparateur sans inversion

IV.2 Les multivibrateurs astables

Les multivibrateurs sont des oscillateurs à relaxation qui délivrent un signal rectangulaire.

Un multivibrateur astable bascule entre deux états jamais stables a- Principe de base

al3

Le montage de base d’un multivibrateur astable est le suivant :



Figure IV.6: Multivibrateur astable

On suppose qu’à l’instant t = 0 (à la mise sous tension), Vs = Vsat et que le condensateur est initialement déchargé

Cours d’électronique analogique

(Vc = V- = 0). SMP5

39

On a : VB  

R1 Vsat R1  R 2

m

D’après la loi des mailles Vs - Ri - Vc = 0, on montre que le condensateur se charge

  t  Vc  Vsat 1  exp    RC   

o.c o

exponentiellement à travers la résistance R jusqu’à atteindre la tension Vsat :

- à un instant t1, lorsque le condensateur atteint la valeur VH 

R1 Vsat , ε devient R1  R 2

négative et Vs bascule vers -Vsat. Le condensateur se décharge jusqu’à VB  

R1 Vsat R1  R 2

 t  t1  On montre dans ce cas par la loi des mailles que Vc   Vsat  VH  exp     Vsat  RC 

pr

- à un instant t2, lorsque le condensateur atteint la valeur VB, ε devient positive et Vs bascule vers Vsat. Le condensateur se charge à travers R jusqu’à VH 

R1 Vsat selon la loi R1  R 2

al3

ab ka ri-

 t  t2  suivante : Vc   Vsat  VB  exp     Vsat (et le cycle recommence).  RC 

Figure IV.7: Chronogramme d’un multivibrateur astable

La période du signal rectangulaire généré par le multivibrateur astable est : T = t3 – t1

 2R  T  2RC.Ln 1  1  R2  

Cours d’électronique analogique

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40

m

Références bibliographiques

Moez HAJJI, « Cours électronique analogique », ISET DE NABEUL (2014)

o.c o

Guy Chateigner, « Manuel du génie électrique » Edition DUNOD 2006

Taher Neffati, « Introduction à l’électronique analogique » Edition DUNOD 2008

al3

ab ka ri-

pr

http://philippe.roux.7.perso.neuf.fr/

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