TV-teknikk : horisontal avbøyning [2 ed.] [PDF]

Zitiervorschau

FRANK HOLM

TV-teknikk

Horisontal avbøyning 2. utgave

.Avd, Grimstad

Universitetsforlaget

S Nasjonalbiblioteket Depotbiblioteket

© Yrkesopplæringsrådet for håndverk og industri Universitetsforlaget, 1974.

2. utgave 1978.

Etter lov om opphavsrett til åndsverk av 12. mai 1961 er det forbudt å mangfoldiggjøre innholdet i denne bok, helt eller delvis, uten tillatelse fra forlaget. Forbudet gjelder enhver form for mangfoldiggjøring ved trykking, kopiering, stensilering båndinnspilling o.l.

ISBN 82-00-26 763-6 Trykk: Ant. Anderssens Trykkeri a/s, Larvik 1978.

3

Forord Dette heftet handler om horisontal avbøyning og synkronisering av elektronstrålen i billedrøret. Horisontal avbøyning betegnes etter linjerastersystemet også som linjeavbøyning. Tilsvarende kalles horisontalavbøyningstrinn for linjeavbøyningstrinn. I den første utgaven av dette heftet var hovedvekten ved gjen­ nomgåelsen av horisontalavbøyningstrinnet lagt på rørkretser. I denne utgaven har jeg tatt konsekvensen av at det ikke lenger produseres mottakere med rør. Derfor har jeg basert gjennom­ gåelsen på kretser med halvledere. For fullstendighetens skyld er det tatt med et avbøyningstrinn med rør, men uten detaljert forklaring av virkemåten, fordi denne i hovedsak er den samme som ved bruk av halvledere . Heftet inngår i en serie emnehefter i TV-teknikk, og er beregnet for den videregående skoles radio/TV-linje og andre som har behov for relativt grundige kunnskaper om kretsfunksjoner i TVmottakeren.

Oslo, juli 1978. Frank Holm.

5

Innhold

1. 2. 3. 4.

5.

6. 7.

8.

9.

10.

11.

Linjeraster............................................................................ Magnetisk avbøyning av elektronstrålen.......................... Horisontal avbøyningsstrøm.............................................. Linjeavbøyningstrinn.......................................................... Seriediodekobling.......................................................... Parallelldiodekopling .................................................... Spesialtransistor for linjeavbøyningstrinn med parallelldiodekopling............................................ Avstemning av framløpsfrekvens................................ Usymmetrisk ulinearitet................................................ Generering av høyspenning til billedrøret........................ Filtrering av høyspenningen.......................................... Andre driftspenninger som genereres i linjeavbøyningstrinnet.......................................... Stabilisering av linjeavbøyningstrinnet............................ Generering av styrepulser til linjeavbøyningstrinnet .... LC-oscillator.................................................................. Kippsvinger.................................................................... Linjeoscillator med tetrodetyristor.............................. Tyristorstyrt linjeavbøyningstrinn.................................... Synkronisering av tilbakeløpskretsen .......................... Stabilisering av tyristorstyrt linjeavbøyningstrinn.... Linjeavbøyningstrinn med rør.......................................... Korreksjon av linearitet................................................ Stabilisering av linjeavbøyningstrinn med rør............ Generering av styrepulser til linjeavbøyningstrinn med rør............................................................................ Pulsformertrinn.............................................................. Linjeoscillator ................................................................ Oppgaver.............................................................................

7 8 9 12 12 14 16 20 22 24 27

28 29 30 32 33 35 38 41 41 46 47 48

51 52 53 54

7

1. Linjeraster Opptegning av bilder på billedrørskjermen skjer ved hjelp av linjeraster. Linjene dannes ved at elektronstrålen avbøyes horisontalt. Linjene tegnes opp under hverandre ved at elektron­ strålen også avbøyes vertikalt. Linjetegningen begynner øverst på skjermen og fortsetter nedover. I et komplett linjeraster er det i CCIR systemet 625 linjer. Disse tegnes ikke opp fortløpende. Av hensyn til flimmerfrekvensen tegnes annenhver linje. Først tegnes alle linjer med ulike nummer, 1, 3, 5, osv, deretter alle linjer med like nummer, 2, 4, 6, osv. Delbildesynksignalene fra senderen sørger for at linjene fra de to delbildene blir føyet inn nøyaktig midt mellom hverandre.

8

2. Magnetisk avbøyning av elektronstrålen I TV -bilderør er det nyttet magnetisk avbøyning. Elektronstrålen går gjennom et horisontalt rettet og et vertikalt rettet magnetfelt. Det vertikale magnetfeltet gir horisontal, og det horisontale magnetfelt vertikal avbøyning, se fig. 2.1. Magnetfeltene må virke i samme plan for at man skal få samme avbøyningssenter i horisontal og vertikal retning. Magnetfeltene settes opp av sagtannstrømmer gjennom de respektive avbøyningsspoler. Fig. 2.2 viser en avbøyningsenhet. Foruten avbøyningsspolene er enheten utstyrt med magneter for korri­ gering av putefortegning og for sentrering av bildet.

Fig. 2.1. Vertikalt magnetfelt. Horisontalt magnetfelt.

Fig. 2.2.

9

3. Horisontal avbøyningsstrøm Tiden for en linje er totalt 64 ps. Av denne er 52>s nyttet til videoinformasjon. I de resterende 12 ps er linjen lagt på slukkenivå, dvs. at linjeslukkepulsen varer 12 ps. Den horisontale avbøyningsstrømmen må altså ha en framløpstid på minst 52 ps og en tilbakeløpstid på høyst 12 ps. I praksis vil tilbakeløpstiden være mellom 10 og 12 ps. For å kunne få korrigert den symmetriske ulinearitet som kalles for tangensfeil, må framløpsstrømmen ha en svak S-form. Tilbakeløpsstrømmens form har ingen betydning. Diagrammet i fig. 3.1 viser avbøyningsstrømmens form og tidsforhold. I fig. 3.2 er avbøyningsstrømmen lagt inn i en sinuskurve. Diagrammet viser at framløpet faller sammen med siste del av den negative halvperiode og første del av den positive halvperiode av sinuskurven. Den S-korrigerte framløpsstrøm i avbøynings­ spolene kan altså bestå av denne del av en sinusstrøm. Framløpet vil utgjøre noe mindre enn en halv periode av sinusstrømmen. Setter vi en halv periode lik hele linjetiden 64 ps vil den ha fre­ kvensen: 1 f =--------------- = 7812,5 Hz, 2 • 64 • W"6

altså halve linjefrekvensen. I praksis kan den være noe lavere. Horisontalavbøyningsspolene for en vanlig brukt avbøynings­ enhet for 110° bilderør har følgende data: Induktans Resistans Avbøyningsstrøm

2,9 mH 4,6 Q 2,29 Ap_p

Regner vi ut reaktansen i spolene for halve linjefrekvensen får vi XL = 2nfL = 2 • n- 7812,5 • 2,9 • 10-3 = 147 Q

Fig. 3.1.

10

Reaktansen er altså betydelig større enn resistansen som er 4,6 Q. I en krets vil spolene derfor virke som en praktisk talt ren induktiv belastning. Før vi går nærmere inn på hvordan avbøyningsstrømmen tilveiebringes, skal vi se litt på hvordan den S-korrigerte sagtannstrøm kan være sammensatt av en sinusstrøm med lav frekvens og en sinusstrøm med høy frekvens, fig. 3.3.

2

Tilbakeløp (høy frekvens)

Sagtannstrøm sammensatt av en lav- og en høyfrekvent sinus­ strøm.

11

Vi har allerede funnet ut at frekvensen av sinusstrømmen under framløp må være noe lavere enn halve linjefrekvensen. Regner vi med en tilbakeløpstid på 11,5 ps, vil frekvensen av den sinusstrøm som skal sørge for tilbakeløp være:

1 - = -------- -------- - = 43,5 kHz T 2 • 11,5 ■ 10'6 En sagtannstrøm sammensatt av to sinusstrømmer med forskjellig frekvens kan frambringes i en svingekrets ved å endre avstemningsfrekvensen på riktig tidspunkt, dvs. når strømmen i kretsen har maksimum. Kretsskjemaet blir i prinsipp som vist i fig. 3.4.

Fig. 3.4. Lav svingfrekvens. Høy svingfrekvens.

Når bryteren B er sluttet, svinger kretsen med lav frekvens. Den er da avstemt av Cb og Ce i parallell. Når bryteren B er åpen, svinger kretsen med høy frekvens. Den er da avstemt av Ce alene. En pulsgenerator G holder svingningene vedlike. Den skal gi en puls hver gang bryteren B er sluttet. Fig. 3.5 viser strøm og spenningsforhold i en slik krets når bryteren B sluttes og åpnes i en takt som gir S-korrigert sagtannstrøm. De store spenningstoppene som oppstår når bryteren er åpen, skyldes at strømforandringen pr. tidsenhet da er mye større enn når bryteren er sluttet.

Fig. 3.5. Diagrammet viser strøm- og spenningsforhold i en krets hvor resonansfrekvensen endres ved å slutte og åpne bryteren B.

12

4 Linjeavbøyningstrinn Et linjeavbøyningstrinn som skal arbeide etter prinsippet med en svingekrets som endrer frekvens ved inn- og utkopling av en kondensator, må ha en pulsgiver og en automatisk styrt bryter.

Seriediodekopling

Fig. 4.1. Prinsippskjema for seriediodekopling.

Fig 4.1 viser prinsippskjema for en kopling med transistor og diode som bipolar bryter. Transistoren styres av pulser fra en linjeoscillator og tilfører svingekretsen den nødvendige energi for avbøyningen. Dioden som er koplet i serie med transistorens kollektor virker som bryter for kondensatoren Cb. Dioden styres av selvinduksjonsspenningen i spolen L2. Dette kalles for en seriediodekopling. Den engelske betegnelsen på dioden er «Booster diode» og på kondensatoren Cb «Booster capacitor». Den tyske betegnelsen på dioden er «Schaltdiode». Den engelske betegnelsen er imidlertid mest brukt, både i Norge og andre land. Over kondensatoren Cb opparbeides det en likespenning. I punktet + t/Cb kan man ta ut en likespenning som er summen av spenningen over kondensatoren Cb og driftspenningen. Det er denne forhøyede spenning som er opphavet til betegnelsene boosterdiode og boosterkondensator. Spenningen kalles for boosterspenning.

Virkemåte Selvsvinget i den avstemte kretsen vil starte ved at kollektorstrømmen i transistoren flyter gjennom spolen Ål og dioden D ved at basis tilføres en positiv styrepuls, fig. 4.2. Det induseres da en spenning fra L\ til L2.

Fig. 4.2. Selvsvinget starter opp.

13

Ved t\ blokkeres transistoren ved at styrepulsen på basis går negativ. Kollektorstrømmen opphører, men i spolene er det samlet en magnetisk energi som vil forsøke å opprettholde strømmen i kretsen. Den induserte spenning i £2 bytte polaritet, dioden får negativ polaritet mot anoden, og blokkeres. Kondensatoren Cb koples da ut av kretsen, som blir redusert til L2, Ce. I denne kretsen starter det en svingning med høy frekvens som forklart tidligere. Etter en halv periode passerer strømmen i spolen sitt negative maksimum, og begynner å avta igjen, t2 i fig. 4.2. Elektronstrålen er nå ført tilbake fra høyre til venstre bilderørskant. Samtidig med at strømmen begynner å avta, skifter spenningen over spolen retning. Den blir positiv mot diodens anode og overstiger meget raskt spenningen på kondensatoren Cb- Da denne kondensatoren ble koplet ut ved begynnelsen av tilbakeløpet (Zj i fig. 4.2), var den ikke utladet. Den har heller ikke kunnet lade seg ut i mellomtiden. Ved t2 er derfor situasjonen slik som vist i fig. 4.3. I det UL2 > UC^ blir dioden ledende igjen. Kondensatoren Cb koples inn, og kretsen vil igjen bestå av Cb, Ce og L2. Svingningen vil da fortsette med lav fekvens. Strømmen i spolen L2 avtar, mens Cb og Ce lades opp. Elektronstrålen avbøyes fra venstre bilderørskant mot midten. Ved Z3 er strømmen i spolen null. Strømmen gjennom boosterdioden må imidlertid ikke bli null for da vil Cb bli koplet ut av kretsen og linjeavbøyningen avbrytes. Kort før tidspunktet Z3 (bildeskjermens midtpunkt) må tran­ sistoren bli ledende for at linjeavbøyningen skal kunne fortsette. Dette skjer ved at styrepulsen på basis går positiv igjen, Z3 i fig. 4.3. Kollektorstrømmen begynner da å flyte gjennom boosterdioden. Vi får igjen indusert spenning fra til L2 med plusspol mot boosterdiodens anode. Boosterdioden holdes ledende og svingningen fortsetter ved at Cb og Ce lades ut og strømmen i spolen £2 stiger til den når maksimum ved /4, fig. 4.3. Elektronstrålen avbøyes i denne perioden fra midten på bilderøret til høyre kant. Ved Z4 blir transistoren igjen blokkert ved at styrepulsen på transistoren går negativ og et nytt tilbakeløp begynner. Spennings- og strømforholdene i perioden Z3 til Z4 er vist i fig. 4.4.

Fig. 4.3. Spennings- og strømforhold i første halv­ del av framløpet.

14

Parallelldiodekopling Erstatter vi Cb med en likespenningskilde, vil prinsippskjemaet bli som vist i fig. 4.5. Likespenningskilden kan her betraktes som en meget stor kapasitans. Spolen L og kondensatoren Ce represen­ terer avbøyningsspolene med egenkapasitet. Når bryteren B sluttes, vil strømmen gjennom spolen tilta etter en kurve som vist i fig. 4.6. Endelig verdi for strømmen er gitt av spolens resistans. I = Ub m Rl Spolens tidskonstant —— er bestemmende for hvor raskt strømmen skal nå til maksimum. Strømmen bygger opp en magnetisk feltenergi i spolen som til enhver tid er lik: W = '/2 • L • /2

Fig. 4.4. Spennings- og strømforhold i annen halv­ del av framløpet.

Åpnes bryteren B ved tiden t\, vil kretsen være brutt, men den lagrede magnetiske feltenergien i spolen kan ikke forsvinne momentant. Spolen vil nå oppføre seg som en svingekrets med induktans L og kapasitans Ce. En dempet svingning starter. Etter en halv periode, når spolestrømmen har nådd sitt negative maksimum, sluttes bryteren B igjen (Z3). Den dempede svingning vil nå stoppe fordi vi får en krets hvor batteriet Ub vil virke som en stor kapasitans. Den magnetiske feltenergien vil nå leveres tilbake til spenningskilden idet strømmen avtar til null. Det er også i dette tilfelle spolens tidskonstant som bestemmer hvor raskt strømmen skal falle. Ved r4 er den magnetiske feltenergien brukt opp. Spenningskilden vil overta og drive strøm gjennom spolen, men i motsatt retning. Fra til vil strømmen vokse på samme måte som fra til Zj. Ved /5 åpnes bryteren igjen og et nytt selvsving starter. Dette avbrytes igjen ved /7, og strømmen vil avta mot null på samme måte som i tidsperioden Z3 til r4. Som diagrammet viser får vi en sagtann vekselstrøm gjennom spolen. Oppgaven blir å lage en kopling hvor bryterfunksjonen kan styres med en spenning. Fig. 4.7 viser prinsippskjema for en kopling hvor en transistor og en diode til sammen utfører bryterfunksjonen. Denne kombinasjonen av transistor og diode kalles for en topolet elektronisk bryter. Da dioden D her står i parallell med transistoren, kalles dette for parallelldiodekopling. Transistoren styres av en firkantspenning på samme måte som seriediodekoplingen, og dioden styres automatisk av selvinduksjonsspenningen i spolen. Fig. 4.8 viser strømforholdene i kretsen i 1. og 2. halvdel av linjeframløpet. I 1. linjehalvdel vil den lagrede magnetiske feltenergi i spolen forsøke å holde strømmen vedlike. Det induseres en spenning som er noe større enn og motsatt rettet C/b-

15

Fig. 4.5.

Fig. 4.7. Prinsippskjema for parallelldiodekopling.

Fig. 4.8. Spennings- og strømforhold i første og annen halvdel av fram­ løpet.

■fl

16

Fig. 4.9. Normal forspenning.

Dioden forspennes i lederetning, men transistoren i sperreretning. Transistoren blir også holdt sperret av styrepulsen på basis. Strømkretsen vil da bestå av spolen, dioden og batteriet. I begynnelsen av 2. linjehalvdel er feltenergien oppbrukt. Transistoren åpnes av styrepulsen på basis, og batteriet vil drive strøm gjennom kretsen bestående av batteri, spole og transistor. Den induserte spenning i spolen er mindre enn batterispenningen, og dioden sperres. Vi merker oss at dioden i denne koplingen er ledende bare i første halvdel av framløpet, mens den i seriediodekopling er ledende under hele framløpet. Dioden i parallelldiodekoplingen blir ofte betegnet som sparediode. Dette har sammenheng med at den energien som var samlet i spolen ved begynnelsen av linjeframløpet, blir ført gjennom dioden tilbake til spenningskilden.

Fig. 4.10. Reversert forspenning.

Spesialtransistor for linje­ avbøyningstrinn med parallelldiode­ kopling

Fig 4.12. Reversert strøm gjennom tran­ sistoren umiddelbart etter start av framIløpet (t2').

I nyere mottakerskjemaer mangler tilsynelatende sparedioden. Det er heller ikke brukt boosterdiodekopling. I disse tilfellene er det nyttet en spesialtransistor hvor kollektor-basisstrekningen virker som diode når polariteten på kollektorspenningen snus. Fra transistorteorien vet vi at kollektor-basis kan betraktes som en diode forspent i sperreretning og emitter-basis som en diode forspent i lederetning, fig. 4.9. Byttes spenningskildens polaritet, får vi i en reversering av transistoren idet kollektor-basis blir forspent i lederetning og emitter-basis i sperreretning, fig. 4.10. Da spenningsdeleren R1-R2 vil legge praktisk talt hele batterispenningen over kollektor-basis-dioden i lederetning, vil dette føre til så stor strøm at vanlige transistorer blir ødelagt. I spesialtransistorene er imidlertid kollektor-basis-dioden utført slik at den kan føre stor strøm uten å ta skade. I fig. 4.11 har vi forutsatt at det er brukt en slik transistor. Ved start av første del av linjeframløpet blir kollektor-basis-dioden forspent i lederetning. Avbøyningsstrømmen passerer gjennom dioden, ut av basis og gjennom drivertransformatorens sekundærvikling. Den store strømmen induserer en høy spenning som gjør basis negativ i forhold til emitter. Gjennombruddsspenningen for basis-emitter er ca. 7 V. Når denne spenningen overskrides, blir også basis-emitter-dioden ledende. Kollektorstrømmen går da delvis gjennom basis og delvis gjennom emitter, fig. 4.12. Disse transistorene, som altså kombinerer begge de ønskede bryterfunksjonene i et linjeavbøyningstrinn, betegnes som avbøyningstransistorer (Deflection Transistors). Vanlige typer for svart/hvitt-mottakere er BU 105 og BU204—206, og for farge­ mottakere BU108 og BU207—209.

17

Viktige data for avbøyningstransistorene BU204, BU205 og BU206. Kollektor-emittersp., peakverdi (t/BE = 0) Kollektorstrøm, ZKmax Totalt effekttap, Ptot max Likestrømsforsterkningsfaktor /K = 2 A, t/KE = 5 V Z?FE Falltid tf Lagringstid ts Maksimal basisstrøm, 7Bmax Revers basisstrøm, peakverdi

BU204 BU205 1300 V 1500 V

BU206 1700 V

2,5 A 10 W

2

2 0,75 ps 10 pzs 2,5 A 1,5 A

L8

På grunn av toleranser i komponenter og driftspeninninger vil /K og t/KEmax i praktiske koplinger kunne variere opp til 25 % ved stabiliserte driftspenninger, og opp til 35 % ved ustabiliserte driftsspenninger. De maksimale verdiene for /Kmax °S ^KEmax rnå derfor holdes henholdsvis 25 % og 35 % lavere enn de absolutte verdiene. Lagringstiden (engelsk: storage time, tysk: Speicherzeit) er definert som den tiden det tar å trekke ut overskuddet av ladningsbærere når transistoren drives fra metning til blokkering. Falltiden Zf er definert som den tiden det tar for kollektorstrøm­ men å falle fra 90 °7o til 10 % av kollektorstrømmens amplitudeverdi.

18

Virkningen av lagringstiden og falltiden kan vi se i fig. 4.13. Basis-emitterspenningen må begynne å falle mot null 10 ps før linjeframløpet skal avsluttes. Summen av lagringstid og falltid betegnes som den totale sjaltetiden. Ideelt skal transistoren i linjeavbøyningstrinnet virke som en tapsfri elektronisk bryter. Det innebærer at resistansen i ledende tilstand er minst mulig, mens den i sperret tilstand er størst mulig. I transistorer vil man imidlertid få et uungåelig effekttap ved overgang fra ledende til sperret tilstand. For dette effekttapet spiller den totale sjaltetiden og basisstrømmen ved avslutning av linjeframløpet en viktig rolle. Basisstrømmen må innstilles til optimal verdi, og sjaltetiden må være kortest mulig. For den enkelte transistortype er det gitt optimale driftsdata uttrykt i basissluttstrøm og steilheten på strømfallkurven, fig. 4.14.

Den ønskede steilhet bl^/bt oppnår man ved hjelp av spoler med bestemte induktanser i basis og emitterkrets. For transistorene BU204 til 206 er følgende verdier gitt: Basissluttstrøm ZBslutt Basisinduktans £B Sjaltetid /tot

Driv transistor Fig. 4.15a. Strømstyring av avbøyningstransistoren.

= 1 A = 25 pH = 10,75 ps

Riktig verdi på basis sluttstrøm sikres ved hjelp av strømstyring. Strømstyringen oppnås med motstanden R\ mellom drivertransformator og basis. Se fig. 4.15 a. Dioden D i parallell med R\ skal stabilisere sjaltetiden for temperaturdrift. Ved negativ basisstrøm åpner dioden og kortslutter Rx. Dermed oppnår man en større styrespenning og et steilere fall i basisstrømmen. Virkningen av dioden er vist i fig. 4.15, kurve b. Uten dioden vil man få en sterk avflating av den negative basisstrømmen ved økende temperatur. Dette sees av kurve c i fig. 4.15 b. Denne avflatingen fører til forlengelse av sjaltetiden og økte sjaltetap. Kurve c i fig. 4.15 b viser basisstrømmen med diode ved økt temperatur. Oscillogrammene i fig. 4.16 viser basis-emitter-spenning, basisemitterstrøm, kollektorstrøm og kollektorspenning for et linje­ avbøyningstrinn med spesial avbøyningstransistor. Sjaltetiden er i dette tilfelle ca. 8 ps. Pulsspenningen mellom kollektor og emitter er ca. 1200 V. Som vi tidligere har omtalt skal

19

Kurve a: basistrbm uten diode —»— b: ----- "----- med —«— ------ c: ------- "----- uten —»— ved hdyere temp. ------- d:------------- med--------- « —«— —/— Fig. 4.15b. Temperaturstabilisering av sjaltetiden ved hjelp av dioden D.

Basis-Emitterspenning Målestokk: 2 V/cm

Basistrøm Målestokk: 0,5 A/cm

Kollektor-Emitterspenning Målestokk: 200 V/cm

Fig. 4.16

denne ligge ca. 25 % under maksimalverdien for transistoren ved stabilisert og 35 ff/o under maksimalverdien ved ustabilisert strøm­ forsyning. Oscillogrammet for kollektorstrømmen viser at transistoren leder i reversert tilstand i underkant av 40 % av framløpstiden og at strømamplituden er noe mindre enn i normal drift, dvs. i 2. linjehalvdel. Dette skyldes at transistoren i normal drift skal tilføre kretsen all den energien som linjeavbøyningstrinnet krever. Linjeavbøyningstrinnet leverer også energi til andre formål enn avbøyning av elektronstrålen. Dette skal vi komme tilbake til senere. Ved varierende belastning vil ledetiden i reverstilstand også variere. Økes belastningen vil ledetiden reduseres, og minskes belastningen vil den bli større.

20

Avstemning av framløpsfrekvensen Ved lineær opptegning av linjerasteret opptrer det en linearitetsfeil som kalles for «tangensfeil». Tangensfeilen er symmetrisk om bilderørets horisontale og vertikale midtakser. Grunnen til feilene er at bildeskjermen har en stor krumningsradius i forhold til elektronstrålens avbøyningsradius. Ved like store endringer i avbøyningsvinkelen vil elektron­ strålen avsøke en større strekning ut mot bilderørets kanter enn i midten av skjermen. Se fig. 4.17. Dette kalles for tangensfeil fordi den tiltar med tangens til avbøyningsvinkelen. Tangensfeilen korrigeres ved at avbøyningsstrømmen gis mindre stigning mot begynnelsen og slutten av linjeopptegningen. Dette kalles for S-korreksjon av avbøyningsstrømmen.

Fig. 4.17. Tangensfeil.

21

I innledningen til dette heftet har vi vist at den S-korrigerte avbøyningsstrømmen kan bestå av en del av en sinusstrøm. Fram­ løpet utgjør da litt mindre enn en halv sinusperiode. Jo større del man bruker av halvperioden, jo mer S-korreksjon får man. Se fig. 4.18. Framløpstiden er fastlagt til min. 52 pzs, maks. 54 p/s. Graden av S-korreksjon bestemmes derfor ved å endre framløpsfrekvensen. I praksis vil den ligge et sted mellom 6 og 8 kHz. Både i seriediode- og parallelldiodekopling avstemmes framløpsfrekvensen ved hjelp av en kondensator i serie med avbøyningsspolene. Denne kondensatoren kalles for tangenskondensator, fordi den har avgjørende betydning for korrigeringen av bilderørets tangensfeil. I parallelldiodekopling vil tangenskondensatoren sperre for likespenningen til kollektor. Denne likespenningssperringen kan ungås ved å bruke drosselkopling. Prinsippskjema for drosselkopling er vist i fig. 4.19.

Drossel

Avbbyningsspoler

Tangenskondensator Avstemning av tilbakelopsfrekvens Fig. 4.19. Prinsippskjema for drosselkoplet linje­ avbøyningstrinn.

22

De høye pulsspenningene som opptrer på kollektor under tilbakeløp vil, hvis det ikke blir tatt forholdsregler, gi utstråling av harmoniske av linjefrekvensen gjennom tilledningene til avbøyningsspolene. For å unngå utstråling nyttes det symmetrisk tilkopling av avbøyningsspolene. Ved symmetrisk tilkopling får begge tilledningene til avbøyningsspolene samme vekselspenningspotensial, men med motsatt polaritet mot sjassis. Fig. 4.20 viser eksempler på symmetrikoplinger.

Usymmetrisk ulinearitet I praktiske koplinger vil de resistive (ohmske) forhold i linje­ avbøyningstrinnet bevirke en usymmetrisk ulinearitet i avbøyningsstrømmen. I steden for en symmetrisk S-form får den en usymmetrisk form med steil strømforandring i starten av framløpet, slik som vist i fig. 4.21.

Fig. 4.21. Usymmetrisk avbøyningsstrøm.

23

Fig. 4.22. Synlig virkning av usymmetrisk avbøyningsstrøm. En sirkel blir gjengitt eggformet. Venstre side av bildet blir da trukket ut slik at en sirkel blir gjengitt eggformet med spissen mot venstre. Se fig. 4.22. Denne usymmetrien korrigeres ved hjelp av en formagnetisert spole i serie med avbøyningsspolene. Se fig. 4.23.

Fig. 4.23. Korreksjon av horisontal linearitet.

Fig. 4.24. Linearitetskontroll (ITT).

Formagnetiseringen bevirker at spolens induktans forandrer seg både med strømmens retning og størrelse. Lineariteten justeres ved å dreie den permanente magneten. Denne har vanligvis et kvadratisk hull med 3,2 mm sider for justering. Se fig. 4.24. Motstanden i parallell med linearitetsspolen skal dempe ringning (oversving) ved starten av linjeframløpet. Ringning gir seg til kjenne som vertikale striper (gardineffekt) i venstre bildekant.

24

5 Generering av høyspen­ ning til bilderøret Svart/hvitt bilderør har behov for en høyspenning på 12-20 kV avhengig av elektronkanonens utførelse og bilderørets størrelse. Generelt krever bilderør med skjermdiagonal på 44 cm og større 20 kV, mens mindre bilderør krever 12-15 kV høyspenning. Maksimal strålestrøm kan i bilderør med 20 kV høyspenning være 1,8 mA. Høyspenningskilden må altså kunne yte en spiss­ effekt på: Pm = 1,8 • iæ3 • 20 • 103 = 36 watt Den midlere strålestrøm er imidlertid bare ca. 0,2 mA. Det gir en midlere høyspenningseffekt på:

P - 0,2 • 10‘3 • 20 • 103 = 4 watt

Høyspenningen genereres i linjeavbøyningstrinnet ved at tilbakeløpspulsene transformeres opp og likerettes. Se fig. 5.1.

TV18-2kT

Fig. 5.1. Høyspenningskrets. Middelverdien for spenningen i tilbakeløpspulsene er lav, slik at sperrespenningen for likeretteren bare behøver å være ca. 1,2 ganger den likerettede høyspenningen. Se fig. 5.2. Til sammen­ ligning må sperrespenningen ved likeretting av en sinusspenning være ca. 2,2 ganger likespenningen. Linjeavbøyningstrafoen har en egen høyspenningsvikling som vanligvis er adskilt fra de andre viklingene. Se fig. 5.3. Spredningsinduktansene og egenkapasitansene i høyspenningskretsen bevirker at det oppstår parasittsvingninger. Parasittsvingningene representerer en energi som tas fra linjeavbøyningstrin­ net.

25

3H avstemning

_______ Høy

spennings likeretter

Høyspenningsvikling Fig. 5.3. Linjetrafo. Høyspenningslikeretter. 3H avstemning. Høyspenningsvikling.

Ved å avstemme høyspenningskretsen til 3. harmoniske av tilbakeløpsfrekvensen vil energien bli utnyttet. Den 3. harmoniskes spenning vil addere seg til tilbakeløpspulsens spenning og øke høyspenningen slik som vist i fig. 5.4. Avstemning av høyspenningskretsens parasittsvingning til 3. harmoniske øker kretsens virkningsgrad og reduserer indre resistans. Den 3. harmoniske spenning i høyspenningskretsen transfor­ meres over til de andre viklingene på transformatoren i motsatt fase, slik at tilbakeløpspulsene i disse vil bli redusert slik som vist i fig. 5.5.

Fig. 5.2. Sperrespenningsbehov ved likeretting av henholdsvis pulser og sinusspenning.

Fig. 5.4. Økning av spenningsamplityde ved at 1. og 3. harmoniske sam­ tidig har positivt maksimum.

Fig. 5.5. Reduksjon av spenningsampli­ tyde ved at 3. harmoniske har negativ amplityde når 1. har­ moniske har positivt maksimum.

26

Fig. 5.6. Oscillogram av linjetilbakeløpspulser i høyspenningskretsen. Oscillogram av linjetilbakeløpspulser i avbøyningskretsen.

Fig. 5.6 viser oscillogram av tilbakeløpspulsene målt i henholds­ vis høyspenningskretsen og avbøyningskretsen. I fargefjernsynmottakere avstemmes høyspenningskretsen vanligvis til 5. eller 9. harmoniske av tilbakeløpsfrekevensen. Tilbakeløpspulsene får da en bred flat topp som øker den tiden høyspenningsdioden er ledende (større strømvinkel), og på den måten reduseres kretsens indre resistans. Avstemning til 3H, 5H eller 9H utføres på forskjellige måter. På fig. 5.3 sees en enkelt tråd som er lagt rundt linjeavbøyningstrafoens øvre åk. Denne danner en kortslutningsvikling som avstemmes ved at den forskyves. Ofte brukes en egen krets slik som vist i fig. 5.7 eller en spole i parallell med en av linjetransformatorens viklinger som vist i det komplette skjema i fig. 5.10.

+^b

Fig. 5.7. Avstemning til 3H.

27

Filtrering av høyspenningen Høyspenningen blir enten koplet direkte til bilderørets høyspenningskontakt eller over en motstand. Se fig. 5.8.

Høyspenningen koplet direkte til billedrdret

Filtermotstand i hbyspenningsledningen

Fig. 5.8. Filtrering av høyspenningen.

Fig. 5.9. Høyspenningskontakt.

For å unngå utstråling av harmoniske av linjefrekvensen må høyspenningsledningen være skjermet. Det brukes en koaksialkabel, og kapasitansen i denne tjener som ladekondensator for høyspenningslikeretteren. Ved direkte tilkopling til bilder øret vil kapasitansen mellom indre og ytre grafittbelegg komme i tillegg til kapasitansen i koaksialkabelen. Bilderørets kapasitans er fra 1700 til 2500 pF avhengig av bilderørstørrelsen. Høyspenningskabelens kapasitans er av størrelsesorden 300 pF. I de tilfeller hvor høyspenningen er koplet over en motstand, danner denne sammen med bilderørets kapasitans et RC-filter for bedre filtrering av høyspenningen. Motstanden er plassert ved tilkoplingskontakten til bilderøret, og er vanligvis innstøpt i ledningen. Se fig. 5.9.

28

Andre driftspenninger som genere­ res i linjeavbøyningstrinnet Linjeavbøyningstrinnet brukes også til å generere driftspenninger som det er lettere å framstille her enn i nettdelen. Vanligvis vil man generere lavvoltspenninger i linjeavbøynings­ trinnet når det er nyttet høyvolt nettdel, og høyvoltspenninger når det er nyttet lavvolt nettdel. Fig. 5.10 viser et komplett skjema av et linjeavbøyningstrinn.

18

15

19

20 Fig. 5.10. Komplett skjema av linjeavbøyningstrinn og drivtrinn. Spolen i parallell over klemmene e og I avstemmer parasittsvingningen i høyspeningsviklingen til 3. harmoniske av tilbakeløpsfrekvensen. Til avstemning av tilbakeløpsfrekvensen er det nyttet to kondensatorer, C525 og C527, i serie av hensyn til de høye pulsspenningene.

29

6 Stabilisering av linje­ avbøyningstrinnet For å få et stabilt bilde under varierende driftsforhold må avbøyningsstrømmen og høyspenningen holdes konstante. Linje­ avbøyningstrinnet må derfor stabiliseres mot endringer i nettspenning og variarsjoner i strålestrøm. Den vanlige form for stabilisering er automatisk regulering. Den gir konstant utgangsnivå. Det er ikke mulig å nytte linjeavbøyningstransistoren i en reguleringskopling. Reguleringen måtte virke ved endringer av basisstrømmen, men denne må holdes nøyaktig på den innstilte verdi for å få lavest mulig sjaltetap. En forholdsvis enkel mulighet for stabilisering, og som ofte blir brukt, har man i koplinger som sørger for at driftspenningen til linjeavbøyningstrinnet holdes konstant. Stabiliseringsproblemet er dermet flyttet over til nettdelen. I serie med driftspenningen til linjeavbøyningstransistoren er det koplet inn en sikringsmotstand, R531 i fig. 5.10. Denne virker også stabiliserende på bildebredden ved variasjoner i bilderørets strålestrøm.

30

7 Generering av styrepulser til linje­ avbøyningstrinnet Styrepulsene skal sørge for at linjeavbøyningstransistoren blir sperret og åpnet i riktig takt. Til dette kan det i prinsippet brukes en firkantpuls. Fig. 7.1 viser avbøyningsstrøm og styrepuls.

Transistoren holdes sperret fra linjeslutt til strømmen gjennom parallelldioden, eventuelt reversstrømmen i transistoren, nærmer seg null. Av hensyn til sjaltetiden må sperrepulsen i praksis komme noe før linjeslutt. Inngangsresistansen i linjeavbøyningstransistoren er meget lav, mindre enn 10 Q. Det er da enklest å bruke en tilpasningstransformator mellom drivertransistoren og linjeavbøyningstransis­ toren. Se fig. 7.2.

Drivtransistor Fig. 7.2. Drivtrinn.

31 For å dempe de høye spenningspulsene som oppstår ved sjalting av drivertransistoren, er transformatorens primærvikling parallellkoplet med et RC-ledd eller en diode i serie med en motstand. I mottakere med høy driftspenning koples en motstand i serie med drivertransformatorens primærvikling til pluss-spenningen. Dimensjoneringen av denne er viktig for innstilling av basis styrestrøm i avbøyningstransistoren. Drivertransistoren går i mottakt med avbøyningstransistoren. Av belastningsmessige grunner er dette gunstig. Styrepulsene til drivertrinnet genereres i en oscillator som kan være av forskjellig type med et etterfølgende pulsformertrinn. Denne oscillatoren kalles linjeoscillator, og er i nyere mottakerteknikk plassert i en IC sammen med pulsformer og andre kretser som det er naturlig å integrere i samme enhet. Se fig. 7.3. For å få med oss prinsippene skal vi gjennomgå noen oscillatortyper.

Fig. 7.3. Linjeoscillator integrert i TBA920.

32

Fig. 7.4. Linjeoscillator med pulsformer.

LC-oscillator I fig. 7.4 er vist en kopling med BC238B som sinusoscillator, BC237B som pulsformer og BC337-25 som emitterfølger. Emitterfølgeren er brukt som impedanstilpasser mellom pulsformertransistoren og drivertransistoren. Drivertransistoren blir da spenningsstyrt idet emitterfølgeren har lav utgangsresistans. Pulsformingen skjer ved sterk overstyring av BC237B. Diagrammet i fig. 7.5 viser pulsdannelsen ved de arbeidsforhold som transistoren har i denne koplingen. Ønsker man en annen pulsbredde, kan dette oppnås ved å flytte arbeidspunktet. Lavere (7BE gir bredere pulser. Høyere C/BE gir smalere pulser.

Fig. 7.5. Pulsdannelse ved overstyring av transistor.

33

Kippsvinger Foruten sinusoscillatorer er det kippsvingere som blir brukt til linjeoscillatorer. Kippsvingere er oscillatorer hvor grunnfrekven­ sen (repetisjonsfrekvensen) blir bestemt av tidskonstanten i et RCledd eller et RÅ-ledd. Som aktivt element brukes en spenningsstyrt bryter. Fig . 7.6 viser prinsippskjema for en kippsvinger med RCledd. Motstanden RI er stor i forhold til R2. Som eksempel kan vi gå ut fra at /?! = 5 • 7?2-

Fig. 7.6. Prinsipp for kippsvinger (relaksjonsoscillator).

Med bryteren S åpen lades kondensatoren C opp over RI. Oppladetiden bestemmes av tidskonstanten Rj ■ C. Vi antar nå at bryteren sluttes når Uc - Vi ■ t/b. RI—R2 danner da en spenningsdeler. Spenningen over R2 blir:

R2

^R2 = --------- -----

R\ + R2

Vi setter inn Ry = 5 • R2 krR2 =

Ri • Ub = -7 • L'b 6 5 • R2+ R2

34

Fig. 7.7. Prinsippskjema for en kippsvinger med dobbelbasisdiode. B2 0,6 V

B1

Spenningen over R2 blir altså betydelig lavere enn spenningen over kondensatoren (C/R2 = 1/3 ’ ^c)- Kondensatoren lader seg derfor ut over R2. Utladetiden bestemmes av tidskonstanten 7? 2 ' C som bare er 1/5 av oppladetidskonstanten. Utladningen går altså mye hurtigere enn oppladningen. Når kondensatorspenningen har nådd Ur2, åpnes bryteren igjen, og kondensatoren lades opp på nytt. Ved å slutte og åpne bryteren i takt med spenningsnivåene 1/2 Ub og 1/6 Ub vil vi få en sagtannspenning over C (uttak A) og en pulsspenning over R2 (uttak O) . Se fig. 7.6. Halvlederelementer som kan brukes som spenningsstyrt bryter, er dobbelbasis-dioden (unijunction-transistoren), firesjiktdioden, tyristoren og tetrode-tyristoren. Fig. 7.7 viser prinsippskjema for en kippsvinger med dobbelbasis-diode. Dobbelbasis-dioden består av en homogent dopet silisiumstav med en emitter dopet inn omtrent midt på staven. Endepunktene betegnes henholdsvis Bl og B2. Mellom emitter og Bl får vi baneresistansen 7?bi °g rnellom emitter og B2 banersistansen 7?b2- Spenningen mellom basisene og emitter blir av baneresistansene delt i forholdet:

Fig. 7.8. Ekvivalentskjema for dobbeltbasisdiode.

____ Rbl + ^b2

(/?

0,4—0,6)

Betegnes spenningen mellom Bl og B2 for Ub.b blir spenningen mellom emitterpunktet og Bl: t/p = P • f/b-b

Så lenge ytre spenning mellom emitter E og basis Bl er mindre enn Up pluss diffusjonsspenningen over emitterdioden, ca. 0,6 V, vil PN-overgangen være sperret. Blir spenningen større enn Up + 0,6 V, diffunderes det hull inn i staven fra emitter, og disse trekkes mot basis Bl, som er negativ i forhold til emitter. Elektroner trekkes inn fra Bl, og stavresistansen avtar. Men da avtar også Up, og emitter-basis-spenningen stiger ytterligere, med den følge at emitterstrømmen øker sterkt. Up synker til et minimum. I koplingen i fig. 7.7 vil vi få følgende hendingsforløp: • Kondensatoren C lades opp over RI. Når Uc>Up -I- 0,6 V, blir emitter-basis 1 ledende, og baneresistansen avtar, Up synker, og kondensatoren lader seg ut over emitter-Bl og R3. •

•

Idet kondensatorspenningen når (7p mjn + 0,6 V, sperres PN-overgangen igjen, og Up stiger raskt til normal verdi P ■ t/b-bUtladningen av C avbrytes, og ny oppladning starter.

•

Når Uq igjen blir større enn Up -I- 0,6 V, vil emitter-basis 1 igjen bli ledende, og hendingsforløpet repeteres.

•

Over R3 tas ut pulser med repetisjonsfrekvens bestemt av tidskonstanten i leddet C-Rl.

35

Fig. 7.9 viser en kopling som gir bredere pulser med firkantform. Dioden ligger i kondensatorens opp- og utladekrets. I det øyeblikk emitteren blir ledende, vil kondensatoren gi dioden en negativ spenning på anoden. Diodens positive forspenning reduseres. Dioderesistansen blir momentant høy, men avtar etterhvert som spenningen over C minker. Denne ekstra resistansen forsinker utladningen av C, og diodens krumme karakteristikk bevirker at utladestrømmen blir tilnærmet konstant. Så lenge utladningen pågår, får vi da en konstant spenning over R3. Pulsbredden kan reguleres med R4.

Linjeoscillator med tetrode-tyristor Tetrode-tyristoren er spesielt konstruert for bryterformål. Den engelske betegnelsen er Silicon Controlled Switch, forkortet SCS. Denne tyristortypen har både anode-port og katode-port. Anode-porten virker i N-sone og katode-porten i P-sone. I oscillatorkoplinger brukes bare den ene porten. Vi får to grunnkoplinger: Felles-katode-kopling og felles-anode-kopling. I felles-katodekopling er katoden koplet til spenningskildens minuspol og anode-porten er gitt en fast positiv forspenning i forhold til katoden. Se fig. 7.10. Katode-porten er ikke tilkoplet.

Fig. 7.10. Oscillator med tetrodetyristor. Felles katodekopling.

36

Fig. 7.11. Oscillator med tetrodetyristor. Felles anodekopling.

I felles-anode-kopling er anoden koplet direkte til spenningskildens plusspol og katodeporten er gitt en fast negativ spenning i forhold til anoden. Se fig. 7.11. Anodeporten er ikke tilkoplet. For at tetrode-tyristoren skal gå fra sperret til ledende tilstand, må følgende betingelser være oppfylt: 1. 2.

Tyristoren må være forspent i lederetning. Spenningen mellom anode og katode må være større enn portspenningen.

I ledende tilstand er resistansen mellom anode og katode meget liten. For at tetrode-tyristoren skal gå fra ledende til sperret tilstand, må enten anodespenningen brytes helt eller gjennomgangsstrømmen senkes under holdestrømsnivå. Holdestrøm er minste strøm som kan holde tyristoren i ledende tilstand. I begge grunnkoplingene bestemmes anode-katode-spenningen av ladespenningen på kondensatoren C. Denne lades opp over 7?jOg nårt/c blir større enn portspenningen, går tyristoren i ledende stilling. Kondensatoren lader seg da ut gjennom tyristoren. er dimensjonert slik at strømmen gjennom denne og tyris­ toren alene er mindre enn holdestrømmen. Når kondensatoren nærmer seg full utladning, vil derfor tyristoren gå over i sperret tilstand igjen. Kondensatoren lades opp på nytt til Uq igjen blir større enn portspenningen, og tyristoren går på nytt i ledende tilstand. Dette forløpet vil repetere seg, og vi har en kippsvinger. Kippfrekvensen bestemmes av portspenningen, den resulter­ ende resistans ved parallellregning av resistansene i spenningsdeleren R2—R 3 og kondensatoren C. Se diagram fig. 7.12 a og b.

37

Fig. 12a.

Fig. 12b.

38

8 Tyristorstyrt linjeavbøymngstrinn Tyristorkoplingen består av to resonanskretser, en for framløp og en for tilbakeløp. Vekslingen mellom lav og høy resonansfrekvens skjer ved hjelp av to bipolare elektroniske brytere. Hvert bryterpar består av en tyristor og en diode. Fig. 8.1 viser et blokkskjema for et tyristor­ styrt linjeavbøyningstrinn. Under framløp danner spolen La og kondensatoren Ca en svingekrets med lav frekvens. Se fig. 8.2. Spolen La er i praksis en resultant av avbøyningsspolenes og linjetransformatorens induktanser. Ca dimensjoneres slik at man får den nødvendige S-korreksjon av avbøyningsstrømmen.

Fig. 8.2. Svingekrets under framløp.

Fig. 8.3. Svingekrets under tilbakeløp.

Fig. 8.1. Blokkskjema for tyristorstyrt linjeavbøyningstrinn. Ca er den tidligere omtalte tangenskondensator. Spolen Lk kalles kommuteringsspole, og kondensatoren Ck kommuteringskondensator. Tilbakeløpet innledes med at styrekretsen D sjalter inn tyristoren Tk i tilbakeløpskretsen. Dette medfører at tyristoren Tf i framløpskretsen bryter. Når Tf bryter, starter tilbakeløpet. Spolene Lk og La og kondensatorene Ck og Ca danner da en svingekrets med høy frekvens. Se fig. 8.3. For å dekke effektbehovet for avbøyningen blir kondensatoren Ck i tilbakeløpskretsen ladet opp fra + A under framløp. Se fig. 8.4. Ck danner sammen med Lk og Le en oppladesvingekrets med lav frekvens.

Fig. 8.4. Oppladekrets for kondensatoren Ck.

39

Kort beskrivelse av virkemåten Første halvdel av framløpet Ved start av framløpet er magnetisk energi lagret i spolen La. Kondensatoren Ca er uoppladet. Spenningen over spolen har pluss mot diodens anode og den leder. Avbøyningsstrømmen flyter nå gjennom dioden og lader opp kondenatoren Ca. Se fig. 8.5.

Fig. 8.5. Spennings- og strømforhold under 1. halvdel av framløpet.

Annen halvdel av framløpet Idet avbøyningsstrømmen når null, kopler dioden ut. Den magnetiske feltenergien er overført til elektrisk feltenergi i kon­ densatoren Ca. Kondensatoren blir ladet opp med pluss mot tyristorens anode. Tyristoren er forberedt på tenning ved at porten blir tilført en positiv spenningspuls fra spolen Le. Denne spenningspulsen oppstår som en følge av selvsvinget i oppladekretsen for Ck. Tyristoren overtar for dioden. Strømmen går nå i motsatt retning gjennom avbøyningsspolene, idet kondensatoren Ca lader seg ut over splolene. Kondensatorens feltenergi overføres igjen til magnetisk feltenergi i spolene. Se fig. 8.6.

Fig. 8.6. Spennings- og strømforhold under 2. halvdel av framløpet.

40

Første halvdel av tilbakeløpet Under første halvdel av tilbakeløpet er tyristoren Tk ledende. Både Tf og Df er sperret. Resonansfrekvensen bestemmes nå av seriekoplingen av spolene Lk og La og kondensatorene Ck og Ca. Tilbakeløpstiden er ca. 10 pts. Dette gir en tilbakeløpsfrekvens på ca. 50 kHz. Strømmen faller derfor meget raskt mot null, kondensatorene lades opp. Se fig 8.7.

Fig. 8.7. Første halvdel av tilbakeløpet.

Annen halvdel av tilbakeløpet Ved nullgjennomgang snur strømmen i avbøyningsspolene og dioden Dk i tilbakeløpskretsen blir ledende. Tyristoren Tk kortsluttes og brytes. Feltenergien i kondensatorene føres igjen tilbake til avbøyningsspolen La. Se fig. 8.8 Ved vendepunktet for resonansstrømmen blir dioden Df igjen ledende og et nytt framløp begynner. Tilbakeløpskretsen virker som en like/vekselstrøms-omformer som over porten på tyris­ toren Tk synkroniseres med linjefrekvensen. Omformingen kan reguleres ved å styre energitilførselen til Ck.

Fig. 8.8. Annen halvdel av tilbakeløpet.

41

Synkronisering av tilbakeløpskretsen Ca. 8 fjs før avslutning av framløpet gjøres tyristoren ledende ved hjelp av en triggerpuls fra linjeoscillatoren. Kondensatoren Q, som har blitt ladet opp fra 4-A, begynner da å lade seg ut gjennom L^, Tk og Tf. Se fig. 8.9. Denne utladestrømmen flyter i motsatt retning av avbøyningsstrømmen gjennom Tf. På grunn av den høye resonansfrekvensen stiger strømmen meget raskt. Se fig. 8.10. Når begge strømmene er like kopler Tf ut.

fra linjeoscillator

Fig. 8.10. Synkronisering av tilbakeløpet.

Forberedelse av tilbakeløpet Framløpsstrømmen blir ikke avbrutt fordi om Tf bryter. Df koples momentant inn av resonansstrømmen zr og overtar bryterfunksjonen. Se fig. 8.11. Når resonansstrømmen har snudd og igjen får samme verdi som avbøyningsstrømmen, kopler Df også ut. Da er begge framløpsbryterne Tf og Df åpne, og tilbakeløpet starter.

Stabilisering av linjeavbøynings­ trinnet Høyspenning og bildebredde stabiliseres for endringer i nettspenning og strålestrøm ved at energitilførselen til linje­ avbøyningstrinnet reguleres.

42

Som forklart innledningsvis, dekkes effektbehovet ved at kommuteringskondensatoren Ck lades opp under framløp. Oppladningen avbrytes i det øyeblikk tilbakeløpet innledes, slik at det er ladetilstanden i det øyeblikk triggerpulsen tenner tyristoren Tk som er avgjørende for energitilførselen til linjeavbøynings­ trinnet. For å kunne regulere ladetilstanden til Ck koples en reguleringsinduktans i serie med oppladekretsen. Se fig. 8.12.

Fig. 8.12. Prinsippskjema for regulering av oppladningen av Ck.

Ved endringer i reguleringsinduktansen endres oppladekretsens resonansfrekvens og derved Ck’s ladetilstand ved tenning av Tk, som da innleder tilbakeløpet. Fig. 8.13 viser et prinsippskjema for en reguleringsenhet. Reguleringsinduktansen er her den styrte vikling i en transduktor. Oppladekretsen dannes av Ck, C2, Lk, Le og regulerings­ induktansen. Transduktorens styrevikling er koplet som kollektorbelastning på styretransistoren Tj.

Linje tilbakelopspulser

OPPLADEKRETS

Fig. 8.13. Prinsippskjema for reguleringsenhet.

Transistoren styres av tilbakeløpspulser fra linjeavbøynings­ trinnet. Tilbakeløpspulsene likerettes i diodekretsen D4, C4. Ladekondensatoren utgjøres av C4. Likespenningen over C4

43

(+ 38 V) føres samtidig til kollektor Tj over transduktorens styrevikling og R2 og til spenningsdeleren R3, R4, R5. Fra spenningsdeleren ts ut 9,5 V som koples til basis på T] gjennom zenerdioden D3. Spenningsfallet over zenerdioden vil være konstant (9,1 V) slik at endringer i spenningen fra spennings­ deleren i sin helhet når fram til basis. Dette gir koplingen en meget stor reguleringsfølsomhet. Fig 8.14 a viser nominell oppladefrekvens og ladespenning på C k. Hvis f.eks. strålestrømmen avtar eller nettspenningen tiltar, vil i begge tilfeller tilbakeløpspulsenes størrelse økes, og transistoren styres da sterkere ut. Strømmen gjennom transduktorens styrevikling blir større, med den følge at induktansen i reguleringsviklingen minker. Dermed øker oppladefrekvensen, og situasjonen blir som vist i fig. 8.14 b. Kondensatoren Ck får ved avslutning av framløpsperioden lavere spenning og energitilførselen til linjeavbøyningstrinnet reduseres. Høyspenning og bildebredde reguleres da ned. Hvis strålestrømmen tiltar eller nettspenningen avtar, vil i begge tilfeller tilbakeløpspulsenes amplitude avta, og transistoren styres da mindre ut. Strømmen gjennom transduktorens styrevikling blir da mindre, og induktansen i reguleringsviklingen blir større. Dette gir lavere oppladefrekvens, og situasjonen blir som vist i fig. 8.14 c.

Fig. 8.14. Oppladefrekvensens betydning for ladetilstanden til Ck.

k

___ |l

Triggepuls til tyristor Tk

©

Z

500 Vss

©

B

270 Vss

©

Z

1300 Vss

44

o

nla'M«u| Fig. 8.15. Komplett skjema av tyristorstyrt linje­ avbøyningstrinn med reguleringsenhet. (Grundig.)

©

l

5

55 Vss

Offfm , toal;

Z

55 Vss

ffltø

45

Kondensatoren Q får høyere spenning ved avslutning av framløpsperioden, og energitilførselen til linjeavbøyningstrinnet økes. Høyspenning og bildebredde reguleres da opp. Tyristorstyrt linjeavbøyingstrinn brukes lite i svart/hvittmottakere. I fargemottakere brukes det derimot svært mye. Fig. 8.15 viser et komplett skjema for et tyristorstyrt linjeavbøyningstrinn med reguleringsenhet i en fargemottaker (Grundig). Typisk for fargemottakere er at det brukes kaskadekopling ved generering av høyspenningen på 25 kV. Høyspenningsviklingen på linjeavbøyningstransformatoren behøver da ikke å transfor­ mere tilbakeløpspulsene opp til mer enn ca. 8,5 kV. En nyere kaskadetype er vist i fig. 8.16. Her er høyspennings­ viklingen delt i 4 spoler som er isolert fra hverandre. Spenningene blir likerettet i hver sin diode og seriekoplet. Den nødvendige ladekapasitet dannes av kapasitansen mellom spolene. Høyspenningsviklingene er lagt utenpå de andre viklingene i linjetransformatoren. Tyristorer er mer motstandsyktige for høye spenninger enn transistorer. Man kan derfor regne med større driftssikkerhet for linjeavbøyningstrinn med tyristorer enn med transistorer. Tyristorer er imidlertid mer følsomme for feiltenning av støypulser. Feiltenningen kan føre til at det går store strømmer i kretsene. Da man må regne med støypulser i TV-mottakere, blir linjeavbøyningstrinn med tyristorer utstyrt med sikkerhetskretser som kopler ut driftsspenningen så lenge støyen varer. Sikringen kopler seg automatisk inn så snart overbelastningen er borte.

Fig. 8.16. Splitdiodetransformator (Valvo).

46

9 Linjeavbøyningstrinn med rør Linjeavbøyningstrinn med rør virker etter samme prinsipp som transistsorkopling med boosterdiode (seriediode). Fig. 9.1 viser prinsippskjema for rørkopling. En pentode har samme oppgave som transistoren, og en rørdiode er brukt som boosterdiode.

Fig. 9.1. Prinsippskjema for linjeavbøyningstrinn med rør.

Høyspenningslikeretteren var også opprinnelig et rør, men ble senere erstattet med en selen høyspenningslikeretter. Rør skiller seg fra transistorer ved at de må ha glødespenning for å kunne virke, og ved at de har høyere driftspenninger og lavere strømmer. Rørkretser har generelt høyere impedanser enn transistorkretser. Dette fører til at det i rørkretser opptrer vesentlig høyere spenninger enn i transistorkretser. For eksempel går spenningen i tilbakeløpspulsene på pentodens anode opp i 5 kV. De høye spenningspåkjenningene i linjeavbøyningstrinnet gjorde det nødvendig å framstille spesielle rør til dette formålet. For svart/hvitt-mottakere finnes rørene PL36, PL81, PL500 og PL504 og for fargemottakere PL505 og PL509. Disse rørene, som tåler anodespenninger på 7 kV, har anoden ført ut på toppen av glasskolben. Se fig. 9.2. Fig. 9.2. Linjeavbøyningsrør. Anoden er ført ut på toppkontakt på glasskolben.

Boosterdioden må også kunne tåle spenninger på minst 5 kV mellom katode og anode, og mellom katode og glødetråd. dødningen av boosterdioden skjer nemlig i samme glødekjede

47 som de andre rørene i mottakeren, og glødekjeden er forbundet med sjassis. For svart/hvitt-mottakere finnes rørene PY81 og PY88, og for fargemottakere PY500 og PY500A. Disse rørene, som har katoden ført ut på toppen av glasskolben, kan tåle spenninger på 5 til 6 kV mellom anode og katode, og 5 til 6,6 kV mellom katode og glødetråd. De mest brukte av de rørene som er konstruert for bruk i høyspenningslikerettere, er DY86, DY87 og DY802. Disse rørene har så like data at de kan brukes om hverandre. På DY87 og DY802 er glasskolben kjemisk behandlet for å unngå overslag ved stor fuktighet og lavt atmosfærisk trykk. Både rørsokkel og anodeklips har spesiell utforming og isolasjon for å forhindre koronadannelse. Se fig. 9.3.

dødningen av høyspenningsdioden kan ikke skje ved innkopling i mottakerens felles glødekjede fordi katoden har et positivt potensial på 15—20 kV i forhold til sjassis. Katode og glødetråd er direkte forbundet med hverandre i røret. Glødespenningen må derfor ikke ha direkte galvanisk forbindelse til noen annen krets. Høyspenningsdioden glødes derfor fra en egen glødevikling på linjeavbøyningstrafoen.

Korreksjon av linearitet Symmetrisk (tangensfeil) og usymmetrisk linearitet korrigeres på nøyaktig samme måte som i linjeavbøyningstrinn med transistor.

48

Stabilisering av linjeavbøynings­ trinn med rør Linjeavbøyningstrinn med rør kan meget lett stabiliseres ved tilbakekopling i selve trinnet. Fig. 9.4 viser et prinsippskjema for en vanlig brukt kopling. Stabiliseringen virker ved at linjeavbøyningsrørets gitterforspenning styres av spenningsforholdene i anodekretsen. I prinsippet er det en negativ spenningsmotkopling.

Fig. 9.4. Stabiliseringskrets for linjeavbøyningstrinn.

I serie med linjeavbøyningsrørets gitterlekk er det koplet inn en VDR-motstand og en variabel motstand R^. Fra uttak f på linjeavbøyningstrafoen tilføres VDR-motstanden og Rj en positiv linjetilbakeløpspuls på ca. 1,1 kV med konden­ satoren Cj som koplingskondensator. Samtidig føres spenningen over Cb og driftspenningen Ub (boosterspenningen) over motstandene R2 og R3 til VDR-motstanden og Rp En VDR-motstand som tilføres en usymmetrisk pulsspenning, vil virke som likeretter, slik som vist i fig. 9.5. Diagrammet viser hvordan en usymmetrisk pulsspenning blir likerettet i en VDR-motstand. Man får positive strømpulser som

49

Fig. 9.5. Likeretting av tilbakeløpspulser i VDRmotstand. representerer en større ladningstransport i positiv retning enn ladningstransporten i de sterkt reduserte negative strømpulser. Hvis det koples en kondensator inn i kretsløpet, vil denne bli ladet opp. Oppladningen, og dermed spenningen på kondensatoren, er avhengig av pulsspenningens størrelse og pulsens varighet. Ved å overlagre pulsspenningen på en likespenning vil pulsspenningen bli forskjøvet på VDR-motstandens karakteri­ stikk, slik som vist i fig. 9.6.

Fig. 9.6. Diagrammet viser hvordan pulsstrømmen øker ved økende verdi av en likespenning i serie med pulsspenningen.

50 I stabiliseringskretsen i fig. 9.4 har vi nettopp en seriekopling av en pulsspenning og en likespenning over VDR-motstanden. Pulsstrømmen lader opp kondensatoren Cj med negativ polaritet mot VDR-motstanden. Spenningen i punktet g, som er linjeavbøyningsrørets gitterforspenning blir: Ug = ^C1 +