Thu Phat Vo Tuyen [PDF]

Zitiervorschau

HỌC VIỆN CNBCVT

THU PHÁT VÔ TUYẾN TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

- 6/2013 -

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

MỞ ĐẦU Các hệ thông thông tin vô tuyến phát triển nhanh chóng trong các thập niên gần đây dẫn đến thay đổi nhiều mặt trong hoạt động của xã hội hiện đai. Giá thành thấp cuả nhiều máy thuê bao vô tuyến cho phép nhiều người có thể tiếp cận đựơc các máy cầm tay vô tuyến tạo điều kiện cho sự phát triển mạnh mẽ của viễn thông và làm bùng nổ các dịch vụ truyền thông. Sự phát triền này phần lớn là nhờ các tiến bộ không ngừng của các thiết bị thu phát vô tuyến được phát triển trong đó các đầu thu phát vô tuyến đóng vai trò quan trọng. Thiết kế các đầu cuối thu phát vô tuyến hiện đại phải đối mặt với nhiều thách thức. Một trong số các thách thức này là phải hỗ trợ đa băng đa chuẩn (đa chế độ). Ngoài ra các yêu cầu về tạp âm và độ tuyến tính tính cho các đầu cuối này cũng rất chặt chẽ. Cuối cùng các yêu cầu này phải đựơc thực hiện với tiệu thụ nguồn thấp, giá thành rẻ và mức độ tích hợp điên tử cao. Công nghệ SDR (Software Defned Radio: vô tuyền được định nghĩa bằng phần mềm) được nghiên cứu phát triển để tạo điều kiện cho việc xây dựng các đầu thu phát vô tuyến đa băng đa chế độ. Để có thể hỗ trợ tốt cho các hệ thống thu phát vô tuyến dựa trên SDR, các đầu thu phát vô tuyến phải được số hóa. Giáo trình thu phát vô tuyến nhằm cung cấp cho sinh viên chuyên ngành vô tuyến nhứng kiến thức mới nhất về các kiến trúc khác nhau của một hệ thông thu phát vô tuyến, trong đó chủ yếu tập trung lên các hệ thông thu phát vô tuyến áp dụng trong các hệ thống thông tin di động. Giáo trình bao gồm 9 chương. Ba chương đầu trình bầy các kiến thức chung nhất về các hệ thống thu phát vô tuyến. Các chương: 4 và 5 trình bày các vấn liên quan đến kiến trúc thu phát vô tuyến của máy cầm tay (UE) và BTS (NodeB) trong các hệ thông thông tin di động 3G UMTS. Các chương: 6 và 7 trình bày các vấn đề liên quan đến các kiến trúc thu phát vô tuyến của máy cầm tay (UE) và BTS (eNodeB) trong các hệ thống thông tin di động 4G LTE. Chương cuối cùng, chương 9, trình bày các hệ thông anten phiđơ cho BTS.

1

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

MỤC LỤC Chương 1. Tổng quan thu phát vô tuyến

5

1.1.Giới thiệu chung 1.2. Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến 1.3. Số hóa đầu thu phát vô tuyến 1.4. Vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR) 1.5. Các mô hình vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm 1.6. Kiến trúc mạng truy nhập và trạm gốc mới 1.7. Các đầu cuối đa chuẩn (MST) 1.8. Tổng kết 1.9. Câu hỏi

5 6 7 31 32 37 41 44 44

Chương 2. Kiến trúc máy thu 2.1. Giới thiệu chung 2.2. Mở đầu 2.3. Máy thu ngoại sai (Heterodyne) 2.4. Máy thu biến đổi trực tiếp (Zero-IF) 2.5. Thực hiện máy thu số 2.6. Thiết kế máy thu đa băng 2.7. Các vấn đề của bộ lọc song công (Duplexer) 2.8. Méo phi tuyến và tuyến tính hóa 2.9. Tổng kết 2.10. Câu hỏi

46 46 46 47 53 72 83 85 91 106 107

Chương 3. Kiến trúc máy phát và các bộ khuếch đại công suất 3.1. Giới thiệu chung 3.2. Mở đầu 3.3. Các điểm khác nhau trong các yêu cầu đối với trạm gốc và máy cầm tay 3.4.Kiến trúc biến đổi nâng tần tuyến tính 3.5. Kiến trúc biến đổi nâng tần đường bao không đổi 3.6. Các kỹ thuật vuông góc băng rộng 3.7. Các kỹ thuật tuyến tính hóa bộ khuếch đại 3.8. Các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát 3.9. Các kỹ thuật phản hồi 3.10. Tổng kết 3.11. Câu hỏi

108 108 108 109

Chương 4. Các yêu cầu hiệu năng và kiến trúc máy thu phát vô tuyến di động 3G UMTS 4.1. Giới thiệu chung

156

110 128 132 140 145 151 154 155

156 2

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.2. Các yêu cầu hiệu năng cho phần vô tuyến của máy di động 4.3. Các yêu cầu chung về thiết kế máy thu phát vô tuyến di động 3G UMTS 4.4. Xử lý tín hiệu lớp vật lý và phần vô tuyến của UE 4.5. Quy định các kênh vô tuyếnvà băng tần số 4.6. Các yêu cầu vô tuyến cho máy thu phát vô tuyến di động 3G UMTS 4.7. Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy phát 4.8. Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy thu 4.9. Nhiễu giữa các nhà khai thác 4.10. Các vấn đề thiết kế băng gốc máy thu 4.11. Các vấn đề thiết kế đa chế độ và đa băng 4.12. Tổng kết 4.13. Câu hỏi và bài tập

157 161

Chương 5. Kiến trúc 3G UMTS BTS (NodeB) và triển khai mạng vô tuyến 5.1. Giới thiệu chung 5.2. Mở đầu 5.3. Kiến trúc cơ sở của 3G UMTS BTS (NodeB) 5.4. Các chức năng băng gốc và các vấn đề thiết kế băng gốc 5.5. Kiến trúc đầu phát thu vô tuyến đa băng 5.6. Bộ khuếch đại công suất đa sóng mang 5.7. Trạm gốc phân bố (DSS) và các cấu hình mạng 5.8. Trạm gốc đa chuẩn, đa băng và công nghệ vô tuyến được 5.9. Thí dụ về các đặc tính kỹ thuật và kiến trúc hệ thống của thiết bị 3G UMTS BTS 5.10. Cấu hình mạng BBU và RRU trong mạng DSS 5.11. Tổng kết 5.12. Câu hỏi

235

Chương 6. Các yêu cầu hiệu năng và các vấn đề thiết kế máy thu phát di động 4G LTE 6.1. Giới thiệu chung 6.2. Các băng tần và tổ chức kênh trong LTE 6.3. Các thuật ngữ chung 6.4. Các yêu cầu hiệu năng đối với máy phát LTE UE 6.5. Các yêu cầu hiệu năng đối với máy thu LTE UE 6.6. Các vấn đề chung thiết kế LTE UE 6.7. Các vấn đề thiết kế máy phát LTE 6.8. Các vấn đề thiết kế máy thu LTE 6.9. Hiệu năng điều chế của LTE UE 6.10. Tổng kết 6.11. Câu hỏi

288

163 175 178 181 186 219 223 228 231 231

235 235 238 240 248 252 254 270 276 285 286 286

288 289 291 294 307 332 345 364 371 372

3

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 7. Các yêu cầu hiệu năng và các vấn đề thiết kế máy thu phát vô tuyến 4G LTE eNodeB 7.1. Giới thiệu chung 7.3. Các yêu cầu chung đối với eNodeB 7.4. Các yêu cầu đối với máy phát eNodeB 7.5. Các yêu cầu đối với máy thu EnodeB 7.6. Hiệu năng giải điều chế eNodeB 7.7. Tổng kết 7.8. Câu hỏi

374

Chương 8. Kiến trúc eNodeB 8.1. Giới thiệu chung 8.2. Các tiêu chí thiết kế eNodeB 8.3. Kiến truc cơ sở của eNodeB 8.4. Kiến trúc tổng quát BTS trên cơ sở SDR 8.5. Kiến trúc LTE DBS và đặc tính kỹ thuật 8.6. Đơn vị băng gốc, BBU 8.7. Đơn vị vô tuyến đặt xa, RRU hay RRH 8.8. Các cấu hình và dung lượng của DBS 3900 8.9. Đặc tả thông số kỹ thuật của RRU trong DBS 3900 8.10. Các thiết bị phụ trợ 8.11. Giám sát và đo giao diện của E-UTRAN 8.12. Khai thác và bảo dưỡng 8.11. Các giải pháp triển khai DBS 8.12. Tổng kết 8.13. Câu hỏi

413 413 413 416 425 430 431 434 438 440 448 451 462 468 477 478

Chương 9. Hệ thống anten phiđơ BTS 9.1. Giới thiệu chung 9.2. Mở đầu 9.3. Các kiến thức cơ sở về hệ thống anten và phiđơ 9.4. Các khái niệm cơ sở và thông số anten 9.5. Các khía cạnh phân tập 9.6. Bộ khuếch đại lắp trên tháp (TMA) 9.7. Lắp đặt GSM BTS và UMTS/FDD BTS trên cùng một site 9.8. Các giải pháp cho hệ thống anten tại các site hai băng tần 9.9. Các giải pháp cho hệ thống anten tạicác site ba băng tần 9.10. An ten thông minh 9.11. Hệ thống anten cho trạm gốc phân bố (DBS) 9.12. Tổng kết 9.13. Câu hỏi

479 479 479 480 484 502 510 512 528 536 545 546 549 549

374 375 376 393 408 411 411

4

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hướng dẫn giải bài tập Thuật ngữ và viết tắt Tài liệu tham khảo

552 565 567

5

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 1 TỔNG QUAN HỆ THỐNG THU PHÁT VÔ TUYẾN 1.1. GIỚI THIỆU CHUNG 1.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương      

Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến Các vấn đề về số hóa máy thu Vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR) Các mô hình kinh doanh BTS mới dựa trên SDR Mô hình kinh doanh máy cầm tay dựa trên SDR Kiến trúc mạng truy nhập và trạm gốc mới: tách riêng phần vô tuyến, lắp đặt phần vô tuyến trên tháp anten và khách sạn hóa BTS.  Các đầu cuối đa chuẩn MST 1.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu được trình bầy trong chương này  Tham khảo thêm [1], [2],[3]  Trả lời các câu hỏi và bài tập cuối chương 1.1.3. Mục đích chương  Hiểu được kiến trúc tổng máy thu phát vô tuyến  Hiểu được các vấn đề số hoá hệ thống máy thu phát vô tuyến và hệ thống máy thu phát vô tuyến dựa trên định nghĩa băng phần mềm (SDR)  Hiểu các cách thức kinh doang mới của các nhà sản xuất thiết bị gốc (OEM) đối với các BTS và các máy cầm tay trong các hệ thống thông tin di động  Hiểu được thiết kế tách riêng giữa phần vô tuyến và phần băng gốc trong các BTS và cách triển khai BTS kiểu khách sạn hóa  Hiểu được ý nghĩa của máy cầm tay đa chế độ

5

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.2. KIẾN TRÚC TỔNG QUÁT CỦA MỘT HỆ THÔNG THU PHÁT VÔ TUYẾN Các hệ thống thông tin vô tuyến phát triển nhanh chóng trong các thập niên gần đây dẫn đến thay đổi nhiều mặt trong hoạt động của xã hội hiện đại. Giá thành thấp cuả nhiều máy thuê bao vô tuyến cho phép nhiều người có thể tiếp cận đựơc các máy cầm tay vô tuyến tạo điều kiện cho sự phát triển mạnh mẽ của viễn thông và làm bùng nổ các dịch vụ truyền thông. Sự phát triền này phần lớn là nhờ các tiến bộ không ngừng của các thiết bị thu phát vô tuyến được phát triển trong đó các đầu thu phát vô tuyến đóng vai trò quan trọng. Hình 1.1. cho thấy kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến. Đầu vô tuyến (RF Front-End) bao gồm đầu vô tuyến phát và đầu vô tuyến thu. Đầu vô tuyến phát tổng quát bao gồm: 1) Bộ điểu để điều chế tín hiệu đầu vào băng gốc tương tự vào tín hiệu trung tần điều chế (IF: Intermediate Frequency) , 2) bộ biến đổi nâng tần để chuyển đổi tín hiệu phát được điều chế từ trung tần vào tần số vô tuyến (RF: Radio Frequency) và 3) bộ khuếch đại công suất (PA: Power Amplifier) để khuếch đại công suất phát đủ lớn trước khi đưa vào anten. Đầu vô tuyến thu bao gồm: 1) bộ khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA: Low Noise Amplifier) để khuêch đại tín hiệu thu yếu nhưng gây ít tạp âm, 2) bộ biến đổi hạ tần để chuyển đổi tín hiệu tần số thu vô tuyến vào tín hiệu trung tần IF và bộ giải điều chế để khôi phục lại tín hiệu băng gốc phía thu. Tổng quát quá trình xử lý tín hiệu phát trên hình 1.1 như sau: tín hiệu đầu vào băng gốc được xử lý số tại bộ xử lý tín hiệu số (DSP: Digital Signal Processing), sau đó được chuyển đổi từ số vào tương tự bằng bộ biến đổi số thành tương tự (DAC: Digital to Analog Converter) rồi đưa lên đầu vào vô tuyến phát, cuối cùng đựơc anten phát vào không gian. Tại phiá thu quá trình xẩy ra ngược lại. Tín hiệu thu đến từ anten đi vào bộ khuếch đại tạp âm thấp, sau khuếch đại tín hiệu này được đưa qua bộ biến đổi hạ tần để chuyên đổi từ RF và IF, đựơc giải điều chế, được chuyển đổi từ tương tự vào số, đựơc xử lý số và cuối cùng đầu ra là tín hiệu băng gốc số. RF FRONT-END Đầu vào băng gốc

DSP

DAC

Bộ điều chế

Biến đổi nâng tần

PA

Duplexer Đầu ra băng gốc

DSP

ADC

Bộ giải điều chế

Biến đổi ha tần

LNA

Hình 1.1. Kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến

6

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Thiết kế các đầu cuối thu phát vô tuyến hiện đại phải đối mặt với nhiều thách thức. Một trong số các thách thức này là phải hỗ trợ đa băng đa chuẩn (đa chế độ). Ngoài ra các yêu cầu về tạp âm và độ tuyến tính cho các đầu cuối này cũng rất chặt chẽ. Cuối cùng các yêu cầu này phải đựơc thực hiện với tiệu thụ nguồn thấp, giá thành rẻ và mức độ tích hợp điên tử cao. Công nghệ SDR (Software Defned Radio: vô tuyền được định nghĩa bằng phần mềm) được nghiên cứu phát triển để tạo điều kiện cho việc xây dựng các đầu thu phát vô tuyến đa băng đa chế độ. Có thể nói trong những năm tới đây hầu hết các đầu vô tuyến trong các hệ thống thông tin di động sẽ đựơc xây dưng trên cơ sở công nghệ SDR. Xu thế hiện nay là các mạch điện tử tương tự trong đầu vô tuyến sẽ đựơc thay thế bằng các mạch số để tạo điều kiện cho việc phát triển công nghệ SDR. Mặc dù các đầu vô tuyến hiện nay cho hiệu năng rất ấn tượng, nhưng hiện nay xử lý tín hiệu số cho các tín hiêu vô tuyến cũng mới chỉ hạn chế tại các tần số thấp khỏang vài trăm MHz. Trong khi đó các băng tần sử dụng cho các ứng dụng di động trải rộng từ 800 MHz đén 6GHz và vì thế vẫn buộc phải sử dụng các mạch tương tự để chuyển đổi tín hiệu vô tuyến xuống các tần số thấp hơn phù hợp cho xử lý tín hiệu số. Phần dưới đây sẽ xét nguyên lý xử lý tín hiệu vô tuyến số trong các đầu vô tuyến. . 1.3. SỐ HÓA ĐẦU THU PHÁT VÔ TUYẾN Để xử lý tín hiệu số trước hết tín hiệu tương tự phải được chuyển đổi thành tín hiệu số, vì thế vai trò của ADC (bộ biến đổi tương tự vào số) là hết sức quan trọng, nên trước hết ta đi xét các bộ ADC. Có thể nói ADC là một phần tử then chốt trong vô tuyến thực hiện số hóa trực tiếp tín hiệu đầu vào RF hoặc số hóa tín hiệu đầu RF và sau khi đã được chuyển đổi vào IF. Trong các máy thu phát vô tuyến ADC được đặt ngay sau bộ xử lý tín hiệu số (Digital Signal Processor) phía phát. 1.3.1. Các phương pháp lấy mẫu và lọc tương tự Đối với các máy thu vô tuyến sử dụng số hóa cho RF hay IF, quá trình lấy mẫu là hết sức quan trọng. Nội dung của dạng sóng tín hiệu nhận được sau lấy mẫu phụ thuộc rất lớn vào quan hệ giữa tần số lấy mẫu và các thành phần tần số cực đại của tín hiệu đầu vào tương tự. Tồn tại một số kỹ thuật lấy mẫu sử dụng khoảng các đồng đều giữa các mẫu như: 1) lấy mẫu với tần số lấy mẫu bằng hai lần tần số cực đại cuả tín hiệu cần lấy mẫu, 2) lấy mẫu trên tần (oversampling), 3) lấy mẫu vuông góc và 4) lấy mẫu băng thông (hay biến đổi hạ tần trực tiếp). Mặc dù cũng có các kỹ thuật lấy mẫu với khoảng cách không đều giữa các mẫu nhưng vì chúng không đựơc sử dụng rộng rãi nên ta sẽ không xét.

7

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.3.1.1. Lấy mẫu tại tần số bằng hai lần tần số cực đại của tín hiệu tương tự Lấy mẫu được thực hiện dựa trên hai định lý quan trọng sau đây:  Định lý lấy mẫu Shannon:  Một tín hiệu tương tự có độ rộng băng B phải được lấy mẫu tại tốc độ lấy mẫu fs2B để không bị mất thông tin  Độ rộng băng tín hiệu có thể trải rộng từ một chiều (DC) đến fmax=B (lấy mẫu băng gốc, lấy mẫu trên tần) hay từ fL đến fH với B= fH-fL (lấy mẫu dưới tần, lấy mẫu băng thông, lấy mẫu hài, siêu Nyquist)  Định lý Nyquist:  Nếu fs2fmax Fs(f)

-2fs

-fs

-fmax

fs

fmax

2fs

d) fs2fmax, d) tín hiệu được lấy mẫu tại fs2B

1

3

2

4

6

5

1

1,5

3

2

f [MHz]

7

f [MHz]

2fs

fs

(2) fs>3B

7

6

5

4 2fs

fs

3fs

(3) fs>2B 1

2

3

4

5

6

7

2fs

fs

f [MHz] 3fs

(4) fs>2,5B 1

2

2,5

3

4

5

6

7

f [MHz]

Hình 1.3. Lựa chọn tốc độ lấy mẫu cho các tín hiệu băng thông có phổ khác nhau Trong trường hợp thứ nhất, băng nằm từ DC đến 1MHz, vì thế phải chọn tần số lấy mẫu lớn hơn 2Msps (2 Mêga ký hiệu trên giây). Trong trường hợp thứ hai băng nằm từ fL=0,5MHz đến fH=1,5MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu phải bằng 3Mbps để tránh chồng lấn. Trong trường hợp thứ ba, tín hiệu chiếm băng từ fL=1MHz đến fH=2MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu để không chồng lấn giảm xuống bằng 2Msps. Trường hơp thứ tư tín hiệu chiếm băng từ 1,5MHz đến 2,5 MHz, tốc độ lấy mẫu tối thiểu phải bằng 2,5 MHz để tránh chồng lấn. Từ các thí dụ trên ta có thể kết luận là tốc độ lấy mẫu tối thiểu (fs) là một hàm phụ thuộc vào tỷ số giữa tần số cao nhất (fH) và tổng băng tín hiệu (B) như thấy trên hình 1.4.

10

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

4,0

fs B

3,5

3,0

2,5

2,0 1

4

3

2

5

fH B

Hình 1.4. Tốc độ lấy mẫu tối thiểu là hàm của tỷ số thành phần tần số cao nhất trên tổng độ rộng băng tín hiệu Ta xét trường hợp tín hiệu chiếm băng từ fL= 6MHz đến fH= 7MHz như trên hình 1.5. Theo định lý Shannon, tín hiệu này với băng thông 1MHz phải được lấy mẫu tại tốc độ thấp nhất là 2Msps để có thể phục hồi lại thông tin. Giả thiết là tốc độ lấy mẫu của ADC (fs) là 2Msps, các tần số lấy mẫu bổ sung được tạo ra tại các bội số nguyên của fs: 4MHz, 6MHz, 8MHz,… Tín hiệu thực sự giữa 6 MHz và 7 MHz bị xuyên băng xung quang các hài của tần số lấy mẫu: f s, 2fs, 3fs, 4fs… vì thế thuật ngữ lấy mẫu hài được sử dụng. Lưu ý rằng một trong số các thành phần xuyên băng thể hiện chính xác tín hiệu gốc (có thể loại bỏ đảo tần xẩy ra đối với một nửa thành phần xuyên băng bằng phần mềm). Chẳng hạn có thể tính toàn vùng băng gốc nằm giữa DC và 1MHz băng cách sử dụng biến đổi Fourier nhanh (vùng này thể hiện chính xác tín hiệu gốc).

1

2

Xuyên băng băng gốc, DC đến 1MHz

3fs

2fs

fs

3

4

fs = 2Msps

5

6

7

f [MHz]

Tín hiệu 6-7 MHz

Hình 1.5. Thí dụ về tín hiệu trung tần (IF) giữa 6MHz và 7MHz bị xuyên băng bởi lấy mẫu tại tốc độ 2Msps

11

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.3.1.2. Năng lượng ngoài băng Khi lấy mẫu tại 2fmax, nẩy sinh hai vấn đề: 1) định nghĩa tín hiệu băng thông hạn chế là tín hiệu gì đối với các hệ thống thực tế và 2) lọc tương tự trước tầng ADC. Về lý thuyết tín hiệu băng thông hạn chế được coi là một tín hiệu không có các thành phần tần số cao hơn một tần số nào đó. Truy nhiên khi xét các tín hiệu thực tế như tín hiệu RF tại đầu vào của một máy thu vô tuyến, luôn luôn có mặt các tín hiệu với tất cả các tần số. Khi luôn luôn có mặt tất cả các tần số, thì biên độ của các tần số này sẽ đóng vai trò quan trọng. Nhất là, biên độ tương đối của tín hiệu không mong muốn so với tín hiệu mong muôn là nhân tố quan trọng. Khi số hóa tín hiệu RF hoặc IF tại 2fmax trong một máy thu vô tuyến, các tin hiệu không mong muốn (cao hơn ½ tần số lầy mẫu) với biên độ đủ lớn có thể tạo ra chồng lần phổ và làm méo tín hiệu mong muốn. Hiện tượng này đựơc mô tả trên hình 1.6. Hình 1.6a cho thấy phổ của tín hiệu đầu vào tương tự gồm các thành phần mong muốn và không mong nuốn. Nếu tín hiệu này đựơc lấy mẫu tại tần số gấp hai lần tần số cao nhất trong tín hiệu mong muốn fd, thì phổ nhận được của tín hiệu sau lấy mẫu Fs(f) được thể hiện trên hình 1.3b. Lưu ý rằng ở đây xẩy ra chồng lấn phổ (phổ của tín hiệu không mong muốn xẩy ra bên trong phổ của tín hiệu mong muốn). a) F(f) Tín hiệu mong muốn Tín hiệu không mong muốn

-fd

f

fd

0

b)

fs=2fd Fs(f)

-2fs

-fs

-fd

0

fd

fs

2fs

f

Hình 1.6. Phổ của: a) tín hiệu tương tự gồm các thành phần mong muốn và không mong muốn, b) tín hiệu sau lấy mẫu tại fs=2fd

12

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Điều này gây ra méo trong tín mong muốn sau khi được cấu trúc lại. Hiệu ứng này dẫn đến một câu hỏi quan trọng: “Tín hiệu xẩy ra tại tần số cao hơn fs/2 phải lớn bao nhiêu để gây ra méo tín hiệu mong muốn do chồng lấn phổ vượt trội méo phi tuyến ADC?”. Méo phi tuyến trong ADC gây ra các đáp ứng giả tại phổ đầu ra ADC. Có thể nói méo do chổng lần phổ trội hơn hẳn méo do phi tuyến của ADC khi các tín hiệu không mong muốn xuất hiện tại băng tần từ 0 đến fs/2 do chồng lấn phổ vượt đáp ứng giả lớn nhất do phi tuyến. Vì thế tín hiệu không mong muốn xuất hiện trong dải tần từ 0 đến fs/2 do chồng lấn phổ phải có công suất thấp hơn đáp ứng giả lớn nhất của ADC. Nói một cách khác, méo tín hiệu mong muốn do phi tuyến ADC sẽ vượt trội méo do chồng lần phổ, nếu các tín hiệu có tần số cao hơn fs/2 có công suất thấp hơn đáp ứng giả lớn nhất của ADC. Đây có thể là một yêu cầu khá khắt khe. Phụ thuộc vào các hệ thống vô tuyến cụ thể có thể giảm nhẹ yêu cầu này. Để xác định cách ‘giảm nhẹ’, cần đặt ra các câu hỏi sau: “Có thể cho phép méo tín hiệu mong muốn đến mức độ nào”, “Băng thông và nội dung tần số của cả hai tín hiệu mong muốn trong dải tần từ 0 đến f s/2 và các tín hiệu không mong muốn nằm trên băng tần từ 0 đến fs/2 có ảnh hưởng lên méo tín hiệu mong muốn hay không”. Để trả lời các câu hỏi này cần xem xét chi tiết các hệ thống bô tuyến đặc thù như: kiểu nguồn tin (thoại, video, …), băng thông tín hiệu mong muốn, các kũ thuạt điều chế và giải điều chế, các đặc tính của ín hiệu không mong muốn (băng thông, công suất và kiểu tín hiệu) và tiêu chuẩn hiệu năng được sử dụng để đánh giá chất lượng thu tín hiệu không mong muốn. Mô phỏng hệ thống là công cụ tốt để trả lời các câu hỏi nêu trên cho các hệ thống vô tuyến đặc thù và các môi trườn công tác. 1.3.1.3. Các bộ lọc chống xuyên băng khả thi Lọc tương tự trước tầng ADC liên quan chặt chẽ đến định nghĩa giới hạn băng thông. Trong khi định nghĩa giới hạn băng thông liên quan đến nội dung của các tín hiệu có thể xuất hiện, thì lọc tương tự trước ADC thể hiện quá trình xử lý tín hiệu trong đó có thể làm suy giảm các tần số nào đó. Cần biết cả các tín hiệu có thể xuất hiện trứơc lọc và đại lượng suy giảm tín hiệu mà bộ lọc gây ra đối với các tần số khác nhau. Biết được cả hai điều này, ta có thể xác định phổ thực sự của tín hiệu cần số hóa. Lấy mẫu tại tần số gấp đôi tần số tín hiệu mong muốn cực đại đặt ra một yêu cầu lớn và thường không thực tế đối với bộ lọc được sử dụng trước số hóa (bộ lọc chống xuyên băng). Lý tưởng, bộ lọc chống xuyên băng trước ADC cần cho phép tất cả các tần số mong muốn đến một tần số cắt nào đó và cung cấp suy hao vô tận đối với tất cẩ các tần số cao hơn tần số cắt. Khi này lấy mẫu tại fs=2fmax sẽ hai lần cao hơn tần số cắt và không xẩy ra chồng lấn phổ. Tiếc rằng trong thực tế các bộ lọc khả thi không thể có đáp ứng dạng “viên gạch”. Suy hao của các bộ lọc thực tế tăng dần từ tần số cắt đến băng chặn (stopband). Chuyển đổi từ băng thông đến băng chặn càng dốc và suy hao trong băng chặn càng lớn thì tín hiệu được lấy mẫu càng ít bị méo do chồng lấn băng. Một cách tổng quát, để đạt 13

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

được các chuyển đổi dốc hơn và suy hao trong băng chặn lớn hơn cần có các bộ lọc phức tạp hơn. Vì thế đòi hỏi các bộ lọc phức tạp hơn để giảm méo trong tín hiệu được lấy mẫu đối với một tốc độ lấy mẫu cho trước. Các hạn chế đối với việc thực hiện các bộ lọc tương tự làm cho việc thực hiện các bộ lọc độ dốc cao bậc cao khó khăn. Ngoài ra khi độ dốc tăng, đáp ứng pha trở nên không tuyến tính hơn. Điều này tạo ra méo tín hiệu thu mong muốn vì các tần số khác nhau trong tín hiệu sẽ bị trễ thời gian khác nhau. 1.3.1.4. Lấy mẫu trên tần Tốc độ lấy mẫu cao hơn 2fmax được gọi là lấy mẫu trên tần (Oversampling). Một trong các lợi ích của lấy mẫu trên tần là các bản sao của F(t) xuất hiện trong Fs(f) trở nên cách xa nhau hơn khi tần số lấy mẫu tăng cao hơn 2f max. Đối với tín hiệu tương tự có một nội dung tần số cho trước và một bộ lọc chống xuyên băng cho trước có tần số cắt fc, lấy mẫu tại hai lần tần số cắt gây ra một lượng méo nào đó do chồng lấn phổ. Khi lấy mẫu tại tần số cao hơn, có thể sử dụng bộ lọc chống xuyên băng đơn giản hơn với chuyển đổi từ từ hơn từ băng thông đến băng chặn và suy hao băng chặn thấp hơn mà không tăng méo do chồng lấn phổ. Vì thế lấy mẫu trên tần có thể giảm thiểu các yêu cầu đối với bộ lọc chống xuyên băng. Tất nhiên cần cân nhắc rằng khi này cần các bộ lọc nhanh hơn để số hóa các tín hiệu tần số khá thấp. 1.3.1.5. Lấy mẫu vuông góc Trong lấy mẫu vuông góc tín hiệu được chia thanh hai tín hiệu. Một trong số các tín hiệu này đựơc nhân với cos để biến đổi hạ tần xuống tần số trung tâm không và tạo nên thành phần đồng pha của tín jhiệu gốc. Tín hiệu còn lại nhân với cos dịch pha 900 để biến đổi hạ tần xuống tần số trung tâm khòng và tạo nên thành phấn pha vuông góc của tín hiệu gốc. Mỗi thành phần này chỉ chiếm một nửa băng thông của tín gốc và có thể được lấy mẫu tai một nửa tần số lấy mẫu yêu cầu đối với tín hiệu gốc. Vì thế lấy mẫu vuông góc giảm tần số lấy mẫu yêu cầu một thừa số bằng hai với trả giá phải sử dụng hai bộ ADC thay vì một. 1.3.1.6. Lấy mẫu băng thông cho biến đổi hạ tần trực tiếp Lấy mẫu tại các tốc độ thấp hơn 2fmax vẫn có thể cho phép khôi phục lại nội dung thông tin của tín hiệu mong muốn, nếu tín hiệu là tín hiệu băng thông. Tín hiệu băng thông lý tưởng là tín hiệu không có thành phần tần số thấp hơn một tần số nào đó fL và cao hơn một tần số nào đó fH. Đối với tín hiệu băng thông, yêu cầu tần số lấy mẫu tối thiểu cho phép khôi phục chính xác là tần số phải ít nhất bằng hai lần băng thông fh-fl của tín hiệu mày.

14

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Lấy mẫu băng thông giảm yêu cầu tốc độ đối với các ADC. Hình 1.7 cho thấy kỹ thuật lấy mẫu băng thông hay còn gọi là lấy mẫu trung tần, lấy mẫu hài, lấy mẫu cận Nyquistvà lấy mẫy dưới tần. Ta ký hiệu tốc độ lấy mẫu là f s và băng tần được lấy mẫu có băng thông B được giới hạn trong (fL-fH). Quá trình lấy mẫu dẫn đến sao chép tuần hoàn các tín hiêu trong phổ được lấy mẫu với chu kỳ f s. Sao chép được sử dụng để chuyển đổi tần số vào vùng (-fs, fs). B B/2 B/2

n=1 -fH

-fL -fs

n=2 fs fL

0

n=1 -fs

0

n=3

n=2 n=2

fc

fH

Tần số

n=3 fs

Tần số

N ký hiệu cho vùng Nyquist: n=1 là vùng Nyquist thứ nhất nằm giữa DC và fs/2, n=2 là vùng Nyquist thứ hai nằm giữa fs/2 và fs. fs/2 được gọi là băng thông Nyquist. Hình 1.7. Lấy mẫu băng thông

Lấy mẫu băng thông phải thỏa mãn các tiêu chí sau:  Tiêu chuẩn Nyquist, trong đó fs>2 fmax (với fmax là tần số băng gốc cực đai) được thay bằng băng thông fs> 2B (với B=fH-fL)  Dịch các băng từ fH đến fL và từ -fH đến -fL một số nguyên lần fs không được chồng lấn lên nhau Lấy mẫu tại tốc độ bằng hai lần băng thông của một tín hiệu được gọi là tốc độ lấy mẫy Nyquist. Khi tín hiệu là một tín hiệu băng gốc (một tín hiệu có nội dung tần số từ DC đến fmax) tốc độ lấy mẫu Nyquist là 2fmax. Tuy nhiên đối với các tín hiệu băng thông, tần số lấy mẫu Nyquist là 2(fH-fL). Để thỏa mãn các yêu cầu nói trên fs phải được chọn như sau:

2f H 2f L  fs  n (n  1)

(.1.2) 

fH   và (fH-fL)  (f H  f L ) 

Trong đó n là một giá trị nguyên thỏa mãn điều kiện 2  n  

fL. trong đó   ký hiệu cho số nguyên gần nhất có giá trị thấp hơn. Các phương 15

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trình trên cho thấy chỉ có thể sử dụng một dải tần số lấy mẫu nhất định để tránh chồng lấn phổ. Có thể sử dụng lấy mẫu băng thông cho biến đổi hạ tần tín hiệu băng thông tại RF hay IF vào một tín hiệu băng thông tại IF thấp hơn. Vì tín hiệu băng thông được lặp lại tại các bội số của tần số lấy mẫu, nên việc chọn thích hợp bản sao phổ của tín hiệu băng thông đảm bảo chức năng biến đổi hạ tần. Nếu tín hiệu băng thông như trên hình 1.5 có tần số trung tần fIF=6,5 MHz và fL=6MHz. fH=7MHz (B=fH-fL=1MHz) và fH-fL=1 MHz>fmax Tạp âm lượng tử không bị tạo dạng tạp âm

fmax

fs 2

Tạp âm lượng tử có tạo dạng tạp âm

Công suất

fs>>fmax

fmax

0

f

fs 2

f

Hình 1.14. Tạo dạng tạp âm trong các  ADC Đê tính được hiệu quả của bộ tích phân lên tạp âm lượng tử trong bộ biến đổi , ta xét mô hình đã được tuyến tính hóa của phần điều chế . Sơ đồ của mô hình này được thể hiện trên hình 1.15. Bộ lượng tử được mô hình như là một bộ khuếch đại với hệ số khuếch đại bằng 1 có bổ sung thêm tạp âm lượng tử. Xét mô hình này trong miền tần số, ta được đầu ra bộ điều chế  Y(s) như sau: 1 Y (s)   X (s)  Y (s)    Q s

(1.7)

Trong đó X(s) là tín hiệu đầu vào, H(s)=1/s là hàm truyền đạt cuả bộ tích phân và Q là tạp âm lượng tử.. Ta có thể viết lại phương trình (1.7) như sau: Y (s) 

X (s) Q.s  s 1 s 1

(1.8)

29

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Q= Tạp âm lượng tử

X(s)

Y(s) H(s)

Amp

Hình 1.15. Mô hình được tuyến tính hóa của bộ điều chế  Phương trình (1.8) cho thấy rằng tại các tần số thấp (s1), Y(s) trước hết là một hàm của tạp âm lượng tử. Nhiều tích phân và tầng cộng có thể được sử dụng trong bộ điều chế để cung cấp tạo dạng nhiều hơn. Các bộ biến đổi  bậc ba hoặc thậm chí cao hơn đã được thiết kế. (số bộ tích phân xác định bậc của bộ điều chế). Các bộ điều chế bậc cao hơn sẽ giảm thêm lượng tạp âm lượng tử trong băng tín hiệu mong muốn bằng cách đặt nhiều hơn tạp âm lương tử vào băng tần cao hơn fmax..Vì thế các bộ các bộ biến đổi  bậc cao có thể cung cấp cùng độ phân giải biểu kiến với lấy mẫu trên tần thấp hơn so với các bộ biến đổi  bậc thấp. Các bộ điều chế  cao hơn bậc hai gây ra một số khó khăn cho thiết kế. Có thể xẩy ra mất ổn định vì thế cần xem xét cận thận khi thiết kế. Sau bộ điều chế  là bộ lọc số. Bộ lọc số này được sử dụng để: 1) lọc tạp âm lượng tử cao hơn fmax và 2) tránh xuyên băng khi giảm tốc (decimation) tín hiệu. Giảm tốc (Decimation) là xử lý giảm tốc độ số liệu bằng cách lấy mẫu lại tín hiệu rời rạc theo thời gian tại tốc độ thấp hơn. Giảm tốc hữu ích trong các bộ biến đổi  vì lấy mẫu trên tần tạo ra một tốc độ số liệu quá cao hơn 2fmax. Sau lọc tạp âm lượng tử. thành phần tần số cao nhất của tín hiệu mong muốn chỉ là fmax. Vì thế tốc độ lấy mẫu yêu cầu chỉ cần bằng 2fmax để phục hồi hoàn toàn tín hiệu mong muốn đầu vào. Giảm tốc được thực hiện bằng cách chỉ giữ lại một trong số M mẫu để giảm tốc độ số liệu xuống 2fmax (hay cao hơn một chút). Giảm tốc có thể được kết hợp với lọc số để xử lý hiệu quả hơn. Có thể sử dụng bộ lọc FIR cho cả lọc lẫn giảm tốc đồng thời. Tuy nhiên nếu sử dụng các bộ lọc IIR (Infinite Impulse Response: đáp ứng xung kim vô tận) thì giảm tốc phải thực hiện sau lọc. Các bộ biến đổi  nói trên được thiết kế cho các tín hiệu băng gốc. Một kiểu bộ biến đổi  mới (bộ biến đổi  băng thông) cho thấy tiềm năng áp dụng cao cho máy thu vô tuyến để số hóa tại RF hay IF. Kiến trúc của bộ biến đổi này

30

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

giống như bộ biến đổi  truyền thống, chỉ khác là các bộ tích phân được thay bằng các bộ lọc băng thông và sau bộ điều chế  bộ lọc băng thông số được sử dụng. Sử dụng các bộ lọc băng thông thay cho các bộ tích phân cho phép tạo dạng tạp âm lượng tử sao cho nó chuyển đến các tần số dưới và trên băng tần tín hiệu mong muốn. Điều này đảm bảo tạp âm thấp trong vùng băng thông. 1.4. VÔ TUYẾN ĐỊNH NGHĨA BẰNG PHẦN MỀM (SDR) 1.4.1. Mở đầu Thuật ngữ vô tuyến phần mềm (Software Radio) đã gắn liền với nhiều công nghệ khác nhau và không có định nghĩa chuẩn. Thuật ngữ này thường được sử dụng để nói về một máy phát thu trong đó các thông số then chốt được định nghĩa trong phần mềm và các khía cạnh cơ bản của hoạt động vô tuyến có thể được lập cấu hình lại bằng cách cập nhật phần mềm này. Một số thuật ngữ liên quan cũng được sử dụng trong các hệ thống di động khả lập trình và khả lập lại cấu hình:  SDR (Software Defined Radio: vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm): là thuật ngữ được tiếp nhận tại SDR Forum (một tổ chức quốc tế tìm chọn các khía cạnh của vô tuyến phần mềm)  MST (Multi-standard Terminal: đầu cuối đa chuẩn): Để nói về một đầu cuối có khả năng hoạt động trên một số chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau. Kiểu thiết bị này hoặc cung cấp chuyển mạng rộng hơn so với thiệt bị đơn chuẩn hoặc cho phép nâng cấp xuôn sẻ từ một hệ thống hiện có lên một chuẩn mới, chẳng hạn từ GSM lên WCDMA  Vô tuyến khả lập cấu hình (Reconfigurable Radio): Thuật ngữ này được sử dụng để bao hàm cả lập lại cấu hình phần mềm lẫn phân sụn (Firmware), chẳng hạn thông qua các thiết bị khả lập trình như FPGA (Field Programable Gateway Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng). Cả hai dạng lập lại cấu hình này đều cần thiết để thực hiện vô tuyến mềm hiệu quả về cả công suất lẫn giá thành  FAR (Flexible Architecture Radio: vô tuyến kiến trúc linh hoạt): đó là định nghĩa rộng hơn so với các định nghĩa ở trên. Thuật ngữ để chỉ ra rằng tất cả các khía cạnh của hệ thống vô tuyến đều linh hoạt, chứ không chỉ phần băng gốc số. Một FAR thực thu phải cho phép dùng phần mềm thay đổi được các thông số như: số lượng và kiểu biến đổi nâng/hạ tần, băng thông bộ lọc trung tần (IF), thậm chí băng tần công tác RF. 1.4.2. Kiến trúc vô tuyến đinh nghĩa bằng phần mềm lý tưởng Kiến trúc vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm lý tưởng được cho trên hình 1.1. Lưu ý răng bộ biến đổi ADC được giả thiết là có cả bộ lọc chống xuyên 31

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

băng bên trong và DAC được giả thiết là có cả bộ lọc khôi phục tín hiệu tương tự bên trong. Vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm có các tính năng chính sau:  Sơ đồ điều chế, định kênh, các giao thức để phat và thu tât cả đều được quyết định bằng phần mềm trong phân hệ xử lý số. Các xử lý này được thực hiện trong DSP (bộ xử lý tín hiệu số) trên hình 1.16.  Bộ xiếculator lý tưởng được sử dụng để phân tách các tín hiệu đường phát và đường thu. Khi sử dụng các giải pháp dựa trên bộ lọc (bộ lọc song công thông thường) sẽ không xẩy ra các hạn chế tần số đối với chức năng phân tách phát thu. Phần tử này được coi rằng có trên phối kháng lý tưởng giữa nó với anten và trở kháng của bộ khuếch đại công suất.  Lọc xuyên băng và lọc khôi phục tín hiệu rõ ràng là cần thiết trong kiến trúc này (không được thể hiện trên hình vẽ). Tuy nhiên ở đây giả thiết là ADC và DAC có tốc độ lấy mẫu nhiều GHz. Hiện nay lọc song công, phát, thu có thể đạt được tốc độ thay đổi độ dốc trong cả máy cầm tay và trạm gốc. Thay đổi chính sẽ là chuyên đổi chúng tử băng thông vào thông thấp. Anten Xiếculator lý tưởng DAC DAC đầu RF PA hiệu suất cao, ra RF độ tuyến tính cao DSP

ADC

Phân hệ xử lý số

ADC đầu vào RF

Hình 1.16. Kiến trúc SDR lý tưởng 1.5. CÁC MÔ HÌNH VÔ TUYỀN ĐỊNH NGHĨA BẰNG PHẦN MỀM 1.5.1. Mô hình trạm gốc 1.5.1.1. Mở đầu Kiến trúc của hầu hết các trạm gốc vô tuyến chuyển dịch dần một kiến trúc đặc thù điều chế đến một kiến trúc được định nghiã rộng bằng phần mềm. Sự

32

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

thay đổi này cộng với việc chuyển đến tiêu chuẩn các giao diện số bên trong BTS vào OBSAI (Open Base- Station Architecturre Initative: sáng kiến cấu trúc tram gốc mở) và CPRI (Common Public Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung) đã thay đôi tận gốc các mô hình BTS. Giao diện giữa các chức năng tạo dạng sóng và truyền dẫn dạng sóng hiện nay phần lớn là số và các nhà sản xuất thiết bị gốc (OEM: Original Equipement Manufacturer) ngày phổ biến thuê ngoài sản xuất cả phần cứng băng gốc số lẫn phần cứng máy phát thu RF. Điều này cho phép OEM rảnh rỗi tập trung vào các lĩnh vực phần mềm lớp ứng dụng và cung cấp dịch vụ phức tạp để tạo nên các khác biệt trong nhiều ứng dụng. Mô hình BTS lý tưởng từ quan điểm của OEM phải bao gồm một số lượng nhỏ các khối cơ sở tiêu chuẩn có khả năng nối tầng để tạo nên một giải phát phần cứng đầy đủ. Điều này không thể thực hiện được trong quá khứ vì bản chất đặc thù ứng dụng và đặc thù nhà sản xuất các phần tử liên quan. Tuy nhiên sự xuất hiện của SDR khiến cho mô hình này ngày càng được nhiều người chấp nhận. Phác họa các phần tử tạo tín hiệu điều chế và truyền dẫn của BTS kiểu này được cho trên hình 1.17. Bây giờ ta có thể định nghĩa từng phần tử chính (xử lý tín hiệu số, máy phát được tuyến tính hóa và bộ lọc song công). Trong số các phần tử này, nhiều phần tử đã được các OEM thuê ngoài sản xuất như phiến DSP (Digital Signal Processort: bộ xử lý tín hiệu số), bộ lọc song công và cả PA (Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất) của máy phát. Bước cuối cùng của việc kinh doanh SDR là thuê ngoài sản xuất bộ biến đổi nâng tần và bộ tổng hợp tần số như là một phần của giải pháp máy phát đựơc tuyến tính hóa hoàn chỉnh. Hiện nay nhiều BTS OEM (nhà sản xuất gốc BTS) đi theo hướng này để đơn giản hóa các khía cạnh phần cứng và chuỗi cung ứng cho các giải pháp hạ tầng trạm gốc của họ. Các đầu vào băng gốc

DSP

Tuyến tính hóa

Bộ biến đổi nâng tần

Duplexer RF PA

Máy phát được tuyến tính hóa Tới máy thu

Hình 1.17. Máy phát đâu vào số/ đầu ra RF sử dụng trong trạm gốc SDR 1.5.1.2. Các mô hình kinh doanh BTS mới dựa trên SDR Việc tiếp nhận kiến trúc SDR cho BTS đã chuyển dịch giao diện nói trên (giao diện dữa phần tạo dạng sóng và phần truyền dẫn dạng sóng) đến miền số và dẫn đến khái niệm hộp RF đen chứa tất các khía cạnh của RF (máy phát, máy thu) thậm chí cả bộ lọc song công mặc dù hiện nay đây và là phần tử riêng biệt. Hệ thống này được minh họa trên hình 1.18 bao gồm một giao diện Decart (cos và

33

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

sin), cũng có thể là một trung tần số hay một giao diện độc cực (biên độ và pha) được sử dụng. Đầu vào I/Q số

Bộ tuyến tính hóa số

DAC

Bộ biến đổi nâng tần

PA Bộ lọc song công

Đầu ra I/Q số

Bộ biến đổi hạ tần số

ADC

Bộ biến đổi hạ tần

LNA

PA: Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ

Hình 1.18. Các phần tử của một hệ thống SDR hộp đen RF Hiện nay để các OEM thường mua PA từ một hệ thống con của nhà sản xuất ngoài. Hình 1.19a cho thấy sư kết hợp giữa PA và bộ biến đổi RF chung. Thoạt nhìn ta thấy việc đặt mua PA không chiếm đáng kể tổng khối lượng hệ thống. Tuy nhiên PA cần được tuyến tính hóa, đây là yêu cầu chung của các hệ thống CDMA, OFDMA và /4-DPSK (Differiential Quadrature Phase Shift Keying), mức độ phức tạp khối này trở nên đáng kể và cũng là phần tử lớn hơn nhiều kể cả độ lớn lẫn giá thành. Hình 1.19b nhấn mạnh điều này, trên hình này kích thước tương đối của PA và các phần tử xử lý RF đựơc định cỡ theo giá thành (cũng đúng với cả kích thước vật lý).

34

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng (a)

RF PA

(b)

RF PA

Hình 1.19. (a) sơ đồ khối thông thường của phần RF của một máy phát được tuyến tính, (b) trình bày định cỡ các phần tử theo giá thành. Từ hình vẽ trên ta thấy rằng việc đặt mua các phần tử còn lại của phần RF của một máy phát SDR ảnh hưởng rất ít lên giá thành của khối (thông thường thậm chí còn ảnh hưởng tốt lên tổng giá thành BTS). Vì thế nếu đặt mua toàn bộ hộp đen RF, nhân lực kỹ thuật RF của OEM sẽ được giải phóng cho nhiệm vụ khác và hoàn toàn không ảnh hưởng lên khả năng khác biệt của OEM. Việc lựa chọn giữa nâng cấp phần tử hay thay thế phân tử cũng là một vấn đề cần xem xét. Nhìn chung các phần từ RF ít thay đổi theo thời gian và vì thế có thể dễ ràng nâng cấp dựa trên SDR. Trong khi đó phần số của hệ thống có thể thay đổi rất lớn. chẳng hạn theo các nghiên cứu thì công suất xử lý của DSP chỉ sau 18 tháng đã kém DSP mới khoảng hai lần. Vì thế nên thiết kế DSP cho một thời gian nhất định rồi thay thế để nâng cấp hệ thống. 1.5.2. Ảnh hưởng của OBSAI và CPRI OBSAI (Open BTS Architecture Initiative: sáng kiến kiến trúc trạm gốc mở) và CPRI (Common Public Radio Interface: Giao diện vô tuyến công cộng chung) là các hoạt động tiêu chuẩn hóa dưới sự chỉ đạo cuả công nghiệp với mục đích tạo các giao diện mở trong một BTS. Các tổ chức này dự định cung cấp một thị trường mở trong đó các nhà bán máy (đối tác thứ ba) có thể cung cấp một khối lượng lớn các hệ thống con BTS cho nhiều khách hàng của OEM, nhờ vậy giảm giá thành cho từng khách hàng OEM. Hầu hết các OEM hiện nay thuộc một trong

35

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hai tổ chức nói trên. Các tổ chức này đã đưa ra các chuẩn liên quan đến các vấn đề sau:  Giao diện tốc độ cao giữa băng gốc và môdul RF (để phát số liệu I-Q thể hiện dạng sóng cần phát)  Tốc độ số liệu thấp cho điều khiển, khai thác, quản trị, bảo dưỡng và trang bị (OAM&P)  Phân phối đồng hồ/định thời  Giao diện với đầu vô tuyến đặt xa Ngoài ra OBSAI hiện đang tiếp tục nghiên của và đặc tả các khía cạnh của cơ chế điều chế, nguồn nuôi, đo kiểm ,… Cả hai hoạt động tiêu chuẩn rnày đều được xây dựng xung quanh giao diện vuông góc I-Q của băng gốc thân thiện SDR. Vì thế với việc sử dụng SDR, kiến trúc phần cứng SDR rất phù hợp cho cả hai chuẩn này và chúng có tiểm năng đem lại các lợi ích kinh tế của SDR cho thị trường BTS. Điều này xuất phát từ các lý do sau:  Băng gốc, giảm tỷ số công suất đỉnh trên công suát trung bình, DAC và các kiến trúc biến đổi nâng tần có thể tái sử dung trên các băng tần số và các tiêu chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau với các thay đổi rất nhỏ  Tương tự, biến đổi hạ tấn, ADC và các kiến trúc thu băng gốc cũn có thể tái sử dụng trên các băng tần và các tiêu chuẩn giao diện vô tuyến khác nhau với các thay đổi nhỏ  Phần mềm cho các giao thức liên quan đến các giao diện trên thường có thể tái sử dụng trên tất cả các nền tảng Chính vì các lý do trên mà các SDR được tiếp nhận trong các thiết kế trạm gốc. 1.5.3. Mô hình máy cầm tay Có ba loại khách hàng công nghệ vô tuyến được định nghĩa bằng phần mềm có thể hưởng lợi từ công nghệ này:  Các nhà sản xuất thiết bị. Sử dụng SDR cho phép các nhà sản xuất thiết bị chỉ cần sản xuất một sản phần máy cầm tay duy nhất nhờ vậy giảm đáng kể các khía cạnh sản xuất khác nhau.  Nhà mạng. Cạnh tranh giữa các nhà mạng khác nhau chủ yếu dựa trên giá thành và chất lượng dịch vụ. Các đầu cuối SDR cho phép nhà mạng khả năng nâng cấp tại chỗ để chỉnh sửa các sự cố và bổ sung các dịch vụ và các tính năng mới. Chỉnh sửa các sự cố là lĩnh vực hấp dẫn nhất vì thu hồi máy cầm tay để sửa chữa hay gỡ rối phần mềm là rất tốn kém. Khả năng bổ sung các dịch vụ mới ngay lập tức chứ không phại đợi cho các máy cũ không còn dùng đựơc nữa cũng rất hấp dẫn. Thí dụ của trường hợp này là trường hợp nhà mạng cần bổ sung nhẩy tần cho mạng GSM. Vì một trong số các máy cầm tay phổ biến ra đời sớm không cài đặt tính năng này, nên đã phải 36

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trì hoãn nhảy tần trên nhiều mạng cho đến khi có vẻ như máy cầm tay này không dùng đựơc được nữa.  Khách hàng. Quyết định mua máy cuả khách hàng chịu ảnh hưởng của nhiều yêu tố và công nghệ/các tính năng chỉ là một trong số chúng. Rất nhiều nhân tố có tầm quan trong như nhau, chẳng hạn: kích thước, trọng lượng, thời han pin, dáng vỏ máy và thậm chi độ tin cậy cuả hãng. Tuy nhiên sự xuất hiện SDR đem đến một số lợi ích và các lợi ích này có thể cảc thiện các khả năng bán hàng đối với một số khách hàng. Các tính năng như chuyển mạng toàn cầu thông minh và khả năng nâng cấp toàn bộ (giống như nâng cáp phần mềm máy tính). Tính năng thứ hai sẽ dẫn đến một công nghiệp phần mềm mới giống như thị trường sản phảm bổ sung của máy tính PC. 1.6. KIẾN TRÚC MẠNG TRUY NHẬP VÀ TRẠM GỐC MỚI Việc sử dụng tuyến tính hóa và đặc biệt là các máy phát đầu vào số được tuyến tính cho phép thực hiện một số cấu hình trạm gốc mới. Các cấu hình này có các ưu điểm quan trọng đối với cả nhà sản xuất trạm gốc lẫn nhà khai thác mạng, nhất là trong lĩnh vực tiêu thụ nguồn và giá thành. Trong trạm gốc thông thường, các phần băng gốc và RF của máy thu phát thường được đặt gần nhau và nhiều khi trong cùng một hộp máy. Bộ khuếch đại công suất cũng thường đựơc đặt gần và trong nhiều trường hợp trên cùng một giá máy. Vì thế tổn hao công suất lớn khi truyền dẫn nó từ PA đến anten. Có ba cấu hình cho phép sử dụng các bộ khuếch đại công suất được tuyến tính hóa: tách riêng các phần số và phần RF của trạm gốc, lắp ráp trên tháp anten và khách sạn hóa BTS (BTS hoteling). 1.6.1. Tách riêng phần số và phần vô tuyến Sự xuất hiện các giao diện chuẩn OBSAI và CPRI cùng với các máy phát thu RF đầu vào số dẫn đến không cần đặt các phần số và vô tuyến gần nhau. Có thể đặt phần băng gốc đứng riêng, vì phần phát thu RF đơn giản chi là một thiết bị xử lý tuyến tính có nhiệm vụ phát đi và tái tạo lại trung thành tín hiệu đầu vào được trình bày trong dạng số. Vì thế về mặt vật lý có thể đặt tách biệt phần băng gốc và phần RF tại các vị trí cách xa nhau bất kỳ nếu sử dụng môi trường truyền tải quang giữa hai phần này. Vì thế máy thu phát vô tuyến có thể được lắp đặt tại vị tri thuận tiện gần anten, chẳng hạn trên tường tòa nhà hay trên đỉnh cột anten để giảm yêu cầu về công suất phát và giảm cả giá thành vận hành cũng như tìm kiếm vị trí đặt máy. Một thí dụ về giải pháp này là có thể sử dụng một vị trí duy nhất để chứa tất cả các phần số và phần cứng giao diện mạng cho nhiều site trạm gốc để phủ một tòa nhà lớn (chẳng hạn một trung tâm thương mại hay một sân bay). Cac site trạm 37

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

gốc khi này chỉ đơn thuần bao gồm một số phần RF (hay còn gọi là RRH: Remote RF Head: đầu vô tuyến đặt xa). Trong đó mỗi RRH gồm một hộp đen RF và anten. Các RRH chứa đầu vào quang hay số, máy phát RF và đầu vào RF, máy thu có đầu ra số (hay quang) cùng với bộ lọc song công và nguồn nuôi tại chỗ (DC hay điện lưới). 1.6.2. Lắp đặt trên tháp anten Một cấu hình mới thứ hai là lắp đặt máy thu phát RF trực tiếp trên tháp chứa các anten phát và thu (hình 1.20a). Hiện nay các lắp đặt kiểu này khá phổ biến cho các mạng di động 3G và 4G. Phương pháp này mang lại nhiều lợi ích so với phương pháp truyền thống với lắp đặt các bộ khuếch đại ngay trong tủ máy đặt trong phòng máy hay trong các cabin tại chân anten, vì nó cho phép loại bỏ được tổn hao của cáp vô tuyến. Tổn hao cáp vô tuyến có thể bằng 3dB (một nửa công suất của PA). (b)

(a)

Hộp đen RF

Hộp đen RF

Hộp đen RF Sợi quang

Sợi quang

Tháp

Tháp

Hộp đen RF Sợi quang

Tháp

Sợi quang

Tháp

10 km Trạm gốc Hộp máy trạm gốc Mạng

Trạm gốc

Trạm gốc

Trạm gốc

HUB trạm gốc trung tâm

Mạng

Hình 1.20. Sử dụng các hộp đen vô tuyến hay RRH lắp đặt trên tháp anten: (a) hộp máy trạm gốc đặt tại chân tháp, (b) kiến trúc HUB trạm gốc trung tâm. Tuy nhiên giải pháp nói trên cũng gập phải một số vấn đề cần lưu ý: 1. Bảo dưỡng. Sự cố của khối đặt trên đỉnh tháp sẽ dấn đến việc khai thác tốn kém khi sửa chữa hoặc thay thế. Vì thế các khối ngoài trời cần có độ tin cậy cao. 2. Trọng lượng. Lắp ráp nhiều máy thu phát RF công suất cao trên đỉnh tháp anten sẽ tăng đáng kể trọng tải và có thể phải nâng cấp hay thay thế tháp anten và điều này làm tăng giá thành lắp đặt. Tuy nhiên cần nhớ rằng trong 38

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

lượng của cáp quang nối đến các RRH cũng gảm đáng kể. Vì thế vấn đề trong lượng cũng cần xem xét kỹ lưỡng. 3. Trễ. Nếu sử dụng mạng số liệu công cộng hay một số lượng đáng kể các router hoặc chuyển mạch để phân phối các tín hiệu số, thí có thể dẫn đến một lượng trễ đáng kể đưa thêm vào ô. Điều này sẽ làm giảm bán kính cực đại cuả ô và vì thế toàn bộ vùng phủ của nó. Vì thế cần xem xét trễ khi sử dụng các mạng công cộng cho các ứng dụng trạm gốc phân bố. Nếu không sử dụng mạng công cộng (hay số lượng lớn các router/chuyển mạch), thường có thể nhận đựơc một bán kính ô chấp nhận được cho tất cả các hệ thống giao diện vô tuyến ngay cả khi phải truyền dẫn hàng chục km. 1.6.3. Khách sạn hóa BTS 1.6.3.1. Mở đầu Khái niệm khách sạn hóa BTS đựơc minh họa trên hình 1.20b (khách sạn hóa hay tiếng Anh hotelling là khái niệm để nói lên rằng một phần thiết bị trạm gốc sẽ được đặt tại các vị bên ngoài site trạm gốc để cho thuận tiện và giá thuê rẻ). Đây là một sáng kiến mới trong triển khai mạng, trong đó phần lớn các phần tử của một BTS truyền thống được đặt tại một vị trí trung tâm (hub). Hub có thể được đặt tại một vị trí thuận tiện, giá rẻ chẳng hạn trong tầng hầm của một toà nhà trong thành phổ hay trong sân của một nhà máy ngoài thành phổ. Nhờ vậy site của ô chỉ cần chứa một khối lượng tối thiểu cac phần tử. Tất cả các phần tử mạng, các phần tử giao tiếp,…, cũng như tạo tín hiệu băng gốc, điều chế, giải điều chế, mã hóa và các chức năng tạo khung đều được đăt tại hub trạm gốc trung tâm. Hub giao diện trực tiếp đến mạng viễn thông liên quan và lấy ra tất cả các cuộc gọi từ mạng này. Nó cũng tạo ra và thu lại các mẫu số liệu cần thiết cho phát và thu đến/ từ RRH (đầu vô tuyến đặt xa). Vì thế hub chứa tất toàn bộ trí tuệ của trạm gốc và có thể thực hiện các biện pháp cần thiết để đảm bảo liên tục hoạt động của nó (chằng hạn: có đội ngũ nhân viên cố định để bảo dưỡng, sử dụng dự phòng N+1 với chuyển mạch tự động …). Nếu trang bị như vậy cho một site trạm gốc đơn lẻ là không kinh tế, thì điều này hoàn toàn hợp lý đồi với một hub khách sạn hóa BTS lớn. 1.6.3.2. Đầu vô tuyến đặt xa (RRH) Các phần tử của một đầu vô tuyến đặt xa RRH (hay hộp đen trên hình 1.21) (RRH: Remote RF Head) giống như các phần tử được thể hiện trên hình 1.18 và đã được trình bày trong phần 1.5.1.2. Điểm khác cơ bản ở đây là một giao diện số được bổ sung để hỗ trợ khoảng cách truyền dẫn xa hơn so với yêu cầu của một ứng dụng trạm gốc thông thường. Giao diện này thường là quang để truyền được xa hơn (xem hình 1.20), tuy nhiên cũng có thể sử dụng cáp đôi dây xoắn (CAT2)

39

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hay cáp đồng trục cho các ứng dụng trong tòa nhà hai ngòai trời có khoảng cách ngắn hơn. Đầu vào/ra quang

Bô tuyến tính hóa số

DAC

Giao diện số/quang

Bộ biến đổi nâng tần

PA Bộ lọc song công

Phản hồi bộ tuyến tính hóa

Đến Anten Bộ biến đôi hạ tần số

ADC

Bộ biến đổi hạ tần

LNA

Hình 1.21. Các phần tử của RRH (hộp đen vô tuyến) 1.6.3.3. Các ưu điểm của khách sạn hóa BTS Khách sạn hóa BTS đã được triển khai phổ biến trong các mạng 3G và 4G. Công nghệ này đem lại các lợi ích đang kể sau đây: 1. Đơn giản hóa bảo dưỡng và nâng cấp. Vì phần lớn thiết bị trạm gốc cho nhiều site sẽ được đặt trong một vị trí, nên chỉ cần một lần đến bảo dưỡng là đủ cho tất cả các site này. 2. Giảm (hoặc loại bỏ hẳn) các cabin hoặc nhà trạm cho trạm gốc. Ngòai chi phí đầu tư và bảo dưỡng các hạ tầng này, chúng còn tăng thêm khó khăn cho quy hoạch do tạp âm âm thanh của các hệ thống điều hòa không khí (chưa kể đến ảnh hưởng mỹ quan và sức khỏe đối với các cư dân ở gần và điều này cũng sẽ ảnh hưởng lên các quyết định quy hoạch trong nhiều thị trường). Mở rông đài trạm để chứa thiết bị mới (3G hoặc 4G) bổ sung cho các giá máy 2G hiện có đòi hỏi đàm phán lại với chủ cho thuê đất và có thể rất tốn kém. 3. Giảm tiêu thụ nguồn. Đặt các RRH trên đỉnh tháp anten loại bỏ được tổn hao cáp đồng trục. Tổn hao này thông thường là 2dB (nhưng có thể cao hơn) nhờ vậy giảm 30% công suất tiêu thụ. 4. Chi phí triển khai thấp hơn. Ngoài các lợi ích về chi phí nhờ PA công suất thấp hơn, việc BTS bây giờ không cần có phòng máy tại chân tháp sẽ giảm đáng kể giá xây dựng (và cả giá thuê đặt site). Điều hòa không khí cũng chỉ cần tại một vị trí duy nhất (BTS hub) 5. Gia thành khai thác thấp. Hiệu quả này cao hơn nhiều so với các hiệu quả nói ở phần trên. Khai thác nói chung cùng với việc loại bỏ điều hòa không khí tại nhiều site đặt xa dẫn đến giảm đáng kể chi phí khai thác. 6. Độ tin cậy cao hơn. Loại bỏ được cơ chế sự cố BTS (cáp đồng trục công suất cao) và đặt được nhiều phần cứng trong mội trường điều hòa không khí tốt dẫn đến cải thiện độ tin cậy toàn hệ thống. Ngoài ra khả năng dự phòng

40

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

N+1 cho các phần tử BTS trong site hub có nghĩa là các sự cố xẩy ra sẽ ảnh hưởng ít nhất lên vận hành mạng. 7. Dễ ràng bảo dưỡng. Đặt phần lớn phần cứng BTS tại một vị trí cho phép thực hiện bảo dưỡng trung tâm và thậm chí có người trực 24 tiếng. Điều này sẽ giảm đáng kể thời gian giữa xẩy ra sự cố và sự cố được sửa. Nếu xẩy ra sự cố phần vô tuyến, sẽ mất ít thời gian sửa chữa hơn như đối với sự cố cáp (trong mạng xẩy ra sự cố này thường xuyên hơn sự cố PA). 8. Dễ ràng triển khai mạng. Trong cách làm trước đây, việc bổ sung một site mới thường đòi hỏi tìm vị trí đặt site có không gian đủ cho cả anten cà cambinet mặt đất. Trong trung tâm thành phố điều này không dễ ràng. 1.7. CÁC ĐẦU CUỐI ĐA CHUẨN (MST) 1.7.1. Các lợi ích của của MST Trong những năm gần đây nhiều tiêu chuẩn vô tuyến được triển khai đồng thời trong các mạng thông tin di động. Điều này dẫn đến các MST (Multi Standard Terminal: đầu cuối đa chuẩn) ngày càng được quan tâm trong công nghiệp viễn thông và khái niệm này nhận được sự quan tâm đặc biệt của các nhà khai thác, các nhà sản xuất và cac nhà cung cấp công nghệ. Có thể định nghiã MST như là một đơn vị thuê bao có khả năng hoạt động theo nhiều chuẩn vô tuyến di động. Khả năng này cùng với cơ chế lập lại cấu hình của đầu cuối trên giao diện vô tuyến cho thấy đây là một phần tử quan trọng trong các hệ thống thông tin di động hiện đại. Có thể mô tả một số lợi ích then chốt của MST khả lập lại cấu hình như sau. 1. Giảm chi phí sản xuất. Sự bùng phát của các tiêu chuẩn giao diện vô tuyến mới trong các hệ thống thông tin di động dẫn đến phải tiếp nhận các kiến trúc máy đầu cuối (và trạm gốc) khác nhau tại các vùng địa lý khác nhau. Khả năng phát triển và sản xuất một máy thu phát khả lập lại cấu hình duy nhất bằng phẩn mềm để hoạt động theo một tiêu chẩn vô tuyến bất kỳ rõ ràng mang lại nhiều lợi ích cho các nhà sản xuất. 2. Chuyển mạng trong suốt. Một ưu điểm quan trọng của các MST là khả năng chuyển mạng trong suốt trên các băng tần khác nhau và các tiêu chuẩn khác nhau. Trên nhiều quốc gia các nhà khác thác thậm chí một nhà khai thác có thể đồng thời sử dụng nhiều hệ thống thông tin di động với các công nghệ mạng khác nhau (GSM/GPRS/ WCDMA/LTE/WiMAX), MTS khả lập lại cấu hình sẽ là giải pháp hấp dẫn để giải quyết vấn đề này. 3. Nâng cấp dịch vụ. Khả năng lập lại cấu hình đầu cuối trên giao diện vô tuyến cho phép nhà khai thác mạng có khả năng tạo lập và cung cấp nhiều dịch vụ và tính năng theo nhu cầu của từng khách hàng. 4. Phát triển đến mạng mới. Trong quá trình phát triển từ 2G lên 3G hoặc lên 4G, MST khả lập cấu hình có thể hoạt động cả ở mạng mới lẫn mạng cũ và đây là một giải pháp rất tốt đối với vấn đề tương thích ngược.

41

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

5. Mã hóa và điều chế thích ứng. Khả năng thích ứng các thông số truyền dẫn trong các điều kiện kênh và lưu lượng khác nhau là một lợi ích quan trọng cho phép MST khả lập cấu hình sử dụng hiệu quả tài nguyên vô tuyến 1.7.2. Các yêu cầu đối với MST khả lập lại cấu hình Một MST lý tưởng phải có các tính năng sau: 1. Hoạt động khả định nghĩa bằng phần mềm. Một MST lý tưởng phải có khả năng làm việc được các giao diện vô tuyền tương lai chưa được định nghĩa. Chỉ có thể đạt được điều này bằng cách kết hợp các công nghệ khả lập lại cấu hình như các DSP (Digital Signal Processor: bộ xử lý tín hiệu số) và các FPGA (Field Programable Gateway Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng) khả lập trình. Ngoài ra các công nghệ này cũng cho phép MST thích ứng đường truyền vô tuyến (điều chế và mã hóa kênh) 2. Hoạt động đa băng. Khả năng xử lý các tín hiệu trên dải rộng các băng tần và các băng thông kênh là một tính năng quan trọng cuả MST. Nó ảnh hưởng lớn lên các phần RF của đầu cuối và chính vùng này là hạn chế công nghệ chính đối với thực hiện SDR tại thời điểm hiện nay. Hình 1.22a cho thấy phương pháp thực hiện một máy thu MST truyền thống với việc sử dụng các chuỗi phát thu riêng rẽ cho từng chuẩn vô tuyến. Trong khi phương pháp này có thể thực hiện đựơc cho máy thu hai chuẩn thì số lượng phần tử tương tự lớn sẽ cản trở thực hiện đối với máy thu nhiều tiêu chuẩn hơn. Trái lại khái niệm vô tuyến mềm số cho phép đơn giản hóa phần tương tự của máy phát thu bằng cách chuyển một số xử lý tín hiệu vào miền số. Điều này được thể hiện trên hình 1.22b. Hình này minh họa quá trình xử lý số hóa băng thông sau bộ chuyển đổi hạ tần. Nhưng lấy mẫu tại tần số 2GHz là quá lạc quan đối với công nghệ hiện nay. Tuy vậy xử lý tín hiệu số tại IF sẽ giảm số lượng phần tử tương tự và cung cấp tính linh hoạt cao nhờ lọc chọn kênh số trong máy thu. Tuy nhiên để đạt được điều này phải trả giá bằng công suất của DSP (do lấy tốc độ mẫu cao) và yêu cầu cao đối với ADC. a) MST truyền thống với N máy thu phát khác nhau

b) Vô tuyến mềm số Tài xuống phân mềm (trên đường vô tuyến)

Anten

RF IF

DEMOD

ADC

DSP

No.1

RF IF

DEMOD

ADC

DSP

No.2

RF IF

DEMOD

ADC

DSP

No.N

Anten

RF

ADC

DSP linh hoạt

Tiêu chuẩn No.n (thích ứng)

Hình 1.22. Các kiến trúc MST khác nhau 42

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3. Hoạt động đa chế độ. Khả năng phát và thu tín hiệu theo các sơ đồ điều chế và mã hóa kênh, các cấu trúc cụm, các giải thuật nén và các giao thức báo hiệu khác nhau là một tính năng quan trọng khác của MST. Rất nhiều các hoạt động băng gốc đã được thực hiện bằng các DSP hay FPGA khả lập trình vì thế có thể coi tính năng này hoàn toàn khả thi trong các MST. Hình 1.23 cho thấy sơ đồ logic của toàn bộ MST với nhấn mạnh lên các khái niệm xử lý băng gốc. MST được chia thành năm phần chính. Phần RF (đầu vô tuyến) chứa anten đa băng, PA (Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất) và LNA (Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ), DAC (bộ biến đổi số vào tương tự) và ADC (bộ biến đổi tương tự vào số). Quá trình điều chế và giải điều chế được chia thành các phần số và tương tự. Phần xử lý tín hiệu băng gốc bao gồm các hoạt động đồng bộ với ước tính kênh, cân bằng kênh, đan xen và mã hóa kênh kiểm soát lỗi. Điều chế, đan xen và mã hóa kênh được thể hiện như là các hộp công cụ để nhấn mạnh tính chất linh hoạt của chế độ truyền dẫn MST. Tính toán số đo thích ứng để đánh giá tiêu chuẩn thích ứng động của chế độ truyền dẫn MST. Phần ứng dụng đa phương tiện bao gồm mã hóa và giải mã nguồn, chẳng hạn MPEG4. Phần quản lý và điều khiển điều khiển toàn bộ hoạt động cuả MST và chịu trách nhiêm cho lập lại cấu hình phần mềm của MST. Phần này cũng thực hiện tất cả các giao thức báo hiệu cần thiết cho hoạt động của MST. Tính toán số đo thích ứng để thay đổi chế độ truyền dẫn

Ước tính kênh

LNA

Bộ giải điều chế và ADC

Bộ cân bằng kênh

Bộ giải đan xen

Bộ giải mã kênh

Bộ giải mã nghuồn

Hộp công cụ mã hóa

Ứng dụng đa phương tiện

Đồng bộ

PA

Hộp công cụ điều chế

Hộp công cụ đan xen

Bộ điều chế và DAC

Bộ đan xen

Bộ mã hóa kênh

Bộ mã hóa nguồn

Quản lý và điều khiển Phần RF tương tự

Phẫn xử lý tín hiệu số

Phần ứng dụng

Hình 1.23. Kiến trúc của một MST linh hoạt

43

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1.8. TỔNG KẾT Chương này đã xét một cách tổng quát những vấn đề công nghệ liên quan đến kiến trúc của một thiết bị phát vô tuyến. Tổng quát kiến trúc này gồm hai phần: phần vô tuyến (đầu vô tuyến) và phần băng gốc. Các phần tử tương tự trong thiết bị vô tuyến đang đựơc số hóa để đạt được một thiết bị linh hoạt có thể định nghĩa băng phần mềm. Nguyên lý số hóa RF và IF, các thông số số hóa và các phương pháp số hóa cùng với các ưu nhược điểm của chúng cũng đã đựơc xét trong chương. Một công nghệ hấp dẫn đối với các nhà sản xuất và khai thác thiết bị vô tuyến là vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm (SDR). SDR cho phép một thiết bị vô tuyến hoạt động được trong các công nghệ và tiêu chuẩn vô tuyến khác nhau với việc định nghĩa lại các thông số bằng phần mềm. Mô hinh SDR lý tưởng đã được xét trong chương. Điều kiện để thực hiện SDR tốt nhất là các phần tử tương tự phải được số hóa. Do phần RF làm việc ở tần số cao nên hiện nay số hóa mới chỉ được thực hiện ở IF. Ở mức độ nhất định SDR đã làm thay đổi kiến trúc của các thiết bị vô tuyến hiện nay. Các thiết bị thu phát trạm gốc được chia thành hai phần: phần xử lý tín hiệu số và phần đầu vô tuyến (RF Front-End). Hai phần này được nối với nhau qua một giao diện tốc độ cao đựơc chuẩn hóa theo chuẩn OBSAI và CPRI. Với cách tổ chức này nhiều nhà cung cấp thiết bị có thể đồng thời sản xuất các phần khác nhau của một thiết bị thu phát. Nhờ vậy thết bị thu phát luôn được cải tiến và giá thành rẻ hơn. Các nhà sản xuất thiết bị gốc (OEM) có thể sử dụng các phần cứng thiết bị do các nhà cung cấp khác (đặt sản xuất bên ngòai) và tập trung nhân lực thời gian để phát triển phần mềm và các dịch vụ để tạo nên các điểm khác biệt trong thiết bị cuả họ trong môi trường cạnh tranh. Ngoài ra việc phân tách riêng rẽ phần số và phần đầu cuối RF còn cho phép triển khai mạng theo kiểu khách sạn hóa (hoteling), trong đó chỉ phần đầu vô tuyến là được đặt tại BTS site (thậm chí có thể được lắp trên tháp anten) còn các phần xử lý số của một hay nhiều trạm gốc có thể đặt bên ngoài BTS site tại nơi thuận tiện và giá thuê rẻ. Cách làm này không những cho phép triển khai mạng vô tuyến nhanh mà còn cho phép giảm giá thành triển khai mạng và giá thành khai thác báo dưỡng mạng. Viếc phát triển nở rộ các tiêu chuẩn vô tuyến đòi hỏi phải đưa ra được một đầu cuối làm việc được với nhiều tiêu chuẩn. MST (đầu cuối đa chuẩn) được nghiên cứu và đưa ra để thực hiện mục đích này. MST đem lại các lơi ích về kinh tế nhờ: giảm chi phí sản xuất, tăng lợi nhuận khai thác cho nhà mạng vì họ có thể dễ ràng sửa chữa, nâng cấp và cài đặt các dịch vụ mới bằng cách tải xuống phần mềm trên đường vô tuyến. Tuy nhiên để đạt được một MST khả lập lại cấu hình bằng phần mềm lý tưởng pháỉ số hóa hoàn toàn MST. Hiện nay số hóa chỉ mới thực hiện được đến phần trung tần. 1.9. CÂU HỎI 1. Trình bày kiến trúc tổng quát của một hệ thống thu phát vô tuyến 44

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2. Trình bày định lý lấy mẫu Shannon và Nyquist 3. Trình bày định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng gốc 4. Trình bày định lý lấy mẫu đối với tín hiệu băng thông 5. Trình bày năng lượng ngoài băng và các bộ lọc chống nhiễu xuyên băng 6. Trình bày lấy mẫu xuyên tần và lấy mẫu vuông góc 7. Trình bày lấy mẫu băng thông cho biến đổi hạ tần trực tiếp 8. Trình bày các hiệu ứng tạp âm lượng tử, méo và tạp âm máy thu 9. Trình bày tỷ số tín hiệu trên tạp âm cực đại cảu ADC 10. Trình bày khái niệm dải động không có nhiễu giả (SFDR) 11. Trình bày các phương pháp biến đổi tương tự vào số 12. Trình bày khái niệm SDR 13. Trình bày kiến trúc SDR lý tưởng 14. Trình bày các mô hình kinh doanh BTS mới dựa trên SDR 15. Trình bày vai trò của các giao diện OBSAI và CPRI 16. Trình bày mô hình kinh doanh máy cầm tay 17. Trình bày ý nghĩa của tách riêng phần số và phần vô tuyến 18. Trình bày mô hình lắp đặt phần vô tuyến trên tháp an ten 19. Trình bày mô hình khách sạn hóa BTS 20. Trình bày khái niệm và kiến trúc máy cầm tay đa chuẩn (MST)

45

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 2 KIẾN TRÚC MÁY THU VÔ TUYẾN 2.1. GIỚI THIỆU CHUNG 2.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương

     

Các kiến trúc máy thu vô tuyến Số hóa máy thu vô tuyến Các máy thu vô tuyến đa băng Các giải pháp thiết kế bộ ghép song công cho các máy thu đa băng Đánh giá ảnh hưởng của méo phi tuyến Tuyến tính hóa máy thu vô tuyến

2.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm [1], [2],[4], [8]. 2.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc các kiến trúc của các máy thu  Nắm được thiết kế máy thu số và máy thu đa băng  Hiểu cách đánh giá méo phi tuyến và giải pháp tuyến tính hóa máy thu

2.2. MỞ ĐẦU Mục đích của máy thu vô tuyến là xử lý tín hiệu thu được từ anten và truy hồi thông tin được phát. Có thể nói để làm được việc này, máy thu phải giải quyết được hai vấn đề. Trước hết, tất cả nguồn tạp âm có mặt trên tuyến thu tìm cách lấn át tín hiệu thu và ảnh hưởng này đựơc đánh giá bằng tỷ số tín hiệu trên tạp âm (Signal to Noise Ratio) tại đầu ra cuả máy thu. Giải điều chế đúng tín hiệu đòi hỏi môt tỷ số tín hiệu trên tạp âm tối thiểu SRNmin, vì thế cần có công suất thu vô tuyến tối thiểu để có thể phục hồi được thông tin. Công suất thu tối thiểu thỏa mãn 46

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

điều kiện này được gọi là độ nhạy máy thu. Thứ hai, phổ sóng điện từ là một tài nguyên chia sẻ được nhiều người sử dụng đồng thời . Máy thu vô tuyến chỉ xử lý tín hiệu hiệu thu mong muốn, tuy nhiên trong thực tế nó thu cả tín hiệu từ các máy phát ở gần hay thậm chí các tín hiệu không mong nuốn được tạo ra trong chính máy thu. Nói chung các tín hiệu nhiễu này có thể lớn hơn nhiều so với tín hiệu mong muốn vì thế cần phải thực hiện các cơ chế lọc, cách ly và xử lý tín hiệu tuyến tínH. Khả năng của máy thu xử lý một tín hiệu yếu khi có mặt các tín hiệu nhiễu được gọi là độ chọn lọc. Các yêu cầu độ nhạy và độ chọn lọc định nghĩa các đặc tả hiệu năng chính của toàn bộ máy thu. Trong máy thu vô tuyến phần đầu tiên thu nhận tín hiệu từ an ten thu đựơc gọi là đầu thu vô tuyến (RF Front end). Đầu thu vô tuyến chịu trách nhiệm xử lý tín hiệu tần số vô tuyến (RF: Radio Frequency) thu được từ an ten và chuyển đổi nó vào tần số trung tần (IF) để khuếch đại trứơc khi giải điều chế. Chọn lựa tần số trung tần là một vấn đề phụ thuộc vào ứng dụng và công nghệ. Tồn tại một số suy xét và giải pháp khác nhau được phát triển theo thời gian để đưa ra các kiến trúc máy thu vô tuyến khác nhau. Độc lập với kiến trúc, mỗi đầu thu vô tuyến bao gồm các bộ khuếch đại, các bộ trộn và các bộ lọc. Do làm việc tại các tần số cao, các khối này gập phải nhiều vấn đề và vì thế thiết kế chúng đòi hỏi xém xét cân nhắc cần thận. Các đặc tính của kiến trúc máy thu được chọn phải có ảnh hưởng mạnh lên các yêu cầu của các khối đầu thu. Cần hiểu rõ đựơc các đặc tính này để đảm bảo một thiết kế thành công. 2.3. MÁY THU NGOẠI SAI (HETERODYNE) 2.3.1. Kiến trúc máy thu ngoại sai tương tự Các máy thu làm việc theo nguyên lý biến đổi tần số vô tuyến vào trung tần được gọi là các máy thu ngoại sai (Heterodyne). Biến đổi các tần số vô tuyến vào các tần số trung tần (IF: Intermediate Frequency) đã được Fessenden và Armstrong đưa ra từ đầu thế kỷ 20. Kỹ thuật này bao gồm trộn tín hiệu RF với một tín hiêu tuần hoàn được tạo ra bởi một bộ giao động nội (LO: Local Oscillator) trong máy thu. Quá trình trộn tạo ra một số tần số trung gian mới tùy thuộc vào các tín hiệu hàm sin: một nằm tại tổng tần số (fRF+fLO) và một nằm tại hiệu tần số (fRF-fLO). Tín hiệu hiệu tần só được gọi là trung tần (IF). Làm việc tại một trung tần IF cố định cho phép đơn giản thiết kế các bộ khuếch đại và các bộ lọc IF, vì chỉ cần điều chỉnh chúng đến một tần số cố định. Tuy nhiên do tính chất cuả các tín hiệu hàm sin như nhau, mọi tín hiệu tại LO và phần RF cũng có thể được trộn và sự có mặt của nó sẽ dẫn đến giảm độ nhạy của thiết bị. Ngoài hiệu tần số (fRFfLO) cũng có thê xuất hiện một tín hiệu nhiễu I có hiệu tần số (fLO-fI) bằng IF. Tín hiệu này đựơc gọi là tín hiệu ảnh. Loại bỏ tín hiệu ảnh được thực hiện bằng cách lọc bỏ tín hiệu này trước khi nó đi vào tầng trộn hoặc bằng xử lý tín hiệu phức tạp ở dạng kiến trúc Harley/Weaver. Nói chung quá trình tiền lọc loại bỏ tần số ảnh dễ 47

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hơn khi sử dụng IF cao. Tuy nhiên IF cao làm cho quá trình lọc bỏ các nhiễu gần khó hơn, chẳng hạn nhiễu của các người sử dụng trong các kênh lân cận. Hình 2.1 cho thấy kiến trúc đơn giản cuả một máy thu đơn băng đổi tần. Tín hiệu vô tuyến (RF) trước hết được lọc bởi bộ lọc chọn băng, sau đo được khuếch đại bởi bộ khuếch đại tạp âm nhỏ (LNA : Low Noise Amplifier) có hiệu năng NF (Noise figure: hệ số tạp âm) rất tốt. Cần có LNA vì quá trình trộn thường là quá trình gây ra tạp âm lớn dẫn đến tăng NF và giảm độ nhạy. Các tiến bộ công nghệ hiện nay đưa ra giả thiết là có thể tránh được việc sử dụng các LNA mà vẫn đảm bảo hiệu năng tạp âm tốt. Tuy nhiên hầu hết các ứng dụng di động hiện nay đếu có các yêu cầu độ nhạy cao vì thế vẫn yêu cầu sử dụng các LNA. Lọc tín hiệu ảnh thường được thực hiện bởi các phần tử SAW (Surface Acoustic Wave: sóng âm bề mặt). Các phần tử này không thể tích hợp vào silic và vì thế buộc phải sử dụng các phần tử ngoài. Sau đó tín hiệu RF được trộn để chuyển đổi vào IF: (1) fIF= fRF-fLO, nếu fRF>fLO hoặc (2) fIF=fLO-fRF nếu fRFfs/2 phải điều chỉnh băng thông B đề được fmaxBB nằm trong miền Nyquist thứ nhất. Chẳng hạn nếu fIF= 70MHz và fs=13Msps thì fmaxBB= 70mod13= 5MHz13MHz/2=6,5MHz. Trái lại nếu fIF=100 MHz và fs=15Msps, thì 100mod15=10MHz>15/2=7,5MHz nên fmaxBB=15-10= 5MHz Quá trình xử lý xử lý xuyên băng này có thể gây ra đảo phổ, và cần xét đến điều này khi thiết kế xử lý tín hiệu băng gốc tiếp sau. Bắt đầu từ vùng Nyquist thứ hai các vùng phổ sẽ bị đảo xen kẽ (bảng 2.1). Bảng 2.1. Ảnh hưởng của lấy mẫu dưới tần lên tín hiệu đầu vào Vùng Nyquist của Dải tần của vùng Phổ bị đảo Chuyên đổi tần số tín hiệu đầu vào Thứ nhất DC-fs/2 Không Đầu vào Thứ hai fs/2-fs Có fs- Đầu vào Thứ ba fs-3fs/2 Không Đầu vào -fs Thứ tư 3fs/2-2fs Có 2fs- Đầu vào Thứ năm 2fs-5fs/2 Không Đầu vào -2fs Thứ sáu 5fs/2-3fs Có 3fs-2 Đầu vào Thứ bẩy 3fs-7fs/2 Không 2 Đầu vào -3fs 2.5.2. Độ lợi xử lý đạt đựơc khi sử dụng lấy mẫu trên tần Phần trên đã cho thấy các lợi ích khi sử dụng lấy mẫu thấp tần, Tất nhiện cũng có thể thực hiện lấy mẫu trên tần (lấy mẫu tại tốc độ lớn hơn yêu càu thỏa mãn tiêu chuần Nyquist). Mặc dù có vẻ như điều này là lãng phí, nhưng đây lại là một kỹ thuật cho phép cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm trong miền số. Cũng cần lưu ý rằng độ rộng băng của tín hiệu là rất quan trọng. Một tín hiệu có độ rộng băng 5MHz sẽ được lấy mẫu trên tần bởi mọi tốc độ lấy mẫu lớn hơn 10 Msps (Mega mẫu trên giây), mặc dù một bộ biến đổi thực tế thường cần một khoảng dự trữ cao hơn giá tri này (hiệu năng phù hợp sẽ chỉ đạt được đối với các độ rộng băng nhỏ hơn 0,4fs). Vì thế có thể lấy mẫu dưới tần và trên tần đồng thời, vì lấy mẫu trên tần được quy định theo các băng thông của tín hiệu còn lấy mẫu dưới tần theo tần theo tần số tuyệt đối của nó.

73

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Có thể đạt được độ lợi SNR trong miền số vì tạp âm có thể xẩy ra khi này bị trải rộng trên một băng tần rộng hơn. Lượng tạp âm thực tế (hay tạp âm tích hợp) trên toàn băng thông không thay đổi, tuy nhiên chúng trải rộng hơn và vì thế mật độ công suất phổ tạp âm giảm. Có thể lợi dụng sử giảm này bằng cách sử dụng bộ lọc số; tạp âm trong băng thông của bộ lọc số sẽ thấp hơn tạp âm tích hợp của tín hiệu gốc, vì thế đạt được cải thiện hiệu quả SNR. Cần nhấn mạnh rằng lọc xuyên âm rất quan trong trong việc ngăn chặn giảm cấp SNR. Ta thường nghĩ rằng bộ lọc IF chủ yêu chỉ để loại bỏ nhiễu giả để bảo vệ phổ tín hiệu hữu ích. Ta có thể thiết kế bộ lọc IF khá rộng để lọai nhiễu giả, nhưng vẫn cho tạp âm trong miền Nyquist thứ hai đi qua. Tạp âm này sẽ đi xuyên vào băng mong muốn (vùng Nyquist thứ nhất) và sẽ giảm SNR 3dB. Một bộ lọc chống xuyên âm tốt có thể cải thiện con số này. Giả thiết rằng tạp âm xuyên băng không phải là vấn đề, sàn tạp âm được xác định như sau: NC  1,8  6, 02N  10 lg  fs / 2  dBc / Hz

(2.23) Trong đó N là độ phân giải của bộ biến đổi (số bit). Như vậy cứ mỗi lần tăng tốc độ lấy mẫu lên hai lần, mật độ phổ công suất tạp âm giảm 3dB. Nếu một bộ lọc số được sử dụng để loại bỏ tạp âm xung quanh tín hiệu mong muốn, thì độ lợi xử lý đạt được bằng lấy mẫu trên tần đựơc xác định như sau:  2f  G SNR  10 lg  s  dB B   IF 

(2.24)

Phương trình trên giả thiết là bộ lọc có dạng ‘hòn gạch’ và trùng khít tín hiệu mong muốn. Trong trường hợp bộ lọc số cả hai giả định này rất gần với thực tế. 2.5.3. Loại bỏ các sản phẩm nhiễu giả của máy thu Trong nhiều thiết kế, có thể quy hoạch tốc độ lấy mẫu và vị trí phổ để đảm bảo rằng các hài của bộ biến đổi và bộ khuếch đại đệm không gây nhiễu đối với các tín hiệu mong muốn. Tất cả các bộ biến đổi đều tạo ra các hài và mức của chúng tăng, khi tín hiệu đầu vào càng gần hơn đến đỉnh của dải động. Trong khi không thể tránh được các hài, việc quy hoạch tần số cẩn thận có thể đảm bảo rằng chúng không phải là vấn đề. Một lần nữa, sử dụng lọc số gần hoàn hảo có thể giúp loại bỏ các tín hiệu không mong muốn nói trên và băng thông truyền dẫn mong muốn khả dụng cực đại. Các kỹ thuật này có thể được áp dụng cùng với lấy mẫu trên tần và quá trình này sẽ mở rộng hơn nữa các vùng phổ mà các hài có thể rơi vào nhưng vẫn đảm bảo hiệu năng máy thu.

74

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Lưu ý rằng hậu quả chủ yếu của méo phi tuyến bộ khuếch đại và bộ biến đổi (méo điều chế giao thoa) cần được xem xét cẩn thận vì đây là méo trong băng, Có thể loại bỏ các hậu quả này tốt hơn bằng lọc số (các tín hiệu xuất hiện xung quanh sóng mang, chứ không phải trên đỉnh). Tuy nhiên sẽ khó hơn khi số tín hiệu tăng. Dưới đây ta xét một kịch bản về quy hoạch tần số. Bộ biến đổi có tốc độ lấy mẫu cực đại là 80 Msps được sử dụng để lấy mẫu một tín hiệu có độ rộng băng là 10 MHz. Ta có thể xác định tần số trung tần IF để các hài bậc hai và ba nằm ngoài băng như trên hình 2.23. IF cần đựơc đặt giữa 10 MHz và 20 MHz (tần số trung tâm IF là 15 MHz). Trong trường hợp này, hài bậc hai sẽ nằm trong khoảng giữa 20 MHz và 40 MHz và hài bậc ba nằm trong khoảng giữa 30MHz và 60 MHz. Xuyên băng do lấy mẫu đối với hài bậc ba nằm trong vùng Nyquist thứ nhất (gữa 20MHz và 1/2fs= 40MHz). Như vậy trong dải từ 20 MHz đến 40 MHz hài bậc xuyên băng sẽ chồng lên hai bậc hai (từ 20 MHz đến 30 MHz) và chồng lên hài bậc ba (từ 30MHz đến 40 MHz). Trong cả hai trường hợp, điều này không thành vấn đề vì nó không chạm đến băng mong muốn. Lưu ý rằng thí dụ này không xét đến độ dốc của bộ lọc số yêu cầu cũng như các hạn chế băng thông lấy mẫu tương tự của bộ biến đổi thực tế (thường là 0,4fs chứ không lý tưởng 0,5fs như giả thiết ở đây). Cả hai điều này sẽ giảm băng thông IF có thể sử dụng tại tốc độ lấy mẫu này. Tín hiệu mong muốn Hài bậc hai Hài bậc ba Hài bậc ba xuyên băng Xếp chồng hài bậc ba và hài bậc ba xuyên băng

fs/2

0

50 20 30 40 60 Tần số [MHz] Hình 2.23. Quy hoạch tần số để đảm bảo các hài bậc hai và các hài bậc ba không rơi vào băng thu mong muốn 10

75

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Một kỹ thuật quy hoạch tần số khác là sử dụng lấy mẫu dưới tần và chuyển dịch gánh nặng lọc từ vùng số vào vùng tương tự. Ưu điểm chính của bộ biến đổi này là cho phép sử dụng toàn bộ băng thông Nyquist của bộ biến đổi cho tín hiệu mong muốn so với thí dụ xét trên. Kỹ thuật bày đựơc minh họa trên hình 2.24, trong đó tần số lấy mẫu fs= 80 MHz và IF được đặt trong vùng Nyquist thứ ba (giữa fs và 3/2fs). Vì méo hài chủ yếu xẩy ra trong miền tương tự của bộ biến đổi (các bộ khuếch đại đệm và các mạch vào cho quá trình lây mẫu), kỹ thuật này cho phép gạt bỏ các méo này khỏi băng mong muốn. Tuy nhiên vẫn cần xem xét cẩn thận méo điều chế giao thoa, vì không thể giảm chúng theo cách này và có thể gây ra nhiễu không mong muốn cao. Nếu bản thân quá trình biến đổi vẫn tạo ra hài, thì có thể xử lý chúng bằng kỹ thuật thứ nhất mặc dù phải trả giá bằng băng thông bộ khả dụng của biến đổi. Biên độ [dB]

fs/2

Tín hiệu xuyên băng mong nuốn nhận được sau lấy mẫu Tín hiệu đầu vào IF

Vùng Nyquist 3

Hài bậc hai Lọc băng thông tương tự

0

40

80

120

160

200

240

Tần số [MHz]

Hình 2.24. Sử dụng biến đổi hạ tần xuyên băng để đảm bảo không có các hài bậc hai trong băng thu mong muốn. Trong thí dụ trên hình 2.24, bộ biến đổi 80 Msps đựơc chọn tuy nhiên đầu vào IF lại toàn băng (nghĩa là về mặt lý thuyết nó bao trùm khả năng lấy mẫu cực đại của bộ biến đổi: 40MHz). Khi này đầu vào IF hệ thống nằm trong vùng Nyquist thứ ba (từ f s đến 3fs/2: 80MHz-120MHz) và dẫn đến các hài bậc hai nằm trong khoảng 160 MHz đến 240 MHz, lọc trung tần tương tự 40 MHz (giữa 80MHz đến 120 MHz). Bộ lọc SAW hoàn toàn có thể đảm nhiệm đựơc việc này. Các hài bậc ba nằm trong khoảng 240 MHz đến 360 MHz và vì thế ảnh hưởng rất ít.

76

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.5.4. Hệ số tạp âm 2.5.4.1. Hệ số tạp âm toàn hệ thống Hệ số tạp âm của một phần tử hệ thống (một bộ khuếch đại hoặc một bộ trộn) được định nghiã là tỷ số của tỷ số tín hiệu tạp âm đầu vào phần tử hệ thống chia cho tỷ số tín hiệu trên tạp âm đầu ra của phần tử này: NF 

SNR in SNR out

(2.25)

Hệ số tạp âm của một hệ thống nối tầng )máy thu chẳng han) được xác định như sau: NFR X  NF1 

NF2  1 NF3  1 NFn  1   ...  G1 G 1G 2 G 1G 2 ...G n 1

(2.26)

Trong đó các hệ số tạp âm và khuếch đại đựơc xác định theo hình 2.25. Phương trình này nhạn được với giả thiết là tất cả các phần tử của hệ thống được phối khabgs hoàn hảo và vì thế đạt được truyền tải công suất cực đại. Hệ số tạp âm tính tho dBđược xác định như sau: NF [dB]=10lgNF

G1 NF1

G2 NF2

(2.27)

G3 NF3

Gn NFn

Hình 2.25. Tính toán hệ số tạp âm nối tầng

Để xác định hiệu năng máy thu, ta cần biết tạp âm khả dụng và băng thông tách sóng (băng thông của phần băng hẹp nhất của hệ thống, tường là của bộ tác sóng để giải điều chế). Công suất tạp âm nguồn khả dụng (thường là anten trong trường hợp máy thu) được xác địn như sau: PN=kTB (2.28) -23 Trong đó k là hằng số Boltzmanns bằng 1,38.10 W/(Hz.K), T là nhiệt độ nguồn (đo bằng Kelvin, K) và B là băng thông hệ thống đo bằng Hz.. Tại nhiệt độ phòng (290K), mật độ phổ công suất tạp âm (công suất tạp âm trên 1 Hz) xáp xỉ bằng 174dBm/Hz. Sau khi đã biết hệ số tạp âm hệ thống ta có thể tính được công suất tạp âm đầu ra hệ thống như sau: PN,out [dBm]= PN[dBm]+NFRX[dB]+ G [dB] (1.29)

77

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong đó PN [dB] là tạp âm nguồn đo bằng dBm, G[dB] là hệ số khuếch đại hệ thống đo băng dB Công suất tạp âm cũng thường được tính theo mật độ phổ công suất tạp âm được định cỡ theo băng thông như sau: PN,out [dBm/Hz]= P0N[dBm/Hz]+NFRX[dB]+ G[dB]+ 10lgB [dBHz] (1.30) Trong đó PoN[dB] là mật độ phổ công suất tạp âm đo bằng dBm/Hz và B là băng thông hệ thống đo bằng Hz . Như vậy đối với một máy thu có hệ số tạp âm 10 dB, hệ số khuếch đại 40dB, mật độ phổ công suất tạp âm đầu ra sẽ bằng -124dBm/Hz. Nếu băng thông tách sóng là B= 200 KHz thì B[dB]= 10lg(200.103)=53dBHz và công suất tạp âm máy thu bằng -71dBm. 2.5.4.2. Tỷ số tín hiệu trên tạp âm ADC và số bit hiệu dụng (ENOB) Tỷ số tín hiệu trên tạp âm của một ADC N bit được xác định như sau: SNRideal= 6,02N+1,76 dB

(2.31)

Từ phương trình trên ta có thể rút ra số bit hiệu dụng đối với một ADC thực tế như sau: ENOB 

SNR ®o ®­îc  1, 76 6, 02

(2.32)

Giá trị ENOD đối với một bộ biến đổi là một đặc tả hữu ích hơn nhiều so với số bít kiến trúc (thiết kế). Giá trị ENOD đối với một ADC tốc độ cao 12 bit thường là 10,5 để cho thấy rằng SNR khả dụng sẽ vào khỏang 65dB chứ không phải 74 dB như giả thiết từ thiết kế phần cứng 12 bit. 2.5.4.3. Bao gồm cả tạp âm ADC Vì ADC là một thiết bị được kích hoạt bằng điện áp (thường có trở kháng vào khá cao) nên xét điện áp tạp âm quy đổi đầu vào đơn giản hơn gán hệ số tạp âm cho nó. Vì thế sẽ có ba giai đoạn để tính tổng sàn tạp âm cho toàn bộ máy thu, gồm cả bộ biến đổi và tạp âm lượng tử. 1. Tính công suất tạp âm từ các phần RF và IF của hệ thống (như đã mô tả ở trên) và chuyển nó vào điện áp. Chuyển đổi phải được thực hiện dựa trên trở kháng vào của bộ biến đổi (thường không bằng 50 Ôm), theo biểu thức sau: 2 VN,I (2.33) F  PN,tot R ADC Trong đó PN,tot là công suất tạp âm đầu ra RF/IF (đo bằng W) và RADC là trở kháng vào của ADC đo bằng Ôm.

78

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Vì trở kháng vào của ADC thường cao (khỏang 1000 Ôm) nên để giảm nó người ta thường sử dụng điện trở shunt (200 Ôm, chẳng hạn) để phối kháng với trở kháng ra 50 Ôm đầu ra phần RF/IF của hệ thống với trở kháng này ta sử dụng biến đổi trở kháng 4:1 (hình 2.26). Sử dụng thí dụ trên, tổng công suất tạp âm -71dBm bằng 7,943.10-11W. Chuyển đổi trở kháng 1:4 để phối kháng đến 200Ôm tăng điện áp lên hai lần. Điện áp tạp âm trung bình quân phương trên đầu vào ADC vì thế bằng: VN,IF  2 PN,tot R ADC  2 7, 943  10 = 252V

11

 200

(2.34)

2. Tính toán tạp âm ADC quy đổi đầu vào (gồm cả hiệu ứng tạp âm lượng tử) Tạp âm ADC quy đổi đầu vào đựơc xác định như sau: VN,ADC  VFS,rms  10SNR ADC /20

(2.35) Trong đó VFS,rms là giá trị trung bình quân phương của khả năng điện áp toàn thang của ADC và SNRADC là tỷ số tín hiệu trên tạp âm quy định tại toàn thang. Lấy thí dụ điển hình cho bộ biến đổi 14 bit hiệu năng cao. Điện áp toàn thang là 2,048 V đỉnh đến đỉnh và tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại mức đầu vào này là 72dB. Vì thế đóng góp điện áp tạp âm của bộ biến đổi như sau: VN,ADC 

2, 048 2 2

 1072/20

(2.36)

= 182 V 3. Cộng các đóng góp điện áp tạp âm RF/IF và ADC (căn bậc hai của tổng bình phương), ta được: 2 2 VN,RX  VN,I F  VN,ADC

(2.37)

= 311Vrms Kết qủa cho ta tổng tạp âm tại ADC bao gồm RF, IF, băng gốc tương tự và các nguồn tạp âm lượng tử.

79

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các tầng RF/IF của máy thu

50 W

1:4

200 W

1000 W

ADC

Giao diện số

Hình 2.26. Phối hợp trở kháng cho ADC thu 2.5.5. Độ nhạy máy thu

Sau khi biết được điện áp tạp âm máy thu ta có thể tính độ nhạy máy thu. Có hai kịch bản: thu đơn sóng mang và thu đa sóng mang. 2.5.5.1. Thu đơn sóng mang Tỷ số tín hiệu trên tạp âm cho máy thu được tính như sau: SNRRX= 20lg(Vs/VN,RX) + GSNR

[dB]

(2.38)

Trong đó Vs là điện áp tín hiệu mong muốn đầu vào (trong thí dụ xét dưới đây là 2 V đỉnh đến đỉnh), VN,RX được xác định theo (2.37) và GSNR theo (2.24) trong đó băng tín hiệu (BIF/2) là băng của đơn sóng mang thu được. Giả sử máy thu chỉ xử lý băng đơn sóng mang có độ rộng 200 kHz, ta được tỷ số tín hiệu trên tạp âm như sau: SNRRX= 20lg(Vs/VN,RX) + GSNR = 20lg(0,707/31110-6)+6,99 (2.39) = 74,12dB Với giá thiết lọc số được sử dụng để chỉ chọn lọc kênh mong muốn để đạt được độ lợi xử lý đối với tỷ số tín hiệu trên tạp âm (các tạp âm đầu vào ADC như tạp âm RF, IF và tạp âm do ADC tao ra đều bị lọc trong miền số). Tỷ số tín hiệu trên tạp âm xét trên có thể sử dụng để tính toán độ nhạy máy thu (công suất thu tối thiểu mà từ đó còn lấy ra được tín hiệu hữu ich). Đối với một khuôn dạng điều chế số, tỷ số sóng mang trên tạp âm tối thiểu đối với tỷ số bit lỗi (BER) khả chấp nhận thường vào khoảng 10 dB. Theo thí dụ trên, có thể giảm tín hiệu khoảng 64,12 dB mà vẫn đảm bảo thu được BER khả chấp nhận. Công suất đầu vào toàn thang ADC là +4dBm (2V đỉnh đến đỉnh trên 200 Ôm) vì thế công suất vừa đủ tại đầu vào ADC để đạt đựơc BER khả chấp nhận là +4-64,12= -60,12dBm. Nếu tổng khuếch đại của các tầng RF và IF là 49dB, thì độ nhạy thu tổng thể sẽ là -100,12 dBm.

80

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.5.5.2. Thu đa sóng mang Điểm khác chính trong trường hợp thu đa sóng mang là lượng khỏang trống trần công suất (Headroom) cần thiết để dự phòng trường hợp trong đó các tín hiệu cộng đồng pha dẫn đến các đỉnh lớn. Giả sử tât cả các sóng mang có biên độ như nhau, mức điện áp đỉnh lý thuyết đối với n tín hiệu như sau: Vpk,n=nVpk Trong đó Vpk là điện áp đỉnh của một sóng mang.

(2.40)

Phương trình trên cho thấy rằng cần có một lượng khoảng trống trần công suất cho các ứng dụng đa sóng mang (chẳng hạn 15,6dB cho sáu sóng mang). Điều này có thể ảnh hưởng lớn lên tỷ số tín hiệu trên tạp âm và độ nhạy hệ thống. Tuy nhiên trong thực tế đối với các ứng dụng BTS, các sóng mang có thể đến từ các nguồn độc lập (các máy cầm tay) và các nguồn này thường không đồng bộ với nhau. Vì thế xác suất các sóng mang này đồng pha là thấp nên có thể đặt khoảng trống trần công suất một cách thực tế hơn (thường 3 dB với giả thiết các sóng mang có công suất như nhau). 2.5.6. Nhiễu chặn và điểm cắt 2.5.6.1. Điểm cắt nối tầng Theo cách giống như trường hợp hệ số tạp âm đã trình bày ở trên, ta có thể tính điểm cắt bậc ba đầu vào (IIP3: Third Oder Input Interception Point) hiệu dụng của hệ thống nối tầng các phần tử (các bộ khuếch đại, các bộ trộn …). Hình 2.25 cho thấy tính toán giá trị điểm cắt bậc ba cho đầu cuối máy thu gồm một chuỗi các phần tử.

G2 IIP32

G1 IIP31

G3 IIP33

Gn IIP3n

Hình 2.25. Tính toán đểm cắt bậc ba của một hệ thống nối tầng Điểm cắt bậc ba của một chuỗi xử lý tín hiệu được xác định như sau: IIP3tot 

1 G1 G 1G 2 G G ...G n 1    ...  1 2 IIP31 IIP32 IIP33 IIP3n

(2.41)

81

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Trong đó cá IIP3 và hệ số khuếch đại được biẻu thi theo các đơn vị tuyến tính (không phải dB) như sau:

G n  10

G n,dB /10

(2.42)

IIP3n  10IIP3.dBm /10

Chuyển đổi IMP3 vào mức IMD theo biểu thức sau: PIMD,dBm=3Pin,dBm-2IIP3dBm (2.43) Trong đó Pin,dBm là công suất của một tone trong đo kiểm hai tone, P3nd,dBm là điểm cắt bậc ba đo bằng dBm và PIMD,dB là công suất tương đối của các sản phầm bậc ba đo bằng dBc. Nói một cách khác: IIP3dBm=10lg(IIP3tot)

(2.43)

Lưu ý rằng biểu thức (2.41) giả thiết rằng các sản phẩm điều chế bậc ba đồng pha (cộng điện áp). Điều này không xẩy ra đối với trường hợp các sản phảm điều chế bậc ba nằm xa sóng mang, khi xẩy ra méo AM –PM cao hay khi méo phi tuyến của khối có nhớ đáng kể (với phân bố không đều theo tần số), khi này đối với hệ thống hai tầng biểu thức trên trở thành: 1 1  2 OIP3tot G 2 OIP31





2



1 OIP322

(2.44)

2.5.6.2. Mức IMD trong thiết kế Thông thường cần thiết kế các phần RF của máy thu để đạt đựơc mức IMD bằng sàn tạp âm tại đầu vào ADC. Ta xét thí dụ đă sử dụng trước đây, mức công suất IMD quy đổi đầu vào đo tại băng thông 200 kHz phải bằng -110, 2dBm (độ nhạy máy thu) và giả sử SNR tối thiểu là 10dB. Nếu công suất tín hiệu RF thu cực đại cho phép là -25dBm, thì từ (2.43) ta được điểm cắt bậc ba đầu vào: IIP3dBm  1,5Pin.dBm    1,5x25 

PIDM,dBm

2  110,12 

(2.45)

2 = 17,56dBm Sử dụng giá trị nhận được cho (2.43) và sau đó cho (2.41) ta tìn đựơc cac yêu cầu điểm cắt bậc ba cho các khối khác nhau.

82

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 2.6. THIẾT KẾ MÁY THU ĐA BĂNG Để chuyển từ máy yhu đơn băng sang đa băng, ta phải đối mặt với một số thách thức:  Tiền lọc chọn kênh vô tuyến rất khó khăn thậm chí không thể do bộ lọc phải điều chỉnh đến tần số của từng băng tần. Phải sử dụng một tập các bộ lọc chuyển mạch vì thế không phù hợp với máy thu linh hoạt.  Bộ tổng hợp kênh phải điều chỉnh đến một dải tần rộng hơn so với máy thu đơn băng  Bộ ghép song công trong một thiết bị thu phát phải có khả năng làm việc tại các tần số khác nhau. Vì hiện nay bộ ghép song công trong các máy cầm tay được thực hiện dưa trên các bộ lọc SAW hay các bộ công hưởng xoắn ốc nên vẫn phải sử dụng một tập các bộ ghép song công chuyển mạch dẫn đến hệ thống không linh hoạt Khi loại bỏ các phần tử không linh hoạt (tiền lọc và bộ ghép song công), ta lại gập ba vấn đề chính sau: 1. Mất khả năng loại bỏ tần số ảnh bởi bộ lọc dẫn đến m,áy thu dễ bị nhiễu tại tần số ảnh 2. Tất cả các tín hiệu trong khả năng băng thông của anten sẽ tác động lên bộ khuếch đại tạp âm nhỏ trong máy thu. Vì thế bộ khuếch đại này phải có dải động cao để tránh qua tải do các tín hiệu không mong muốn mạnh (chẳng hạn truyền dẫn TV trong các máy thu thông tin cầm tay) 3. Không có bộ ghép song cong, toàn bộ công suất cuả các tín hiệu đầu ra máy phát có thể tác động lên đầu vào máy thu (phụ thuộc vào phần tử nào được sử đụng để thay thế bộ ghép song công). Vì thế máy thu phải có khả năng xử lý được các tín hiệu này hay phải có giải pháp loại bỏ chúng Hình 2.26 cho thấy kiến trúc của máy thu vạn năng. Iout Bộ trộn IR được điều khiển dải động cao

Bộ khuếch đại IF truyền tính

Bộ lọc IF

RF Amp dải động cao

Bộ lọc thông thấp khả biến

0o

IF in

Ion

Các bộ ADC và DSP

in

0

90

AGC

Đầu ra băng gốc thoại/số liệu

Qout Qin Bộ tổng hợp kênh

Bộ giải điều chế I/Q băng rộng

Bộ lọc thông thấp khả biến Bộ tổng hợp cố định

IR: Image Rejection: loại bỏ ảnh Hình 2.26. Kiến trúc máy thu vạn năng

83

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong kiến trúc máy thu vạn năng nói trên bộ khuếch đại RF và bộ trộn phải có dải động cao, ngoài ra bộ trộn phải có khả năng loại bỏ tín hiệu ảnh. Các bộ lọc chống xuyên nhiễu băng thông khả biến được đặt trước các bộ ADC để giảm dải động cần thiết cho các ADC. Nói chung các thiết kế máy thu vô tuyến hiện nay là băng hẹp và chỉ phủ đựơc băng rộng bằng chuyển mạch giữa phần tử băng hẹp. Việc thiết kế máy thu đa băng (băng rộng) dẫn đến các vấn đề sau:

 Số sóng mang băng hẹp có thể lọt vào chuỗi xử lý trung tần và băng gốc tăng đáng kể làm tăng dải động cần thiết cho các phần này của hệ thống.  Tốc độ lấy mẫu và dải động cần thiết cho ADC cũng tăng đáng kể và công nghệ hiện này có thể chưa đáp ứng nổi  Lọc tiền chon RF trở nên khó khăn hoặc không khả thi vì nó phải điều chỉnh đến từng băng cần thu. Có thể sử dụng một tập các bộ lọc khả chuyển mạch nhưng đối với một hệ thống linh họat đây là điều không mong muốn. Các kỹ thuật gần đây sử dụng một số hệ thống quân sự trước đây  Tổng hợp kênh phải điều chỉnh trên một dải rộng hơn so với hệ thống đơn băng  Bộ ghép song công phải có tần số công tác khả biến và phân chia tần số thu phát khả biến. Vì hiện nay bộ lọc song công trong hầu hết các máy cầm tay thường đựơc thực hiện trong các bộ cộng hưởng SAW gốm nên không thể áp dụng các kỹ thuật này. Vì thế vẫn phải sử dụng nhiều khối cùng với các chuyển mạch để xác định khối nào được sử dụng tại thời điểm hiện tại. Đây là đièu không mong muốn. Nếu loại bỏ các bộ lọc tiền chọn và ghép song công, thì sẽ nảy sinh ba vấn đề sau:  Tất cả các loại bỏ ảnh từ bộ lọc này bị mất, làm cho máy thu dễ bị tác động của các tín hiệu tại tần số ảnh  Tất cả các tín hiệu vô tuyến nằm trong khả năng băng thông của anten sẽ tác động lên lên bộ khuếch đại tạp âm nhỏ trong máy thu. Vì thế bộ khuếch đại này cần có dải động rất cao để tránh quá tải do các tín hiệu không mong muốn mạnh  Không có bộ lọc song công dẫn đến toàn bộ công suất máy phát có thể ảnh hưởng lên đầu vào máy thu. Máy thu phải có khả năng giải quyết vấn đề này. Trong các máy cầm tay ghép song công thường có kích thước lớn, vì thế cần nghiên cứu giải pháp thu gọn kích thước của ghép song công. Phần dưới đây xét vấn đền này.

84

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.7. BỘ GHÉP SONG CÔNG 2.7.1. Mở đầu Từ nhiều năm bộ ghép song công trong máy thu phát vô tuyến là phương pháp duy nhất để loại bỏ tín hiệu đầu ra phát khỏi đầu vào máy thu trong vô tuyến song công. Việc sử dụng bộ ghép song công có nhiều nhược điểm như:  Kích thước: Chúng thường có kích thước lớn. Trong máy cầm tay chúng chiếm một không gian khá lớn  Kết cấu: Không thể tích hợp với các phần tử bán dẫn vì thế là rào cản đối với vô tuyến đơn chip  Phân cách tần số: Các bộ ghép song công đòi hỏi phân cách tần số thu/phát khá lớn, chẳng hạn 90 MHz đối với băng 1800 MHz. Nếu giảm phân cách này thì kích thước bộ lọc tăng.  Hiệu suất phổ: Sử dụng bộ ghép song công đòi hỏi phân tách tần số giữa băng thu và băng phát. Loại bỏ bộ ghép song công cũng sẽ loại bỏ phân cách tần sô dẫn đến thu phát sẽ trên cùng một tần số (hoạt động song công trên cùng tần số) và tăng gấp đôi số kênh trên cùng một băng thông. Yêu cầu hiệu năng đối với kỹ thuật hoạt động song công trên cùng tần số rất cao, vì một mặt cần tránh quá tải tuyến thu mặt khác cần nén tín hiệu phát đến mức thấp hơn độ nhạy máy thu. Đây là yêu cầu quá cao đối với hầu hết các hệ thống Dưới đây là một số giải pháp cách ly phát thu:  Chuyển mạch Tx/Rx. Có thể thực hiện phân tách song công hoàn tòan dựa trên chuyển mạch. Trứơc hết có thể thực hiện băng rất rộng vì không cần lọc. Thứ hai không cần phân tách tần số song công vì không có các phần tử chọn lọc tần số. Thứ ba nó cho phép song công trên cùng tần số (TDD)  Bộ song công chuyển mạch. Các kỹ thuật song công tích hợp cho phép thực hiện bộ song công chuyển mạch trong đó đường phát và thu được chuyển mạch lên hai đường. Kỹ thuật này có nhiều nhược điểm như băng thông hạn chế, tổn hao trong các chuyển mạch, xử lý công suất hạn chế (do bão hòa và IMD)  Circulator. Giải pháp sử dụng circulator được cho trên hình 2.27. Các nhựơc điểm chủ yếu của giải pháp này là: hạn chế dải tần số của các phần tử cách ly cao nhất và khả năng đạt đựơc cách ly với các phần tử giá rẻ kích thước nhỏ cho máy cầm tay.  Các sơ đồ loại bỏ song công. Sử dụng các kỹ thuật gạt nhiễu để lọai bỏ tín hiệu phát khỏi đường thu, mặc dù các kỹ thuật này cũng có nhiều nhược điểm. Chúng thường rất phức tạp và gập khó khi xử lý các phản xạ bân

85

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

ngoài. Ngoài ra chúng đòi hỏi anten phức tạp không phù hợp cho thiết kế máy cầm tay nhỏ hiện nay.

Từ mạch băng gốc Tx và biến đổi nâng tần Bộ khuếch đại tuyến tính RF Đến biến đổi hạ tần và mạch mạch băng gốc Rx LNA máy thu

Hình 2.27. Sử dụng xiếcculator để phân cách phát thu

2.7.2. Chuyển mạch phát thu vô tuyến Mạc dù có thể sử dụng các rơle cáp đồng trục để chuyển mạch phát thu vô tuyến, tuy nhiên hàu như các hệ thống công suất thấp và trung bình hiện nay đều sử dụng diôt PIN hay transistor trường (FET). Cấu hình cơ sở của một chuyển mạch là đấu đầu chung đến anten với hai contắc đấu chuyển đến máy phát và máy thu (hình 2.27). Chuyển mạch diôt PIN

Từ mạch băng gốc Tx và biến đổi nâng tần Bộ khuếch đại tuyến tính RF Đến biến đổi hạ tần và mạch mạch băng gốc Rx LNA máy thu

Hình 2.27. Sử dụng chuyển mạch điôt PIN SPDT để đấu chuyển phát thu Tồn tại bốn tiêu chuẩn hiệu năng chính đối với một chuyển mạch SPDT (Singgle Pole Double Throw: một đầu chung với hai contắc dầu chuyển)

1. Cách ly. Phụ thuộc vào tần số, cách ly phát thu có thể từ 20 đến 60dB

86

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2. Tuyến tính. Điều nàyđặc biệt quan trọng đối với đường phát, vì các máy phát hiện đại thường đòi hỏi độ tuyến tính cao. 3. Khả năng xử lý công suất. Phụ thuộc vào điện áp đánh xuyên của điôt PIN hay khả năng tiêu tán công suất của nó. Chẳng hạn một điôt với trở kháng 1 Ôm làm việc trong hệ thống 50 Ôm. Nếu tiêu tán công suất 2W thì khả năng xử lý công suất cực đại là 100W 4. Tổn hao. Tổn hao không chỉ gây khó đối với xử lý công suất và tiêu tán công suất mà còn ảnh hưởng đến tỷ số tín hiệu trên tạp âm tại tuyến thu. Hình 2.28 cho thấy cấu hình đơn giản sử dụng điôt PIN cho chuyển mạch phát thu. Trên hình này L1 là cuộn chặn RF, C1-C3 là các tụ điện ngăn dòng một chiều và D1, D2 là các điôt PIN. Đường một phần tư bước sóng 50 Ôm được cấu trúc từ cáp đồng trục hoặc đường băng micro. IBais L1 Từ mạch băng gốc TX và biến đổi nâng tần Bộ khuếch đại công suất RF tuyến tính

C1 C2

Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

50W C3

l/4

LNA máy thu D2

Hình 2.28. Chuyển mạch phát thu đơn giản sử dụng điôt PIN với điện trở shunt nối tiếp Hình 2.29 cho thấy chuyển mạch phát thu SPDT cách ly phát thu cao.

87

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng IBais1 L1 Từ mạch băng gốc TX và biến đổi nâng tần

D2

C1 Bộ khuếch đại công suất RF tuyến tính

D1

C2 IBais2 L3 Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

D3

C3 LNA máy thu

L2

D4

Hình 2.29. Chuyển mạch phát thu SPDT cách ly cao. Sơ đồ trên hình 2.29 có nhược điểm là phái sử dụng hai mạch định thiên nhưng lạo loại bỏ được điện trở shunt 50 Ôm sử dụng cáp một phần tư bước sóng. 2.7.3. Các bộ ghép song công chuyển mạch Trong các sơ đồ này, chuyển mạch hai hoặc nhiều đường được sử dụng để chọn cặp bộ lọc cần thiết để ấn định băng phát thu yêu cầu.. Hình 2.30 cho thấy thí dụ về cấu trúc này.

88

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Sơ đồ khối của môđul ghép song công 900 MHz Rx

Chuyển mạch GaAs FET

Lọc thông thấp

GSM

900 MHz Tx

DCS

1800 MHz Tx

Đến/từ anten

Lọc thông cao

Chuyển mạch GaAs FET

1800 MHz Rx

Bộ ghép song công b) Mạch ghép song công C1

C4

L1

C2

Connectơ anten (50W)

Vào/ra GSM (50W )

C3

L2

Vào/ra DCS (50W ) C5 C6 C 7 L3

Hình 2.30. Ghép song công chuyển mạch: a) sơ đồ khối môđul ghép song công, b) mạch ghép song công. Cấu trúc trên có một số nhược điểm như: 1) các chuyển mạch GaAs có phi tuyến và sẽ ảnh hưởng lên hiệu năng kênh lân cận của máy phát sử dụng trong hệ thống vì điều chế đường bao thay đổi, 2) chỉ làm việc trong một số băng rời rạc và cách xa nhau. Vì thế cấu trúc này không đảm bảo hoàn toàn linh hoạt.

89

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.7.4 2.7.3. Loại bỏ ghép song công bằng gạt nhiễu Giải pháp loại bỏ tận gốc ghép song công trong các hệ thống SDR là gạt nhiễu có điều khiển đối với tín hiệu đầu ra máy phát xuất hiện trên tuyến thu. Sơ đồ khối minh họa giải pháp này được cho trên hình 2.31. Anten phát

Các đầu vào I/Q băng gốc

0o in 0 90

Bộ K/Đ công suất RF tuyến tính Anten thu Bộ dao động nội

Bộ điều khiển

0o in 0

F

90

Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

Bộ suy giảm thay đổi theo điện áp

LNA thu

Bộ lọc đầu cuối

Dịch pha thay đổi theo điện áp

Bộ trừ

Hình 2.31. Loại bỏ tín hiệu phát khỏi đường thu băng gạt nhiễu đối pha Mẫu tín hiệu phát được xử lý bởi bộ suy giảm và bộ dịch pha khả biến trước khi được đưa vào bộ trừ với tín hiệu thu từ đầu thu. Kết quả đầu ra bộ trừ chứa chủ yếu tín hiệu thu mong muốn. Phần còn lại cuả tuyến thu (trộn, khuếch đại và tách sóng) hoạt động giống như cấu hình thu tiêu chuẩn. Có thể dung chung một anten cho cả phát và thu cùng với bộ circulator, bộ cách ly, bộ suy hao hay bộ ghép để thực hiện phân cách phần phát và phần thu.

Hình 2.32 cho thấy cấu trúc sử dụng một an ten với bộ circulator.

90

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Anten

Các đầu vào I/Q băng gốc

0o in 0 90

Bộ K/Đ công suất RF tuyến tính

Bộ dao động nội

0o in

900

0

Bộ điều chế vectơ

Bộ điều khiển

o

in

Rò tín hiệu không mong muốn do circulator không hoàn hảo

900

Bộ khuếch đại RF

Đến biến đổi hạ tần và mạch băng gốc

LNA thu

Bộ lọc đầu cuối

Bộ trừ

Hình 2.32. Cấu trúc sử dụng một anten với bộ circulator. Hình 2.34 cho thấy cấu trúc sử dụng các bộ ghép coupler. Hình 2.34. Cấu trúc sử dụng các bộ ghép coupler. 2.8. MÉO PHI TUYẾN VÀ TUYẾN TÍNH HÓA

Méo phi tuyên trong máy thu dẫn đến xuất hiện sóng hài các mật làm giảm hiệu năng của máy thu. Trong phần này ta sẽ xét hai ảnh hưởng méo phi tuyến lớn nhất lên hiệu năng máy thu: méo phi tuyến gây ra do hài bậc hai và méo phi tuyến gây ra do hài bậc ba. Cần lưu ý rằng các thông số đánh giá méo phi tuyến đựơc xét trong phần này cũng áp dụng cả cho máy phát.

91

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 2.8.1. Méo phi tuyến bậc hai

2.8.1.1. Các thành phần bậc hai Tổng quát tín hiệu đầu ra của một hệ thống phi tuyến có thể được trình bày như sau: Vout =a1Vin  a2Vin2  a3Vin3  .....

(2.46)

Trong đó Vout là điện áp ra và Vin là điện áp vào. Sử dụng một tín hiệu gồm hai hàm sin với hai tần khác nhau (hai tone) truyền thống làm Vin ta được: Vin= A.cos(1t)+ A.cos(2t)

(2.47)

Khi này thành phần bậc hai là Vout  a2Vin2  a2 A 2  cos2 (1t)  cos2 (2 t)  2cos(1t)cos(2t) 

(2.48)

1  1   a2 A 2 1  cos(21t)  cos(22t)  cos (1  2 )t   cos (1  2 )t  2  2 

Từ phương trình (2.20) ta thấy đầu ra bao gồm thành phần DC, các thành phần hài bậc hai có tần số gấp đôi tần số đầu vào và các thành phần điều chế giao thoa (IM: Intermodulation) có tần số là tổng hoặc hiệu các tần số đầu vào (1  2). Giả thiết sử dụng chuân hóa sau: 1) Vout/a1 và 2) điện trở tải R=1. Ta được các công suất suất đầu ra của phần tử phi tuyến bậc hai như sau:  Công suất của cơ bản của hai hàm sin: PF= 2A2/2= A2 2



a  Công suất thành phần một chiều: PDC=  2  A 4  a1 



 a  A 4 1  a2  A 4  =  Công suất của hai thành phần hài bậc hai: 2  2   a1  4 2  a1  4



 a  A 2  a2  2 Công suất sản phẩm điều chế giao thoa (1  2): 2  2  =  A  a1  2  a1 

2

2

2

2

Hình 2.35 cho thấy các thành phổ, trong đó a và b là các thành phần cơ bản, d và f là các thành phần hài bậc hai và c (thành phần hiệu tần số), e (thành phần tổng tần số là các sản phẩn điều chế giao thoa bậc hai. Khi biên độ của các tín hiệu

92

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

đầu vào như nhau, các thành phần điều chế giao thoa cao hơn các hai 6dB (gấp bốn lần). b

a

Công suất [dB]

c

0

f

d

f2

f1 f

e

f

2f1

2f2 f

Tần số

f

Hình 2.35. Phổ của các sản phẩm bậc hai cho trường hợp tín hiệu đầu vào là hàm sin có cùng biên độ.

2.8.1.2. Các điểm cắt bậc hai Nhận xét ương quan công suất giữa công suất cơ bản của hai hàm sin với công suất hài bậc hai và điều chế giao thoa (IM) ta thấy: khi tăng công suất vào A2, công suất IM2 tăng A4 nhanh hơn công suất vào, nên sẽ dẫn đến công suất cuả các thành phần hài bậc hai và IM tăng nhanh hơn nhiều so với công suất của hai thành phần cơ bản và đến một điểm nào đó công suất cơ bản sẽ bằng công suất này và công suất IM, các điểm này đựơc gọi là điểm cắt (IP: Intercept Point). Hình 2.36 cho thấy các đường cong của công suất các tín hiệu không mong muốn nói trên và công suất của thành phần cơ bản mong muốn phụ thuộc vào công suất của tín hiệu đầu vào (hình 2). Vì các sản phẩm bậc hai tăng nhanh hơn so với thành phần cơ bản mong muốn, nên các đường thẳng này cắt nhau tại IP. Tại điểm giao cắt IP, công suất của các sản phẩm điều chế giao thoa (IM: Inetrmodulation) hay hài, sản phẩm bậc hai và thành phần cơ bản có cùng công suất đầu ra. Vì biết được độ nghiêng của các đừơng thẳng này, nên các điểm giao cắt (đựơc gọi là IP: Intecept Point: điểm cắt) sẽ xác định các sản phẩm bậc hai tại các mức thấp. Công suất vào và ra tại điểm cắt giữa đường cong điều chế giao thoa và đường cong thành phần cơ bản đựơc gọi tắt là IIP2IM (Second Order Intermodulation Input Intercept Point: điểm cắt đầu vào điều chế giao thoa bậc hai) và OIP2IM (Second Order Intermodulation Output Intercept Point: điểm cắt đầu ra điều chế giao thoa bậc hai. Công suất vào và ra tại điểm cắt giữa đường cong hài và đường cong thành phần cơ bản đựơc gọi tắt là IIP2H (Second Order Harmonic Input Intercept Point: điểm cắt đàu vào hài bậc hai) và OIP2H (Second Order Harmonic Output Intercept Point: điểm cắt đầu ra hài bậc hai) . Vì IP nằm 93

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trên đường cong đáp ứng tuyến tính, nên đối với các bộ khuếch đại OIP cao hơn IIP một đại lượng bằng hệ số khuếch đại tuyến tính tính theo dB (đối với các bộ trộn điều này ngược lại). Thông thường công suất tại các điểm cắt đầu vào và đầu ra cao hơn được đặc tả; nên các bộ khuếch đại sử dụng OIP còn các bộ trộn sử dụng IIP. 6 dB 6 dB

6 dB

Công suất ra [dBm]

6 dB

6 dB

Cơ bản

Các điểm cát đầu ra (các mức): OIP

IM Hài bậc hai

Các điểm cắt đầu vào (các mức): IIP

Công suất đầu vào hàm sin [dBm]

Hình 2.36. Các công suất ra của các thành phần cơ bản và các sản phẩm bậc hai, hai đầu vào có công suất bằng nhau Từ hình 2 ta thấy nếu công suất tín hiệu cơ bản đầu ra là x dB thấp hơn OIP2 của hài bậc hai hay IM, thì công suất hài bậc hai hay công suất IM sẽ 2x dB thấp hơn IP này. Nói một cách khác, mức tín hiệu cơ bản đầu ra nằm ở khoảng giữa giữa mức công suất OIP của hài bậc hai hay của IM tương ứng. Như vậy nếu biết được điểm cắt IP, công suất tín hiệu đầu ra ta có thể xác đinh được công suất hài bậc hai hay công suất IM bằng cách trừ công suất tín hiệu ra với hai lần hiệu số giữa công suất hài hoặc công suất IM tại điểm cắt. Thí dụ 1. Hài bậc hai. Xem hình 2.37. Biết IP hài bậc hai đầu ra (OIP2H) xẩy ra tại 17 dBm và công suất tín hiệu ra -8dBm (25 dB thấp hơn điểm cắt IP). Vì thế để tìm công suất hài bậc hai ta lấy công suất tín hiệu ra (-8dBm) trừ đi hai lần hiệu số giữa công suất hài bậc hai với công suất tín hiệu ra (2x25=50) dB ta được công suất hài bậc hai bằng -33dBm . Từ hiệu số 25 dB giữa IIP2H và công suất tín hiệu vào, ta cũng thấy rằng hài bậc hai 25 dB thấp hơn tín hiệu tại đầu ra. 94

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Công suất ra [dBm]

IP2H

Cơ bản

Hài bậc hai

-29dBm

- 4dBm

Công suất hàm sin đầu vào [dBm]

Hình 2.37. Cho thí dụ 1. Nếu biên độ của một trong hai tín hiệu vào thay đổi như sau: Vin= B.cos(1t)+ A.cos(2t) (2.49) thì các sản phẩm bậc hai sẽ có dạng : Vout  a2 Vin2  A 2  B2 B2  A2  cos(2  t)  cos(22 t)  1   a2  2 2 2    A Bcos (1  2 )t   A Bcos (1  2 )t 

(2.50)

Giả sử công suất của thành phần cơ bản thứ nhất giảm  dB nghĩa là 10lgA -10lgB2=. Từ (2.50) ta thấy công suất hài bậc hai của tín hiệu bị thay đổi sẽ bị giảm đi một lượng : 10lg(A2/2)-10lg(B2/2)= , công suất IM sẽ bị giảm đi một lượng: 10lgA2-10lg(A.B)= 10(lgA2-lgB2)/2=/2 còn công suất hài bậc hai của thành phần không thay đổi vẫn giữ nguyên. Điều này được minh họa trên hình 2.38. 2

95

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng b

a d

Công suất [dB]

c

d d/ 2

d’2

Df

0

e

f2

f1 Df

f d

2f1

2f2 Df

Tần số

Df

Hình 2.38. Phổ của các sản phẩm bậc hai từ hai tín hiệu hàm sin khác biên độ

2.8.1.3. Tính tóan công suất méo điều chế giao thoa (IMD2) và IIP2 cho nhiễu chặn hai tần số Trong phần này ta sẽ tính toán công suất méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2: Second Order Intermodulation Distortion) bao gồm: thành phần một chiều, hai thành phần IM (1  2) . Nếu coi rằng trở kháng hệ thống là R, thì từ phương trình (2.48) ta được tổng công suất của các sản phẩm IM bao gồm cả thành phần một chiều như sau: 4 1 1  2 2 A 1 a2 .A 4     2. a . 2  R  R 2R 2R 

(2.51)

Theo định nghiã, tại mức công suất IIP2, tổng công suất tín hiệu đầu vào (hai tone) bằng tổng công suất các sản phẩm đầu ra, sau khi tham chiếu đầu vào bằng cách chia cho hệ số khuếch đại |a1|2: A

2 IIP2

2 4 a 2 1  a2 A IIP2 2  / R  2. .  IIP2  IIP2 /  1 .  a2 2R  a1 R  

(2.52)

2

 IIP2 

a1 1 . a2 2R

Có thể biểu diễn tổng công suất của các IM2 (phương trình 2.23) tham chiếu a1 đầu vào máy thu theo tổng công suất đầu vào hai tần số P2T=A2/R như sau:

96

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 2

PIMD2,total

2 a2 A 4 P2T  2. .  a1 R IIP2

(2.53)

 PIMD2,total [dBm]=2.P2T  IIP2

Trong đó IIMD2,tot là tổng công suất của các thành phần một chiều và hai thành phần (1  2). Xét về mức công suất, các các sản phẩm IMD2 được phân bố so với tổng công suất như sau:  50% (-3dB) tại DC  25% (-6dB) tại f1+f2  25% (-6dB) tại f1-f2 Ta sẽ chỉ xét thành phần tần thấp vì nó rơi vào băng thu. Mức công suất của sản phẩm IMD2 tại f1-f2 bằng 25% của tổng công suất IMD2 và 6dB thấp hơn tổng công suất này. Vì thế ta có thể biểu diễn mức công suất IMD2 tại tần số thấp (f1-f2) như sau: PIMD2(dBm)= 2P2T-IIP2-3dB

(2.54)

Vì công suất của một tần số bằng ½ tổng công suất của hai tần số (P1T[dBm]=P2T[dBm]-3dB) nên: PIMD2(dBm)= 2.P1T-IIP2

(2.55)

2.8.2. Méo phi tuyến bậc ba 2.8.2.1. Các thành phần bậc ba và IIP3 Quá trình trộn bậc ba và bậc cao hơn của hai tín hiệu vô tuyến có thể tạo ra một tín hiệu nhiễu trong băng tần của tín hiệu mong muốn. Dưới đây ta xét quá trình trộn hai tần số không được điều chế (hai tông). Giả sử tín hiệu đầu vào Vin của một hệ thống phi tuyến là tín hiệu hai tần số (hai tone) sau đây: Vin= A1cos(1t)+ A2.cos(2t)

(2.56)

được đưa vào máy thu có hàm truyền đạt chứa phi tuyến bậc hai như sau: Vout(t)=a1Vin(t)+a3Vin(t)3

(2.11)

Trong đó 97

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a1Vin(t) =a1 A1cost+ a1A2cost

a3Vin3  a3A 13cos31t  a3A 32cos32 t  3a3A 12 A 2cos21tcos 2 t  3a3A 1 A 22cos22 tcos 1t 3 3 = 3a3  A A 2  A 1  cos( t)  3a3 cos  A 2 A  A 2  cos( t) Các hành phần cơ bản 1 2  1 2 2  2  1 2 2  2   a A3 a A3 Các thành phần hài bậc ba  3 1 cos(31t)  3 2 cos(32 t) 4 4 3a A 2 A  3 1 2 [cos(21t  2 t)  cos(21t  2 t)] 4 Các thành phần IMD3 2 3a A A  3 1 2 [cos(22 t  1t)  cos(22 t  1t)] 4

Các sản phẩm IMD3 được tạo ra tại các tần số 2f1+f2, 2f1-f2, 2f2-f1 và 2f2+f2. Trong máy thu DCR chỉ các sản phẩm tần thấp là đáng quan tâm. Hình 2.39 cho thấy phổ đầu ra hai tần số do méo hài bậc ba tại tần thấp với giả thiết hai tần số có biên độ bằng nhau và f1=7,224 MHz, f2=7,227 MHz. . 120 f2

f1

dB

100

80

60

2f2-f1

2f1-f2

40 20 0 7,216

7,218

7,220

7,222

7,224

7,226

7,228

7,230

7,232

7,234

MHz

Hình 2.39. Phổ của hai tần số do méo hài bậc ba tại tần thấp (giả thiết hai tần số có biên độ bằng nhau)

98

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Giả thiết sử dụng chuẩn hóa sau: 1) Vout/a1 và 2) điện trở tải R=1. Giả thiết hai hàm sin đầu vào có biên độ bằng nha: A1=A2=A. Ta được các công suất suất đầu ra của các yhành phần cơ bản và các thành phần IM2 như sau:  Công suất của cơ bản của hai hàm sin: PF= 2A2/2= A2  Công suất của hai thành phần hài bậc ba: 2

2

 3a A 3  1 9  a  2 2   3       3   A 6 (3a3A3/4)2/2=9a32A6/16 4  2 16  a1   a1

Tương tự như đối với méo điều chế giao thoa bậc 2 (IMD2), ta thấy: khi tăng công suất vào A2, công suất IM3 tăng A6 nhanh hơn công suất vào, nên sẽ xuất hiện thời điểm mà tại đó công suất thành phần cơ bản của hai hàm sin bằng tổng công suất điều chế giao thoa bậc ba. Điểm này được gọi là điểm cắt bậc ba (IP3). Tương tự công suất đầu vào và đầu ra của IM3 tại điểm này được gọi là IIP3 và OIP3. 2.8.2.2. Tính toán méo điều chế giao thoa bậc ba (IMD3) và IIP3 Đối với tín hiệu đâu vào có công suất bằng nhau Dưới đây ta ta rút ra công thức cho tương quan giữa công suất của sản phẩm IMD3 tại tần số thấp và IIP3. Giả sử hai hàm sin đầu vào có biên độ như nhau A1=A2=A và công suất đầu vào như nhau: Pin1=Pin2=PT=A2/2R. Từ phương trình (2.59), nếu coi rằng trở kháng hệ thống là R, thì ta được công suất của các sản phẩm méo bậc 3 tần thấp 2f2-f1 do nhiễu hai tần số có biên độ bằng nhau quy chiếu đầu vào phần tử phi tuyến như sau: 2 2  1 3 1  9 a3 2 PIMD3,2f1-f2/2f2-f1 = 2  a3 .A.A  . = . .4R 2  .Pin3  a1  4  2R  16 a1 

(2.60)

Trong đó PIMD3,2f1-f2/2f2-f1 là công suất IMD3 của một trong hai thành phần 2f1-f2 và 2f2-f1. Công suất tổng của IMD3 là: PIMD3

2 2 2  9 a3  A 6 A 6  9 a3 A 6  9 a3 2   PT3  .    .8R   16 a1  2R 2R  16 a1 R  16 a1  

(2.61)

trong đó PinA2/2R IIP3 cho từng thành phần 2f1-f2/ 2f2-f1 được xác định như sau:

99

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

IIP32f1  f 2/2f 2  f 1  A 2IP3 .

1 9 a2 1  . 32 .A 6IIP3 . 2R 16 a1 2R

 9 a2   IIP32f 1 f 2/2f 2  f 1   . 32 .4R 2  .IIP332f 1 f 2/2f 2 f 1  16 a1 

(2.62)

 9 a2    . 32 .4R 2   1 / IIP322f 1 f 2/2f 2  f 1  16 a1 

Từ phương trình (2.62) ta có thể biến đổi phương trình (2.60) như sau: PIMD3,2f 1f 2/2f 2f 1  Pin3 / IIP32f2 1f 2/2f 2 f 1 (2.63) Chuyển (2.63) vào dB ta được: PIMD3,2f 1f 2/2f 2f 1[dB]  3Pin  2IIP32f 1f 2/2f 2f 1 (2.64) IIP3 tại 2f2-f1: IIP32f2-f1 [dBm] =0,5(3Pin- PIMD3,2f2-f1) (2.65) IIP3 tại 2f1-f2: IIP32f1-f2 [dBm] =0,5(3Pin- PIMD3,2f1-f2)

(2.66)

Đối với tín hiệu đầu vào có công suất khác nhau Công suất đầu vào Pin1=A1 2/2R và P2i2=A2 2/2R IMD3 tại 2f2-f1: PIMD3,2f 2 f 1[dBm]  2Pin2  Pin1  2IIP32f 2 f 1

IIP32f 2 f 1[dBm]  Pin2  0,5  Pin1  PIMD3,2f 2 f 1 

(2.67)

IMD3 tại 2f1-f2: PIMD3,2f 1f 2 [dBm]  2Pin  Pin2  2IIP32f 1f 2

IIP32f 1f 2 [dBm]  Pin  0,5  Pin2  PIMD3,2f 1f 2 

(2.68)

2.8.3. Điểm nén công suất 1 dB

Điểm nén công suất 1 dB (1dB Compression Point) là một thông số để đánh giá độ tuyến tính của thiết bị. Theo định nghĩa điểm nén công suất 1dB là công suất đầu vào (hay đầu ra) mà tại đó hệ số khuếch đại tuyến tính (hệ số khuếch đại tín hiệu nhỏ) giảm 1dB do sự bão hòa của thiết bị.Có thể biểu diễn quan hệ giữa công suất đầu ra và công suất đầu vào tại điểm nén 1dB như sau: Pout,-1dB=Pin,-1dB+(G-1) [dBm]

(2.67) 100

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong đó Pout,-1dB và Pin,-1dB là công suất đầu ra và công suất đầu vào tại điểm nén công suất 1dB đo bằng dB, G là hệ số khuếch đại công suất tuyến tính. . Thí dụ về điểm nén 1dB được cho trên hình 2.40. 30

Pout [dBm]

25 21 dBm

20

Điểm nén công suất 1 dB: Pout,-1dB= 20dBm

1dB

15 Thay đổi hệ số khuếch đại 1dB 10

5

0 -10

-5

0 Pin [dbm]

5

10

Pin, -1dB= 6dBm

Hình 2.40. Thí dụ về điểm nén công suất. Đường tô đậm là đặc tính nén khuếch đại cuả bộ khuếch đại có hệ số khuếch đại tuyến tính 15 dB. Đường song song phía dưới thấp hơn 1 dB thể hiện hệ số khuếch đại tuyến tính 14 dB. Công suất đầu vào (đầu ra) mà tại đó khuếch đại của bộ khuyếch đại cắt đường dưới 1 dB được gọi là điểm nén đầu vào (đầu ra) 1dB.

Hình 2.41 cho thấy thể hiện điểm nén công suất cho trường hợp trên dưới góc độ phụ thuộc hệ số khuếch đại vào công suất đầu vào.

101

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 15

G [dB]

14

10

5

0 -5 -10

0 Pin [dBm]

5

10

Pin, -1dB= 6dBm

Hình 2.41. Giải thích điểm nén công suất 1dB từ quan hệ giữa hệ số khuếch đại và công suất đầu vào Giống như tạp âm đối với máy thu bao gồm nhiều phần tử, cần xét điểm nén công suất hệ thống. Điểu nén công suất hệ thông (máy thu) sẽ được xác định bởi điểm nén công suất thấp trong số điểm nén công suất của từng phần tử, trong đó điểm nén công suất của phần tử m được xác định như sau: 1. Khuếch đại: m

(m ) (m ) Pin, 1dB [dBm]  Pout, 1dB [dBm]   G n [dB]

(2.68)

n 1

2. Bộ trộn: m 1

(m ) (m ) Pin, 1dB [dBm]  Pout, 1dB [dBm]   G n [dB]

(2.69)

n 1

3. Bộ lọc (m) (m) Pin, 1dB [dBm]  Pout, 1dB [dBm]  

(2.70)

2.8.4. Tuyến tính hóa máy thu Máy thu đa băng đòi hỏi dải động đầu vào cao hơn máy thu đơn băng. Để tăng dải động đầu vào cần tuyến tính hóa máy thu. Phần này sẽ trình các phương

102

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

pháp tuyến tính hóa máy thu. Rất nhiều kỹ thuật tuyến tính hóa cho máy thu cũng đơực áp dụng cho máy phát, tuy nhiên các tiêu chuẩn sử dụng cho máy thu rất khác.

2.8.4.1 2.7.4.1. Các kỹ thuật phản hồi

1. 2. 3. 4.

Kỹ thuật tuyến tính hóa máy thu bằng phản hồi có một số ưu điểm sau: Có khả năng cải thiện tuyến tính lớn chừng nào còn hoạt động trong các giới hạn tích khuếch đại-băng thông-trễ Thực hiện đơn giản vì thế kích thứơc nhỏ và chi phí thấp Có thể sử dụng để tuyến tính hóa cả LNA và bộ trộn đầu thu Có thể cấu trúc để ảnh hưởng ít nhất lên hệ số tạp âm hệ thống Hình 2.42 cho thấy kỹ thuật phản hồi với trừ vectơ. Bộ khuếch Bộ trộn hạ đại RF tần

Đầu vào RF Bộ lọc IF

Dịch pha khả biến

Đầu ra IF

Bộ khuếch đại RF

F

Đường tín hiệu RF

F

Dịch pha khả biến Bộ dao động nội

Bộ suy hao khả biến

Đường tín hiệu IF Đường tín hiệu LO

Bộ suy hao khả biến

Bộ lọc ảnh RF

Bộ trộn nâng tần

Bộ khuếch đại IF

Hình 2.42. Kỹ thuật phản hồi với trừ vectơ.

Bộ trộn biến đổi hạ tần phi tuyến nhận được tại đầu vào tổ hợp các tín hiệu mong muốn và tín hiệu lỗi xuất hiện tại đầu ra hệ thống. Tín hiệu lỗi đóng vai trò tín hiệu làm méo trước cho bộ trộn. Tín hiệu này nhận được từ họat động phản hồi thời gian thực). Quá trình hình thành tín hiệu lỗi như sau. Tín hiệu đầu ra hệ thống được biến đổi nâng tần bởi cùng một dao động nội như biến đổi hạ tần. Sau lọc ảnh RF, tín hiệu này được trừ với bản sao tín hiệu đầu vào hệ thống đã được điều chỉnh pha và biên để được tín hiệu lỗi. Tín hiệu lỗi này được điều chỉnh độ lớn và pha sau đó cộng với tín hiệu đầu vào để tạo lên đàu vào RF của bộ trộn nâng tần như trên hình vẽ. 103

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

2.8.4.2. Các kỹ thuật tuyến tính hóa sửa méo thuận (Feedforward) Tuyến tính hóa LNA bằng sửa méo thuận Cấu hình hệ thống tuyến tín hóa sửa méo thuận sử dụng cho bộ khuếch đại tạp âm nỏ có điểm cắt cao được cho trên hình 2.43. Bộ khuếch đại chính

Trễ

t

Mạch bù trừ

t

Đầu vào LNA Bộ ghép đầu vào

Trễ

Bộ ghép đầu ra Đầu ra LNA

Mạch bù trừ Bộ trừ

Bộ khuếch đại lỗi

Hình 2.43. Cấu hình hệ thống tuyến tính hóa thuận cho hiệu năng tạp âm tối ưu

Mạch bù trừ trên hình 2.41 để ký hiệu cho các bộ điều khiển pha/độ lớn (hay các bộ điều chế vectơ) được sử dụng để đạt đựơc loại bỏ tối ưu năng lượng tín hiệu chính trong tín hiệu lỗi và và năng lượng tín hiệu lỗi (méo và tạp âm của tín hiệu chính).

2.8.4.3 2.8.4.2. Tuyến tính hóa thuận cho đầu cuối thu nối tầng Hình 2.44 cho thấy các lựa chọn sử dụng sửa méo thuận để tuyến tính hóa đầu cuối và bộ trộn thứ nhất (đây là phần tử xung yếu vì liên quan đén xử lý các tín hiệu mạnh).

104

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Lựa chọn 1 Bộ khuếch đại chính

Bộ trộn hạ tần

Trễ thời gian IF

t

Mạch bù trừ

t

Đầu vào RF Bộ ghép đầu vào

Bộ ghép đầu ra Đầu ra IF

Bộ trộn hạ tần Mạch bù trừ

Trễ thời gian RF

Bộ trừ

Bộ khuếch đại lỗi IF

Bộ dao động nội b) Lựa chọn 2 Bộ khuếch đại chính

Bộ trộn hạ tần

Trễ thời gian IF

t

Mạch bù trừ

t

Bộ ghép đầu vào

Trễ thời gian RF

Đầu ra IF

Bộ trộn nâng tần

Bộ dao động nội

Đầu vào RF

Bộ ghép đầu ra

Mạch bù trừ Bộ trộn hạ tần

Bộ trừ

Bộ khuếch đại lỗi IF

c) Lựa chọn 3 Bộ khuếch đại chính

Bộ trộn hạ tần

Trễ thời gian IF

t

Mạch bù trừ

Bộ trộn nâng tần

Bộ dao động nội

t

Đầu vào RF Bộ ghép đầu vào

Trễ thời gian RF

Bộ ghép đầu ra Đầu ra IF

Bộ trộn hạ tần

Mạch bù trừ Bộ trừ

Bộ trộn hạ tần

Bộ khuếch đại lỗi RF

Hình 2.44. Các lựa chọn khác nhau để sửa méo thuận kết hợp cả LNA và bộ trộn trong đầu cuối thu

2.8.4.4 2.8.4.3. Các kỹ thuật tạo phi tuyến tính nối tầng Một kỹ thuật tuyến tín hóa hiệu quả cho máy thu là kỹ thuật tạo phi tuyến tính nối tầng. Các kỹ thuật này thực hiện làm méo trước (Predistortion) hoặc làm méo sau (Postdistortion) tín hiệu đầu vào để bù trừ méo phi tuyến của các phần từ máy thu. Hình 2.45 tổng kết các kỹ thuật tạo phi tuyến tính nối tầng.

105

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Làm méo trước

Đầu vào RF

Đầu ra IF Bộ làm méo trước

LNA

Đầu vào LO

b) Làm méo sau

Đầu vào RF

Đầu ra IF LNA

Bộ làm méo sau Đầu vào LO

c) Làm méo sau/trước

Đầu vào RF

Đầu ra IF LNA

Bộ làm méo sau/trước

Đầu vào LO

Hình 2.45. Các kỹ thuật tạo phi tuyến nối tầng: a) làm méo trước, b) làm méo sau, c) làm méo sau/trước.

2.9. TỔNG KẾT Chương này đã xét các kiến trúc máy thu khác nhau. Các máy thu heterodyne có ưu điểm là dể ràng lọc bỏ kênh lân cận và cho phép khuếch đại tín

106

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

hiệu với hệ số khuếch đại cao tại trung tần. Nhưng nhược điểm của nó là phải loại bỏ tần số ảnh và không thể thực hiện đơn chip (toàn khối). Các máy thu trung tần không (Zero-IF) hay homodyne hay biến đổi trực tiếp (DCR) hay homodyne mặc dù không có các ưu điểm của máy thu heterodyne nhưng cho phép thực hiện đơn chip và vì thế rất phù hợp cho các máy cầm tay. Để xây dựng các máy thu SDR cần số hóa các phần tử vô tuyến và trung tần cũng như tuyến tính hóa đầu thu vô tuyến. Biến đổi tương tự vào số có thể được thực hiện bằng cách lấy mẫu trên tần (Oversampling) và lấy mẫu dưới tần (Undersampling). Lấy mẫu trên tần đòi hỏi tốc độ lấy mẫu phải cao hơn hai lần tần số cực đại của tín hiệu lẫy mẫu. Ưu điểm của phương pháp số hóa này là loại bỏ được nhiễu xuyên băng (Alaising), tuy nhiên đòi hỏi tần số lấy mẫu cao nên chỉ áp dụng cho lấy mẫu tín hiệu băng gốc và không áp dụng cho các tín hiệu băng thông như RF và IF có tần số cao. Lấy mẫu dưới tần hay lấy mẫu băng thông cho phép lấy mẫu tín hiệu thu tại tần số thấp hơn nhiều so với một nửa tần số cao nhất của tín hiệu được lấy mẫu. Lấy mẫu dưới tần phù hợp cho biến đổi trực tiếp RF hoặc IF vào băng số. Các máy thu hiện nay đều được thiết kế để có thể thu đựơc nhiều băng tần khác nhau. Một máy thu đa băng lý tưởng phải cho phép sử dụng chung phần RF và IF mà không cần chuyển mạch băng. Chương này đã xét các yêu cầu đối với một máy thu đa băng. Bộ ghép song công là một phần tử vô tuyến quan trọng hạn chế hiệu năng của máy thu đa băng. Chương đã xét các gải pháp thiết kế bộ ghép song công cho các máy thu đa băng. Một vấn đề quan trọng ảnh hưởng lên hiệu năng của các máy thu là méo phi tuyến dẫn đến các méo hài bậc ba và bậc hai (IMD2 và IMD3). Các méo hài này làm giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm cộng nhiễu (SINR) của máy thu và giảm dải động của máy thu đa băng. Chương đã xét các phương pháp đánh giá IMD2, IIP2, IMD3 và IIP3. Cuối cùng chương xét các giải pháp tuyến tính hoá máy thu. 2.10. CÂU HỎI 1. Trình bày kiến trúc tổng quát cuả máy thu ngoại sai (heterodyne) tương tự 2. Trình bày kiến trúc máy thu trung tần số và xử lý số với trung tần số 3. Trình bày kiến trúc máy thu đa sóng mang 4. Trình bày cấu trúc máy thu biến đổi trực tiếp 5. Trình bày các vấn đề về dịch DC và các giải pháp loại rò DC 6. Trình bày sự không phối hợp giữa hai nhánh I. Q và giải pháp khắc phục 7. Trình bày tạp âm 1/f 8. Trình bày ảnh hường của méo hài bậc hai lên hiệu năng máy thu 9. Trình bày các yêu cầu điều khiển khuếch đại 10. Trình bày máy thu biến đổi trực tiếp sử dụng cả băng gốc và IF số 11. Trình bày buến đổi tần số sử dụng lấy mẫu dưới tần 12. Trình bày độ lợi xử lý đạt đựơc khi sử dụng lấy mẫu trên tần 107

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

13. Trình bày loại bỏ các sản phẩm nhiễu giả của máy thu 14. Trình bày hệ số tạp âm máy thu 15. Trình bày tỷ số tín hiệu trên tạp âm ADC và số bit hiệu dụng (ENOB) 16. Trình bày tính toán tạp âm máy thu bao gồm cả ADC 17. Tính độ nhạy máy thu đơn sóng mang 18. Tính độ nhạy máy thu đa sóng mang 19. Tính toán điểm cắt nối tâng 20. Tính toán mức IMD trong thiết kế 21. Trình bày kiến trúc máy thu vạn năng đa băng 22. Trình bày nhược điểm của bộ ghép song công và giải pháp khắc phục 23. Trình bày nguyên lý và các sơ đồ chuyển mạch phát thu vô tuyến 24. Trình bày các bộ ghép song công dựa trên chuyển mạch 25. Trình bày giải pháp loại bỏ ghép song công bằng gạt nhiễu 26. Trình bày cấu trúc không dùng bộ ghép song công sử dụng circulator 27. Trình bày cấu trúc không dùng bộ ghép song công với sử dụng các bộ ghép coupler 28. Trình bày các thành phần méo hài bậc hai 29. Trình bày các điểm cắt bậc hai 30. Tính tóan công suất méo điều chế giao thoa (IMD2) và IIP2 cho nhiễu chặn hai tần số 31. Trình bày các thành phần méo bậc ba và IIP3 32. Tính toán méo điều chế giao thoa bậc ba (IMD3) và IIP3 33. Trình bày điểm nén công suất 1 dB 34. Trình bày tuyến tính hoá máy thu dựa trên kỹ thuật phản hồi với trừ vectơ 35. Trình bày tuyến tính hóa LNA bằng sửa méo thuận 36. Trình bày các sơ đồ khác nhau để sửa méo thuận kết hợp cả LNA và bộ trộn trong đầu cuối thu 37. Trình bày tuyến tính hóa máy thu bằng các kỹ thuật tạo phi tuyến nối tầng

108

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 3 KIẾN TRÚC MÁY PHÁT VÀ CÁC BỘ KHUẾCH ĐẠI CÔNG SUẤT 3.1. GIỚI THIỆU CHUNG 3.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương  Các yêu cầu chung cho các phần tử vô tuyến trong trạm gốc và máy cầm tay  Kiến trúc biến đổi nâng tần tuyến tính  Các kiến trúc tạo tín hiệu vuông góc  Các kỹ thuật tuyến tính hoá bộ khuếch đại RF  Các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát  Các kỹ thuật phản hồi 3.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm [1], [2]. 3.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc kiến trúc tổng quát của một máy phát vô tuyến  Nắm các phần tử quan trọng khi xây dựng một máy phát vô tuyến như: bộ biến đổi nâng tần vuông góc, các mạch tạo các tín hiệu vuông góc  Nắm được vai trò tuyến tính hóa bộ khuếch đại RF nói riêng và máy phát nói chung  Nắm được các kỹ thuật tuyến tính hóa bộ khuếch đại vô tuyến  Nắm được các kỹ thuật tuyến tính hóa máy phát

3.2. MỞ ĐẦU Phần tử quan trọng nhất trong các BTS và máy cầm tay là máy phát tuyến tính hay máy phát được tuyến tính hóa. Các hệ thống thu luôn luôn đòi hỏi mức độ

108

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

tuyến tính cao vì chúng phải có khả năng xử lý tín hiệu thu khá lớn và đồng thời phải có hiệu năng tạp âm tốt. Các máy phát của các mạng thông tin di động cũng cần có mức độ tuyến tính cao. Hiện tượng gần-xa trong các hệ thóng thông tin di động gây ra nhiễu cao đối với các người sử dụng kênh lân cận dẫn đến hạn chế dung lượng hệ thống. Hạn chế này ảnh hưởng cả đường lên lẫn đường xuống, phụ thuộc vào máy phát nào có vấn đề phi tuyến. Nếu là máy phát của máy cầm tay, dung lượng đường lên của một ô gần sẽ không bị ảnh hưởng. Nhưng nếu là một máy phát của BTS, dung lượng đường xuống cuả một ô gần sẽ bị ảnh hưởng. Thậm chí với các máy phát tuyến tính cao hiện có, nhiều hệ thống trong trung tâm thành phố vẫn bị hạn chế bởi nhiễu (xét về mặt dung lượng) lớn hơn hạn chế bởi tạp âm. Vì thế các máy phát tuyến tính là một công nghệ tạo đà nhảy vọt cho nhiều hệ thống tổ ong không phụ thuộc vào việc có sử dụng hay không kiến trúc dựa trên SDR. Trong trường hợp hệ thống dựa trên SDR, máy phát máy phát tuyến tính cao là rất quan trọng cho mọi thiết kế vì nó phải hoạt động trên khuôn dạng điều chế có đường bao thay đổi. Sở dĩ như vậy vì hầu hết các khuôn dạng điều chế hiện đại nhất đều chứa đựng một mức độ thay đổi đường bao nào đó. Kiến trúc cơ sở của một máy phát trong hệ thống thông tin di động xoay quanh việc tạo lập một phiên bản băng gốc của phổ RF mong muốn và sau đó là một chuỗi tuyến tính chuyển đổi phổ này vào tín hiệu RF công suất cao. Vì thế chuyển đổi tần số (biến đổi nâng tần) và quá trình khuếch đại công suất để đạt được tín hiệu RF công suất cao phải rơi vào một trong số các thể lọai sau: 1. Xử lý tuyến tính. Cơ chế chính để đảm bào tuyến tính là lùi điểm công tác của tất cả các tầng so với điểm các nén công suất 1dB của chúng. Cách làm này tuy đơn giản nhưng giá thành cao vì phải tăng thêm các phần tử khuếch đại 2. Tuyến tính hoá bộ khuếch đại công suất RF. Cách làm này giảm đáng kể kích thước và giá thành máy phát nhưng đòi hỏi bộ biến đổi nâng tần phải tuyến tính hơn 3. Tuyến tính hóa toàn bộ máy phát. Giải pháp này cho phép xử lý biến đổi nâng tần phi tuyến hơn, vì thế đòi hỏi lùi ít hơn và rẻ tiền hơn. 4. Các kỹ thuật tổng hợp RF. Giải pháp này dựa trên xử lý các dạng sóng có đường bao không đổi thông qua biến đổi nâng tần và phần cứng khuếch đại công suất bằng cách tổng hợp các phần dạng sóng RF có đường bao thay đổi dựa trên kết hợp các dạng sóng này tại đầu ra. 3.3. CÁC ĐIỂM KHÁC NHAU TRONG CÁC YÊU CẦU ĐỐI VỚI CÁC TRẠM GỐC VÀ CÁC MÁY CẦM TAY Các điểm khác nhau này phụ thuộc vào dải khuôn dạng điều chế mà các thiết bị hỗ trợ.

109

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.3.1. So sánh các yêu cầu Có thể tổng kết các han chế đầu tiên đối với các PA hay các máy phát tuyến tính cuả BTS và máy cầm tay như sau: 1. Công suất ra. Công suất ra cuả PA trạm gốc thường cao hơn nhiều so với máy cầm tay. Trong một số ứng dụng ô micro hay pico, công suất PA của hai thiết bị này có thể giống nhau, nhưng thông thường công suất PA của BTS cao hơn nhiều. 2. Kích thước. Đây là khác biệt rõ ràng nhất: máy cầm tay rõ ràng chiếm ít không gian hơn nhiều so với BTS. 3. Hiệu suất. Thời gian cần nạp lại acqui cuả máy cầm tay là một tính năng quan trọng của máy cầm tay, vì thế hiệu suất sử dụng nguồn là một yêu cầu quan trọng đối với máy cầm tay. Hiệu suất sử dụng nguồn cũng quan trọng đối với BTS vì các vấn đề liên quan đến kích thước, làm mát, khi thải môi trường và giá thành vận hành. 3.3.2. Tuyến tính hoá và băng thông khai thác Một bộ khuếch đại hay một máy phát có khả năng thực hiện tuyến tính hóa trên một băng thông nhất định của một kênh hoặc của nhiều kênh. Băng thông này đựơc xác định bởi vòng phản hồi hoặc bởi phối hợp khuếch đại/pha của các phần tử hệ thống (chẳng hạn, làm méo thuận hay làm méo trước). Hệ thống sửa méo thuận có thể đạt đựơc băng thông tuyến tính hoá cao hơn khi sử dụng các bộ khuếch đại công suất với trễ rất thấp. 3.4. CÁC KIẾN TRÚC BIẾN ĐỔI NÂNG TẦN TUYẾN TÍNH 3.4.1. Biến đổi nâng tần vuông góc tương tự Cấu hình cơ sở cho kỹ thuật này đựơc cho trên hình 3.1. Tín hiệu vuông góc I và Q được tạo ra bởi DSP. Các tín hiệu kênh I và Q được đưa đến các bộ DAC. Vì các tín hiệu I và Q có tốc độ bằng một nửa tốc độ đầu vào, nên các bộ ADC này chỉ cần hoạt động tại tốc độ lấy mẫu băng một nửa tốc độ Nyquist của băng thông kênh.

110

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC Bộ lọc thông thấp

DSP

0o in 900

Đầu ra RF

DAC kênh Q DAC Bộ lọc thông thấp

LO

Hình 3.1. Bộ biến đổi nâng tần vuông góc tương tự trong máy phát tuyến tính Các bộ trộn và bộ phân chia vuông góc của bộ dao động nội có thể đựơc sản xuất ở rạng rời rạc. Tuy nhiên đối với hầu hết các ứng dụng SDR các phần tử này được tích hợp vào một phần tử duy nhất, nên có thể đạt được khuếch đại, phối hợp pha tốt giữa hai đường và ổn định nhiệt độ tốt cho hai thông số này. Ngoài ra có thể sử dụng tín hiệu LO công suất thấp hơn điều này đặc biệt hữu ích đối với máy cầm tay. Dao động nội đựơc tao ra theo hai phương pháp chính. Phương pháp thứ nhất là nhân tần sau đó chia tần, trong đó trước hết bộ dao động tạo ra tần số gấp hai lần LO sau đó chia hai tần số này. Phương pháp thứ hai là sử dụng bộ lọc dịch pha 900 băng rộng (bộ lọc đa pha: Polyphase). Phương pháp này có ưu điểm là xử lý tuyến tính, vì thế hài bậc hai cuả LO thấp hơn nhiều. Mất cân bằng pha và biên kênh I/Q Cũng như ở máy thu, các kênh I và Q có thể không phối hợp với nhau về biên và pha. Trong trường hợp các thành phần tĩnh, có thể bù trừ sai lỗi này bằng cách làm méo trước các tín hiệu I và Q như trên hình 3.2.

111

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

KI1

I

I’

KI2

Các tín hiệu đầu ra vuông góc được bù trừ KQ2

Q

Q’

KQ1

Q

Q

Q’

I

I I’

Các tín hiệu đầu vào

Các tín hiệu đầu ra

Hinhg 3.2. Bù trừ lỗi mất cân băng biên/pha của các kênh I và Q. Có thể tự động hóa quá trình bù trừ bằng mạch phản hồi tạo ra tín hiệu lỗi chỉnh sưả mất phối hợp như trêb hình 3,3.

112

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC Bộ lọc thông thấp

DSP

Bộ dao động nội trên kênh

0o in 900

DAC kênh Q DAC Bộ lọc thông thấp Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng

0o NCO

in 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh IF số (vài chục MHz)

NCO: Numerically Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển số

Hình 3.3. Tự động hóa quá trình bù trừ lỗi vuông góc ADC trên vòng phản hồi trên hình 3.3 phải có khả năng lấy mẫu đủ nhanh cho đầu vào IF. Tốc độ lấy mẫu íy nhất phải gấp đôi tốc độ lấy mẫu cảu các bộ I/Q FAC và thường cao hơn tốc độ này một chút. Triệt tần số ảnh Triệt tần số ảnh là khâu xung yếu nhất trong một hệ thống đa sóng mang, vì phân bố sóng mang có thể không đối xứng xung quanh tần số trung tâm băng. Hình 3.4 cho thấy một thí dụ về hệ thống WCDMA bốn sóng mang.

113

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Biên độ Kênh

Kênh

1

2

Ảnh 4

Kênh 4 Rò dao động nội (LO) không mong muốn

Ảnh 2

Tâm của băng tần được ấn định

Ảnh Ảnh 1

Tần số

Băng thông được ấn định

Hình 3.4. Các sản phẩm ảnh không mong muốn cho trường hợp băng thông ấn định có bốn sóng mang được phân bố không đối xứng. Trong trường hợp trên ảnh xuất hiện trong kênh không bị chiếm sẽ gây nhiễu như một kênh lân cận. Triệt rò kênh LO Có ba kiểu rò sóng mang: 1. Cách ly giữa các cửa LO và RF không hoàn hảo 2. DC không mong muốn được tạo ra trong bộ trộn xuất hiện trên cửa IF và gây ra rò LO đến cửa RF. DC không mong muốn được tạo ra do tự trộn phi tuyến của IF hay các tín hiệu LO. Tự trộn sẽ dẫn đến các hài và thành phần băng gốc bao gồm DC. Thành phần DC xuất hiện trong phần IF của bộ trộn dẫn đến rò LO không mong muốn 3. Dịch DC xuất hiện tại đầu vào bộ trộn. Được tạo ra do mạch vào IF của vi mạch biến đổi nâng tần vuông góc (các dịch DC từ bộ khuếch đại đầu vào) hay do các dịch DC tại đầu ra của các DAC I/Q hay các bộ lọc nối đến các đầu vào IF. Ảnh hưởng của ba nguồn rò sóng mang là như nhau vì thế có thể sử dụng một phương pháp duy nhất để loại bỏ chúng. Vì rò DC từ các bộ DAC vào các đầu vào IF của bộ trộn có thể tạo ra rò LO, nên có thể loại bỏ rò bằng cách tiêm vào một lượng (và dấu) phù hợp DC để lọai bỏ nó. Điều này sẽ loại bỏ tất cả các nguồn rò 114

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

vì có thể xem chúng là tổng vectơ và DC tiêm vào được thiết kế để loại bỏ tổng này. Kiến trúc phần cứng cần thiết để đạt đựơc điều này cũng giống như phần cứng yêu cầu để lọai bỏ lỗi khuếch đại và pha (hình 3.3). Vì rò LO là lỗi của đường đi thẳng của hệ thống phản hồi (bộ giải điều chế của hệ thống phản hồi được thực hiện bằng số), nên có thể loại bỏ nó bằng cách tiêm vào các bộ trộn từ các DAC của tuyến đi thẳng. Nếu không chấp thuận được tổn thất dải động từ các DAC này, có thể sử dụng các ADC hiệu năng thấp riêng biệt như trên hình 3.5 DAC kênh I Bộ lọc tần thấp thông thấp DAC DAC kênh I

Bộ lọc thông thấp

DAC

DSP

Bộ dao động nội trong kênh DAC kênh Q

in

0o 900

Bộ lọc thông thấp

Bộ khuếch đại công suất RF

Đầu ra RF

DAC DAC kênh Q tần thấp

Bộ lọc thông thấp

DAC

Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng

NCO

in

0o 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh IF số (vài chục MHz)

NCO: Numerically Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển số

Hình 3.5. Sử dụng các DAC riêng biệt để triệt rò LO Sàn tạp âm của DAC và của bộ biến đổi nâng tần ngoài kênh/băng Rất nhiều đặc tả kỹ thuật đưa ra các yêu cầu về phát xạ ngoài băng kênh và phát xạ ngoài băng. Trong rất nhiều hệ thống, các phát xạ gần với sóng mang chủ

115

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

yếu là do méo trong bộ khuếch đại công suất phát; tuy nhiên tình trạng này thay đổi tại các tần số cách xa sóng mang (nhiều chục MHz). Điều này được minh họa trên hình 3.6. Biên độ

Kênh

Chủ yếu tạp âm của DAC và bộ biến đổi nâng tần

Chủ yếu tạp âm IMD

Chủ yếu tạp âm IMD

Chủ yếu tạp âm của DAC và bộ biến đổi nâng tần Tần số

Hình 3.6. Các đóng góp của tạp âm và IMD vào phát xạ ngoài băng. Tại các tần số cách xa sóng mang mong muốn, tạp âm từ DAC và bộ biến đổi nâng tần trở thành chủ yếu và điều này dẫn đến phổ tạp âm khá phẳng (không giống như IMD). Tình trạng trên hình 3.6 là minh họa cho trường hợp sóng mang đơn băng rộng có đường bao thay đổi (WCDMA chẳng hạn) hay một số sóng mang đặt gần nhau (băng hẹp hoặc băng rộng). Thông thường các bộ biến đổi nâng tần thụ động rời rạc (xây dựng dựa trên bộ trộn xuyến diôt) có hiệu năng tạp âm tốt hơn so với trường hợp mạch tích hợp. Ngoài ra các thông số như cân bằng khuếch đai và pha kém, tổn hao chèn đều cần phải xem xét khi thiết kế. Tap âm pha LO Bộ dao động thực tế có phổ xòe hai phía xung quanh tần số trung tâm do tạp âm pha (hình 3.7)

116

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng b) Phổ của nội dao động nội thực tế

a) Phổ của nội dao động nội lý tưởng

fL0

f

fL0

f

Hình 3.7. Tập âm pha của bộ dao động nội (LO) Lượng tạp âm pha xuất hiện tại LO biến đổi nâng tần cũng có tầm quan trọng trong việc đạt được hiệu năng kênh lân cận tốt và hiệu năng EVM (Error Vector Magtitude: biên độ vectơ lỗi) tốt. Có hai giải pháp chính cho vấn đề này: 1. Cải thiện che chắn đầu ra máy phát đối với VCO và các đường nguồn. 2. Thực hiện LO trên kênh bằng cách trộn hai LO khác nhau. Các này đảm bảo rằng hoặc không VCO nào xuất hiện trên kênh và nhờ vậy giảm đáng kể khả năng nhiễu từ tín hiệu đầu ra máy phát Hiệu năng EVM Chất lượng của tín hiệu vô tuyến được phát phải thực hiện một số yêu cầu nhất định. Thông số chính được sử dụng để đo chất lượng này là EVM (Error Vector Magnitude: Biên độ vectơ lỗi). EVM là số đo méo do các không hoàn thiện của phần vô tuyến gây ra trong thực hiện thực tế. Nó được định nghĩa là biên độ hiệu số giữa tín hiệu tham chuẩn (tín hiệu được định nghĩa bởi các phương trình đặc tả lớp vật lý) và tín thiệu thực tế đựơc phát (được chuẩn hóa theo biên độ của tín hiệu dự kiến). Biểu diễn hình học được thể hiện trên hình 3.8. EVM thiết lập SNR cho phép cực đại của đường truyền vô tuyến khi không có tạp âm, nhiễu, tổn hao đường truyền và các dạng méo khác do kênh vô tuyến gây ra. Vì thế nó được sử dụng để xác định bậc điều chế và tỷ lệ mã hữu dụng cực đại.

117

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Vectơ lỗi Phát dự kiến

Phát thực tế

Hình 3.8. Trình bày hình học khái niệm EVM Hiệu năng EVM của máy phát được xác định bởi một số yếu tố: 1. Rò LO 2. Triệt ảnh và lỗi I.Q 3. Tạp âm pha 3.4.2. Biến đổi nâng tần với nội suy Sơ đồ biến đổi nâng tần bằng nội suy được cho trên hình 3.9. DAC kênh I DAC n DSP

Các bộ lọc nội suy số

Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội

in

0o 900

Đầu ra RF

DAC kênh Q n

DAC Bộ lọc thông thấp

Hình 3.9. Biến đổi nâng tần trong máy phát tuyến tính sử dụng bộ biến đổi nâng tần tuyến tính và lọc số nội suy Nội suy đảm bảo rằng các sản phẩm xuyên băng do các DAC tạo ra được phân cách đủ xa khỏi kênh mong muốn và các sản phầm này được suy giảm đến mức chấp nhận được đối với bộ lọc chống xuyên băng thông thấp tương tự. Kỹ thuật nội suy hoạt động trên nguyên tắc tăng tốc độ lấy mẫu hiệu dụng đối với dạng sóng đầu vào bằng cách tổng hợp các mẫu bổ sung vào giữa các mẫu gốc. Các mẫu mới này được xây dựng dựa trên giá trị trung bình được đánh trọng 118

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

số của các mẫu gốc. Khi này DAC cần hoạt động tại tốc độ lấy mẫu mới này (thường là 4 hay 8 lần tốc độ lấy mẫu gốc). Điều này đặt ra yêu cầu cao hơn đối với DAC, nhưng nó cho phép khối lượng xử lý tín hiệu lớn (mọi thứ trước khi xử lý nội suy) hoạt động tại tốc độ lấy mẫu thấp nhất có thể. Hình 3.10 minh họa quá trình này trong miền thời gian đối với một tín hiệu hàm sin tại tốc độ lấy mẫu là 5 mẫu trên một chu kỳ (hình 3.10a) nghĩa là nằm trong giới hạn Nyquist và tốc độ quá tần bằng 4 (hình 3.10b). Ta có thể thấy rằng mỗi mẫu gốc được thay thế bằng 4 mẫu mới, vì thế thời gian lấy mẫu giảm bằng một phần bốn thời gian lấy mẫu của quá trình lấy mẫu gốc. Hiệu ứng của điều này lên DAC có thể thấy trên hình 3.10c,d đối với tốc độ gốc và tốc độ qúa tần. Rõ ràng rằng trên hình 3.10d, bản sao hình sin dễ nhận biết hơn nhiều và vì thế phổ đầu ra sẽ ‘sạch hơn’ (b)

(a)

1/fclock

Bốn mẫu thay cho một mẫu gốc

1/4fclock Thời gian

Thời gian

(c)

(d)

1/fclock

1/4fclock

Thời gian Thời gian

Hình 3.10. Minh họa hiệu ứng đầu ra của nội suy đối với hàm sin: (a) 5 mẫu trên một chu kỳ; (b) 20 mẫu trên một chu kỳ, (c) đầu ra DAC từ (a) chưa lọc; (d) đầu ra từ (d) chưa lọc Hình 3.11 minh họa hiệu ứng của các quá trình khác nhau trên hình 3.10 trong miền tần số. Trên hình 3.11a có thể thấy toàn bộ phổ đầu ra DAC chưa được nội suy (đến miền Nyquist thứ tư). Bộ lọc chông xuyên băng yêu cầu trong trường hợp này phải có độ dốc phù hợp gần sản phẩm ảnh (quy định này khá chặt). Nếu

119

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

nội suy được áp dụng, tình trạng này sẽ được cải thiện như thấy trên hình 3.11b; bây giờ bộ lọc có thể giảm đáng kể các ảnh xuất hiện trong các vùng Nyquist thứ nhất, thứ hai và thứ ba. Giả sử phân cách tần số giữa sản phầm này và thành phần cơ bản mong muốn là lớn, có thể dễ ràng thiết kế bộ lọc chống xuyên băng để lọai bỏ nó. (b)

(a) Cơ bản

Cơ bản

Ảnh thứ nhất

Đáp ứng bộ lọc nội suy số

Biên độ

Biên độ

Suy giảm ảnh thứ nhất

fclock

2fclock

3fclock

Tần số

fclock

4fclock

2fclock

3fclock

Tần số 4fclock

(d) Cơ bản

(c) Cơ bản Đáp ứng tần số DAC

Biên độ

Biên độ

Đáp ứng tần số DAC

fclock

2fclock

3fclock

Tần số 4fclock

fclock

2fclock

3fclock

Tần số 4fclock

Hình 3.11. Minh họa ảnh hưởng của nội suy tín hiệu đầu vào hàm sin trong miên tần số: phổ đầu ra được lấy mẫu trước nội suy (a), sau nội suy (b); đầu ra DAC (c) từ (a) và (d) từ (b); (đáp ứng sinx/x). Cấu trúc bên trong của một DAC nội suy được cho trên hình 3.12. Số liệu đầu vào được đưa đến một chốt có nhiệm vụ giữ số liệu cho quá trình nội suy và bộ lọc. Xử lý nội suy được thực hiện theo đồng hồ có tốc độ bằng bội số của tốc độ số liệu đầu vào( bốn lần theo thí dụ trên) và đây cũng là tốc độ đồng hồ của chính DAC.

120

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

DAC nội suy

Đầu vào số liệu

Bộ lọc nội suy số

Chốt số liệu vào

DAC

n

Đầu ra tương tự

4fclock

fclock xN

Bộ nhân tần

fclock

Hình 3.12. Cấu trúc của một DAC nội suy Các DAC nội suy thường đắt tiên hơn các DAC không nội suy vì thế sử dụng DAC không nội suy và thực hiện bộ lọc nội suy trên thiết bị DSP (nếu không gian cho phép) sẽ rẻ hơn. 3.4.3. Biến đổi nâng tần băng thông có nội suy Sơ đồ biến đổi nâng tần băng thông có nội suy được cho trên hình 3.13 cũng giống như sơ đồ được xét ở trên chỉ khác là bộ lọc nội suy chọn một trong số các ảnh cao nhất. Vì thế có thể xem nó như là biến đổi hạ tần xuyên băng khi sử dụng ADC. Kiến trúc trên có ưu điểm là rò dao động nội không còn là một bộ phận của phổ đầu ra mong muốn và vì thế có thể loại bỏ nó dễ ràng hơn (sử dụng bộ lọc thông cao tương tự). Tuy nhiên yêu cầu hiệu năng DAC cao hơn và đáp ứng sinx/x có thể gây ra độ nghiêng biên độ không thể chấp nhận trên băng thông quan tâm.

121

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC n DSP

Các bộ lọc nội suy số băng thông

Bộ lọc thông thấp in

Bộ dao động nội

0o 900

Đầu ra RF

DAC kênh Q n

DAC Bộ lọc thông thấp

Hình 3.13. Biến đổi nâng tần vuông góc tương tự sử dụng lọc nội suy băng thông 3.4.4. Biến đổi IF số Hiện nay có thể sử dụng các DAC hiện đại để nhân được đầu ra tại một tần số IF khả dụng (nhiều chục MHz). Vì thế có thể xử lý biến đổi nâng tần vuông góc trong miền số và loại bỏ ảnh cũng như triệt rò LO hoàn hảo. Kiến trúc để thực hiện biến đổi nâng tần trong trường hợp này đựơc cho trên hình 3.14.

Bộ lọc băng thông

n DSP

Các bộ lọc nội suy số băng thông

NCO

0o in 900

DAC DAC đầu Bộ lọc băng thông ra IF

Đầu ra RF Bộ khuếch đại RF

n Bộ biến đổi vuông góc số

Bộ dao động nội

Hình 3.14. Kiến trúc máy phát sử dụng đầu ra IF số Các đầu ra của các xử lý nội suy bây giờ được cấp cho một bộ biến đổi nâng tần vuông góc sử dụng NCO (Numerically Controlled Oscillatorr: bộ dao động điều khiển bằng số) làm tín hiệu dao động nội. Đầu ra của bộ biến đổi nâng tần số được cấp cho một bộ DAC đầu ra IF và nếu DAC này được lấy mẫu quá tần thì tốc độ lấy mẫu có thể lên đến vài trăm MHz. Đầu ra của DAC này chứa băng mong muốn cộng với các hài và các sản phẩm xuyên băng. Các thành phần gây nhiễu này được lọc bởi bộ lọc băng thông (bộ lọc SAW). Sau đó IF đựơc chuyển vào RF bằng biến đổi nâng tần.

122

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.4.5. Biến đổi nâng tần đa sóng mang Hình 3.15 cho thấy kiến trúc biến đổi nâng tần đa song mang đựơc xây dượng trên cơ sở mở rộng kiến trúc máy phát trung tần số nói trên. Trong trường hợp này các sóng mang (ba sóng mang) được biến đổi nâng tần riêng rẽ bởi một NCO riêng. Sau đó chúng cộng số với nhau trước khi đến biến đổi số vào tương tự. Do tín hiệu đa song mang nên tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu tăng nếu không có các biện pháp chống hiệu ứng này (xén bằng bộ tiền lọc hay hậu lọc, chỉnh pha sóng mang và giảm thừa số nhấp nhô). DAC phải có dải động đủ để để giải quyết vấn đề này và vì thế trong cấu trúc này hiệu năng DAC là yêu cầu quan trọng nhất.

DSP

Tạo dạng xung

n NCO Các bộ lọc nội suy số

0o in 0 90

n Bộ biến đổi vuông góc số

DSP

Tạo dạng xung

Bộ lọc băng thông

n Các bộ lọc nội suy số

NCO

o

0 in 0 90

DAC DAC Bộ lọc băng đầu ra IF thông

n Bộ biến đổi vuông góc số

DSP

Tạo dạng xung

Bộ khuếch đại RF

Bộ dao động nội

n NCO Các bộ lọc nội suy số

0o in 0 90

n Bộ biến đổi vuông góc số

Hình 3.15 Kiến trúc máy phát đa sóng mang sử dụng đầu ra trung tần số (ba sóng mang). 3.4.6. Biến đổi nâng tần Weaver Ưu điểm của phương pháp Weaver là kênh ảnh rơi vào băng của kênh mong muốn vì thế giảm đáng kể yêu cầu triệt ảnh. Bộ tạo SSB của phương pháp Weaver được cho trên hình 3.16. Đây là một kiến trúc biến đổi trực tiếp được đặt

123

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trước biến đổi nâng tần vào RF tương tự thông thường. Ưu điểm chính của kỹ thuật này là khi sử dụng SDR nó cho phép nhiều khía cạnh của hệ thống được thực hiện trong DSP nhất là các khía cạnh khó thực hiện trong phần cứng tương tự (chảng hạn tạo ra các thành phần vuông góc SI và SQ. SI1

SI3

SI2

cos(w0t)

cos(wCt)

Sin

Sout 900

900

-sin(wCt)

-sin(w0t) SQ2

SQ1

SQ3

Hình 3.16. Bộ tạo sóng SSB phương pháp Weaver Gỉa sử tín hiệu đầu vào có băng thông B, tần số trung tâm f 0, biên tần dưới fL như trên hình 3.17a. Ta có thê biểu diễn tíh hiệu vào ở dạng tổng các hàm sin như sau: N

S in (t)   E n cos  wn t  n 

(3.1)

n 1

b) Phổ tín hiệu tại đầu ra của bộ điều chế cân bằng đầu tiên

a) Phổ tín hiệu băng gốc đầu vào Biên độ Biên độ

B 2f0-B fL

fo

fL+B

Tần số 0

B/2

fo

2f0-B/2

2fo

2f0+B/2 Tần số

Hình 3.17. (a) Các dạng phổ của tín hiệu băng gốc đầu vào và (b) tín hiệu đầu ra của bộ điều chế cân bằng thứ nhất.

124

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tín hiệu băng gốc đầu vào được trộn với dao động nội làm việc tại một nửa băng thông điều chế yêu cầu (f0). Sau trộn ta đựơc hai tín hiệu kênh I và Q như sau:

S I1 

1 N 1 N   E cos w  w t       n  n 0  En cos  wn  w0  t  n  (3.2) n 2 n 1 2 n 1

S Q1 

1 N 1 N   E sin w  w t       n  n 0  Ensin  wn  w0  t  n  (3.3) n 2 n 1 2 n 1

Phổ của tín hiệu nhận được được cho trên hình 3.17b. Từ hình này ta thấy khoảng cách giữa đỉnh phổ của băng gốc yêu cầu và đáy của băng sản phầm trộn cách xa nhau. Sau lọc ta được: 1 N  E n cos  wn  w0  t  n  2 n 1 1 N   E n sin  wn  w0  t  n  2 n 1

S I2 

(3.4)

S Q2

(3.5)

Sau đó mỗi đường I và Q được biến đổi nâng lên tần số kênh cuối cùng bởi một bộ dao động nội vuông góc hoạt động tại tâm của kênh (có thể là tần số mang của kênh mong nuốn). Tín hiệu RF đầu ra khi này có dạng: S I3 

1 N  E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1

1 N   E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1

(3.6)

Và S Q3 

1 N  E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1 1 N   E n cos  wc  wn  w0  t  n  2 n 1

(3.7)

Sau đó hai tín hiệu được cộng với nhau để tạo ra một kênh SSB trong đó ảnh của quá trình biến đổi nâng tần cuối cùng xuất hiện trong băng và bị loại trừ nhờ sự tạo dao động vuông góc chính xác. Tín hiệu đầu ra được biển diến như sau: Sout=SI3+SQ3

125

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

N

S out   E n cos  wc  wn  w0  t  n 

(3.8)

n 1

3.4.7. Máy phát tuyến tính sử dụng RF DAC Hiện nay các RF DAC đang được nghiên cứu trong đó các bộ biến đổi thông thường tốc độ cao độ phân giải thấp đã xuất hiện trong các ứn dụng biến đổi trực tiếp đến sóng mang (RF). Phần này sẽ xét một số giải pháp hứa hẹn đối với các DAC tốc độ cao thông thường cho các ứng dụng RF. 3.4.7.1. Nhược điểm của các DAC hiện nay Hiệu năng của các DAC hiện nay phụ bị giới hạn bởi méo xẩy ra do quá độ của chuyển mạch số liệu (hình 3.18). và các méo này ảnh hưởng lên hiệu năng miền tần số của thiết bị. Ba nguyên nhân méo chính là: 1. Nhiễu giữa các ký hiệu (ISI) 2. Đồng bộ định thời không hoàn hảo 3. Jitter đồng hồ Có thể giải quyết ISI bằng các sử dụng RZ DAC (Return-to-Zero DAC: DAC trở về không). Kiểu DAC này cho phép loại bỏ bộ nhớ từng mẫu của bộ biến đổi, vì thế đảm bảo rằng các quá độ của chuyển mạch số liệu càng gần hơn với luồng số đàu vào. Tuy nhiên đòi hỏi DAC tạo ra các bước lớn hơn đối với cùng một năng lượng đầu ra và vì thế tăng độ nhạy cảm với jitter đồng hồ. Biên độ

Biên độ Đầu vào số

t

DAC

Thời gian

Đầu ra tương tự

A

t

t+1/fs

Hình 3.18. Đáp ứng xung kim của một DAC thông thường: méo tại biên chuyển mạch 3.4.7.2. Cấu trúc và hoạt động của một RF DAC Hình 3.19 cho thấy cấu trúc và hoạt động cơ sở của một RF DAC được xây dựng trên cơ sở sử dụng nhiều chu kỳ dao động hay nhiều xung trong từng mã đầu ra của DAC.

126

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Biên độ

Biên độ Đầu vào số

DAC

Đầu ra tương tự

A

RF DAC Thời gian

t

t

t+1/fs

Thời gian

Hình 3.19. Cấu trúc và hoạt động của một RF DAC. Các ưu việt chủ yếu của RF DAC so với phương pháp DAC thông thường cộng bộ trộn là: 1. Các DAC không trở về không sử dụng trong kiến trúc DAC thông thường cộng bộ trộn dễ bị ISI và jitter. 2. Kiến trúc thông thường cũng dễ bị tạp âm pha tại bộ dao động nội biến đổi nâng tần. 3. RF DA cho phép tiết kiệm nguồn, giảm độ phức tạp phần cứng và cải thiện quỹ tạp âm vì nó không cần bộ dao động nội, bộ trộn và các phần tử lọc lẫn biến đổi dòng điện vào điện áp. Nhược điểm chủ yếu của DAC này là cần chuyển mạch đồng bộ dạng sóng của xung vì thế cần vòng khóa pha. 3.4.7.3. Kiến trúc máy phát sử dụng RF DAC Hình 3.20 cho thấy kiến trúc máy phát sử dụng RF DAC. Biến đổi nâng tần được thực hiện để tạo ra tín hiệu đầu ra thực (để tránh cần hai RF DAC) với tín hiệu được cung cấp tại IF số thấp tần.

DSP

NCO

Bộ lọc băng thông 0o in 900

DAC DAC đầu ra RF

Đầu ra RF Bộ khuếch đại RF

Bộ biến đổi vuông góc số

Hình 3.20. Kiến trúc máy phát tuyến tính sử dụng RF DAC Nếu cần giảm thiểu tốc độ lấy mẫu của DAC, có thể sử dụng kiến trúc RF DAC kép trên hình 3.21. Trong trường hợp này các RF DAC được tích hợp với

127

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

quá trình xử lý biến đổi nâng tần vuông góc và vì thế hoạt động cùng với các tín hiệu đầu vào băng gốc số.

DAC

DSP

NCO

0o in 900

Bộ lọc băng thông

DAC đầu ra RF

Đầu ra RF Bộ khuếch đại RF DAC

Bộ biến đổi nâng tần vuông góc số

DAC đầu ra RF

Hình 3.21. Máy phát tuyến tính sử dụng hai RF DAC 3.5. CÁC KIẾN TRÚC BIẾN ĐỔI NÂNG TẦN ĐƯỜNG BAO KHÔNG ĐỔI Trong các phần trước ta đã xét các kiến trúc biến đổi nâng tần thích hợp cho mọi khuôn dạng điều chế. Trong phần này ta sẽ xét các kiến trúc biến đổi nâng tần chỉ phù hợp cho các máy được điều pha hoặc điều tần với tín hiệu có đường bao không đổi. 3.5.1. Máy phát được điều chế bởi tham chuẩn dựa trên vòng khóa pha Cấu trúc của máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đựơc xây dựng trên cơ sở vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) được cho trên hình 3.22. Tần số tham chuẩn

VCO Tách sóng pha/tần

Đầu vào điều chế

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp Bộ chia ¸N

Số liệu phát/các tùy chọn đầu vào điều chế

Đầu vào dither

VCO: Voltage Controlled Oscillator: Bộ dao động điều khiển bằng điện áp

Hình 3.22. Cấu trúc của máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đựơc xây dựng trên cơ sở vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) 128

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nguyên tắc hoạt động ở sơ đồ trên hình 3.22 như sau. Tín hiệu số liệu phát đựơc đưa lên điều chế pha/tần đối với bộ dao động có tần số tham chuẩn tại trung tần. Tín hiệu đầu ra VCO (Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp) tần số RF đựơc chia tần N lần (biến đổi hạ tần) xuống tần số trung tần tham chuẩn và đựơc so pha với tín hiệu được điều chế pha/tần. Điện áp sai pha được đưa lên nạp bộ bơm (Charge Pump) để điều chế pha/tần cho VCO. Điều chế thực hiện với bộ dao động tham chuẩn hoặc bằng cách dither (điều chế tỷ số chia N) bộ chia. Điều chế có thể thực hiện trực tiếp với bộ VCO (hình 3.23). Số liệu phát Tần số tham chuẩn Tách sóng pha/tần

Nạp bơm

VCO

RF PA

Lọc thông thấp Bộ chia ¸N

Đầu vào dither VCO: Voltage Controlled Oscillator: Bộ dao động điều khiển bằng điện áp

Hình 3.23. Máy phát với VCO dựa trên PLL và được điều chế trực tiếp. Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.23 như sau. Trước hết khóa đựơc đóng để khóa pha/tần cho VCO bằng tần số chuẩn. Sau đó khóa mở để điều chế VCO bằng số liệu phát. Nhượ điẻm của sơ đồ này là trong thời gian điều chế VCO không được khóa pha. 3.5.2. Máy phát được điều chế bởi tham chuẩn đầu vào dựa trên vòng khóa pha Kiến trúc này được cho trên hình 3.24. Tham chuẩn cho vòng khóa pha (PLL: Phase Locked Loop) được tạo ra bằng cách biến đổi nâng tần các tín hiệu số liệu I/Q.

129

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I DAC

DSP

in

VCO

0o

Tách sóng pha/tần

900

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp

DAC kênh Q

Bộ trộn

DAC

Lọc thông thấp

Bộ dao động nội thứ nhất

Bộ dao động nội thứ hai

Hình 3.24. Máy phát được điều chế bằng tham chuẩn đàu vào dựa trên PLL, Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.24 như sau. Các kênh I và Q sau các DAC được biến đổi nâng tần vào IF bởi dao động chuẩn từ bộ VCO thứ nhất. Mặt khác tín hiệu từ VCO được biến đổi hạ tần và trung tần bằng bộ trộn làm việc tại tần số của bộ dao động nội thứ hai và được đưa lên so pha với tín hiệu tham chuẩn của bộ dao động nội được điều chế. Điện áp sai pha được nạp cho bơm để điều khiển pha của VCO. 3.5.3. Sử dụng bộ tổng hợp số trực tiếp để điều chế máy phát dựa trên PLL Kiến trúc này đựơc cho trên hình 3.25. LUT hàm sin (lưu trong ROM) Đầu vào số liệu phát

VCO DAC

Tách sóng pha/tần

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp

Số liệu tần số kênh yêu cầu

Tham chuẩn PLL

Bộ chia ¸N

LUT: Lookup Table: bảng tra cứu

Hình 3.25. Máy phát dựa trên PLL với đầu vào tham chuẩn được tạo ra bởi tín hiệu số trực tiếp. Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.25 cũng giống như sơ đồ 3.22. Tuy nhiên trong trường hợp này tín hiệu tham chuẩn được tạo ra bằng cách tra cứu bảng hàm sin. 3.5.4. Máy phát dựa trên PLL sử dụng tổng hợp một phần N được điều chế Máy phát trong trường hợp này được cho trên hình 2.26.

130

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

VCO Tách sóng pha/tần Tần số tham chuẩn

RF PA

Nạp bơm Lọc thông thấp Bộ chia ¸N/ N+1

Đầu vào số liệu phát

Bộ điều chế D Bộ lọc số liệu phát

Sô liệu tần số kênh yêu cầu 5 Hình 3.26. Máy phát dựa trên PLL sử dụng tổng hợp một phần N được điều chế

Trong máy phát này tỷ lệ chia được điều chế bởi số liệu cần phát để được điều tần. Tần số đầu ra của bộ tổng hợp PLL được xác định như sau: Fout= NFref

(3.9)

Nếu tỷ lệ chia là N được điều chế thì (3.9) trở thành: Fout=N{D(t)}Fref

(3.10)

Trong đó D(t) là số liệu điều chế (sau lọc). Vì thế tần số được điều chế bởi dạng sóng số liệu. Hoạt động của máy phát như sau. Trước hết số liệu phát đựơc lọc bởi bộ lọc số FIR Gauss. Sau đó được cộng với tỷ số chia để chọn kênh (giá trị dịch tần sóng mang). Tín hiệu tổng tạo nên đầu vào của bộ điều chế delt-sigma, đầu ra của nó sẽ điều chế tỷ số chia của PLL. Sự thay đổi của tỷ số chia sẽ điều chế sóng mang để được tín hiệu đièu chế đầu ra mong muốn. Sử dụng bộ điều chế delta-sigma cho phép tạp âm lượng tử (sinh ra trong quá trình đièu chê) dịch chuyển đến dải tân cao hơn nhiều so với phổ số liệu băng gốc. Vì thế có thể lọc tạp âm này băng lọc thông thấp của PLL. Kiến trúc này có ưu điểm là cho phép phát tốc độ số liệu cao hơn mà không cần tần số tham chuẩn thấp. Sử dụng bộ điều chế delta-sigm và không đòi hỏi bộ

131

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trộn khiến kiến trúc này vừa đơn giản lại và có thể thực hiện được trong một thiết bị tích hợp công suất thấp. Nhược điểm duy nhất của kiến trúc này là yêu cầu băng thông PLL phải lớn hơn băng thông điều chế. 3.6. CÁC KỸ THUẬT VUÔNG GÓC BĂNG RỘNG Mạng vuông góc băng rộng đóng vai trò quan trọng trong nhiều lĩnh vực trong các hệ thống SDR. Dưới đây là các ứng dụng của các mạng vuông góc trong hệ thống SDR : 1. Biến đổi nâng tần vuông góc. 2. Biến đổi hạ tần vuông góc 3. Bộ trộn loại trừ tần số ảnh Tồn tại rất nhiều phương pháp băng hẹp để tạo ra các tín hiệu vuông góc. Mặc dù hiệu năng của chúng phù hợp cho các ứng dụng đơn băng, nhưng không thể sử dụng chúng trong các hệ thống SDR đa băng, đa mode. Phần này sẽ xét các giải pháp vuông góc cho cả CW (Continiuos Wave : sóng liên tuc) như dao động nội và cho các tín hiệu băng rộng tuyến tính (nhiều sóng mang được điều chế). 3.6.1. Bộ lọc tích cực toàn thông Hình 3.27 cho thấy một bộ lọc tích cực toàn thông với trễ pha như sau : (w)= -2tan-1(wRC) Vì thế tạo ra dịch pha 900 tại :

(3.11)

w=1/RC Với đáp ứng biên độ băng rộng có khuếch đại bằng một.

(3.12)

R1 R1 ra

Vào R C

Bộ khuếch đại thuật toán

Hình 3.27. Mạch trễ pha toàn thông 132

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Sơ đồ này có ưu điểm : đơn giản, đap ứng khuếch đại phẳng băng rộng và khả điều chình bằng các thay đổi RC. Tuy nhiên nó có nhược điểm là : băng thông trễ pha 900 không đủ rộng cho nhiều ứng dụng SDB, khó sử dụng cho RF tần số cao do hạn chế băng thông hệ số khuếch đại của bộ khuếch đại thuật toán. 3.6.2. Sử dụng các bộ lọc thông cao và thông thấp Có thể sử dụng cá thuộc tính cuả các bộ lọc thông cao và thông thấp để tạo các tín hiệu vuông góc băng rộng. Hình 3.28 cho thấy cách kết hợp hai bộ lọc thông cao và thông thấp RC. C Ra 1 (+450) R

Vào

Ra 2 (-450)

R C

Hình 3.28. Bộ tách 900 Để giải thích kiến trúc này ta xét các đặc tính lọc thông cao và thông thấp trên hình 3.28. Hàm truyển đạt bộ lọc thông cao RC (nhánh trên của hỉnh 3.28) như sau :

H(w) 

R 1 R jwC



wR C 1  (wR C)

2



exp 900  jtan 1 (wR C

 (3.13)

 H(w) exp(j(w)) Hàm truyền đạt cho bộ lọc thông thấp RC (nhánh dưới của hình 3.28) như sau :

133

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

H(w) 

1 / (jwC) 1  exp  jtan 1 (wR C 1 1  (wR C)2 R jwC



 (3.14)

 H(w) exp(j(w)) Hình 3.29 cho thấy các hàm truyền đạt bộ lọc thông cao RC (hình 3.29a) và bộ lọc thông thấp RC (hình 3.29b). a) Đáp ứng lọc thông cao chuẩn hóa đối với bộ lọc RC bậc 1 90

0

80

-3.01 -10

60 50

-20

40 30

-30

20

H(w ,dB

q (w), độ

70

10 0 0,01

0,1

1

10

100

-40 1000

Tần số chuẩn hóa: w/wC, wC = 1/RC b) Đáp ứng lọc thông thấp chuẩn hóa đối với bộ lọc RC bậc 1 0 -3.01

0 -10

q (w), độ

-20

-30 -40

-30

-50

H(w ,dB

-10

-20

-40

-60 -70

-50

-80 -90 0,01

-60 0,1

1

10

100

1000

Tần số chuẩn hóa: w/wC, wC = 1/RC

q (w) H(w

Hình 3.29. Đáp ứng chuẩn hóa cho bộ lọc RC bậc một: (a) thông cao, (b) thông thấp.

134

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Từ các hình vẽ ta thấy các đáp ứng dịch pha của cả hai bộ lọc thông thấp và thông cao đều tạo ra dich pha 450 tại tần số cắt: w=wc=1/RC (3.15) Trong trường hợp thông cao pha nhanh (+450) còn trong trường hợp thông cao pha trễ (-450). Vì thế hiệu số pha giữa hai đầu ra từ hai bộ lọc giống nhau (một thông thấp và một thông cao) sẽ là 900. Có thể làm cho kiến trúc trên hình 3.29 trở nên khả điều chỉnh bằng cách kết hợp với các diôd PIN như trên hình 3.30. 0 – 12V

Rbias C Ra 1 (+450) R

Vào

Rbias/2

R

Ra 2 (-450)

C

Bias: định thiên

Hình 3.30. Bộ tách 900 khả điều chỉnh Sơ đồ 3.30 giải quyết được vấn đề băng thông công tác nhưng không giải quyết được vấn đề băng thông tức thời. Vấn đề chính cuả băng thông tức thời là sự khác nhau của các vectơ biên độ tại một dịch tần cho trước so với tần số trung tâm; một vectơ sẽ bị suy hao lớn hơn 3dB còn vectơ kia bị suy hao ít hơn. Không dễ bù trừ sai lỗi vectơ này. Có thể tự động hóa quá trình điều chỉnh bằng kiến trúc trên hình 3.31. Về cơ bản bộ tách pha này cũng giống như trên nhưng được bổ sung thêm mạch điều khiển đảm bảo tự động điều chỉnh để duy trì vuông góc xung quanh kênh mong muốn ở bất cứ vị trí nào trong băng thông công tác. Bộ tách sóng pha (bộ so pha) quyết định độ chính xác pha của toàn bộ bộ tách pha vuông góc. Độ chính xác vuông góc khi này phụ thuộc vào hiệu năng của bộ tách pha, đặc biệt là mức dịch DC của nó và thay đổi theo tần số và biên độ (lỗi tĩnh có thể dễ dàng loại trừ).

135

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng 12V

Rbias

Ra 1 (-450)

C

Vào

Bộ tách sóng pha

Rbias/2

dt

Ra 2 (+450)

C

Rbias/2

Hình 3.31. Bộ tách 900 tự điều chỉnh 3.6.3. Các mạng toàn thông thụ động băng rộng Kiến trúc của mạng này dựa trên các đoạn toàn thông LC thu động đựơc cho trên hình 3.32. L

C

L

L

C

R

C

R Mạng N

L

L

L

Vs

C

C

C

R

Mạng P

Hình 3.32. Các đoạn lọc toàn thông thụ động sử dụng trong bộ tách 900 băng rộng 136

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Sơ đồ này có ưu điểm là hỗ trợ băng thông tức thời với sai pha theo quy định. Các giá trị L và C trên sơ đồ được xác định như sau: L

2R 2 , C 0 0 R

(3.16)

Trong đó 0 là các giá trị cực được xác định theo bảng 3.1. Bảng 3.1. Các giá trị cực của mạng N và P để thiết kế dịch pha băng rộng Mạng P Mạng N 10 4,43810 1,2951010 16,035109 3,001109 1,399109 0,408109 3.6.4. Mạng nhiều điểm không Cấu hình cơ sở của mạng này được cho trên hình 3.33. Tín hiệu đầu vào đựơc chia công suất với một đầu ra được cấp cho đường dịch pha và đầu kia đựơc cấp cho đường trễ. Đường trễ có nhiệm vụ bù trừ trễ của đường dịch pha để đảm bảo đáp ứng băng rộng. Đường trế cũng chứa các bộ suy giảm khả biến đựơc tạo tành từ các diôt PIN để điều chỉnh khuếch đại của bộ phân tách và vì thế đảm bảo đạt được dung sai khuếch đại cho phép giữa hai đầu ra của bộ tách vuông góc. Đầu ra RF 1 Mạng nhiều điểm không Đầu vào RF

Bộ tách đồng pha

t

Đầu ra RF 2

Đường trễ

Hình 3.33. Bộ tách vuông góc sử dụng kỹ thuật nhiều điểm không Bản thân mạng nhiều điểm không hoạt động trong nhiều băng với các điểm không thẳng đứng giữa các băng (hình 3.34). Trong các băng tồn tại một phần (tại tâm băng) mà tại đó gợn sóng biên và pha khà nhỏ. Trong trường hợp gợn sóng pha đầu ra, gợn sóng có giá trị trong bình +900 hay -900 phụ thuộc vào băng.

137

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trong một băng, vùng có hiệu năng chấp thuận được nằm xung quanh tần số trung tâm và chiếm 70% băng. Băng 2

Băng 1

Băng 3 150

90 -10 30

-20 -30

-30

-40

-90

-50

Hiệu số pha đầu ra [độ]

Hiệu số khuếch đại đầu ra [dB]

0

-160 0

1

2

3

4

5

6

Đơn vị tần số

Hình 3.34. Hiệu năng lý thuyết của bộ tách vuông góc dựa trên mạng nhiều điểm không 3.6.5. Bộ tách pha băng rộng khả điều chỉnh Mạng nhiều điểm không có thể được xây dựng dựa trên các đoạn đường dây dài một phần hai bước sóng hở mạch kết hợp với diốt biến dụng (varicáp) tại đầu hở mạch để có thể điều chỉnh được độ dài điện (hình 3.35). Bộ suy giảm Đầu ra đường dịch pha

Đầu vào

Đường nửa sóng

Bộ chia công suất

Điốt biến dung

t Đường trễ

Đầu ra đường trễ Bộ suy giảm điôt PIN

Hình 3.35. Bộ tách pha vuông góc băng rộng khả điều chỉnh 138

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hoạt động của sơ đồ 3.35 như sau. Tín hiệu vào được tách đôi nhờ bộ chia công suất, một đầu ra đựơc cấp cho đường dịch pha và đầu ra kia được cấp cho đường trễ. Đường trễ chứa một bộ suy giảm khả biến dựa trên điôt PIN để điều chỉnh độ khuếch đại của bộ tách và đảm bảo dung sai khuếch đại giữa hai đầu ra bộ tách. 3.6.6. Các kỹ thuật nhân-chia Có thể sử dụng các kỹ thuật điện tử số để tạo lập một mạng vuông góc đơn giản như trên hình 3.36. +V (logic 1)

T

Q

Clock

Q

Đầu ra 1 (-450)

Flip-flop chốt +V (logic 1)

Đầu vào Bộ hạn biên Bộ bình phương

T

Q

Clock

Q

Đầu ra 2 (+450)

Flip-flop chốt 0

Hình 3.36. Sử dụng kỹ thuật số để tạp lập bộ tách 90 băng rộng Hoạt động của sơ đồ trên hình 3.36 như sau. Tín hiệu đầu vào được chuyển đổi vào sóng vuông nhờ bộ hạn biên hay bộ khuếch đại hạn biên. Sau đó được bình phương bằng một quá trình tạo vuông bình phương thích hợp để được hài bậc hai (cũng có thể đưa qua bộ khuếch đại bão hòa và sau đó là bộ lọc lấy ra hài bậc hai). Như thấy trên hình 3.36, bộ trộn hay bộ nhân với hai đầu vào được nối với nhau. Đầu ra bộ tạo vuông là tín hiệu đồng hồ dạng sóng vuông có tần số gấp đôi tần số của bộ dao động nội đầu vào. Sau đó tín hiệu đồng hồ được nhân đôi tần số này được tách làm hai và được cấp cho hai chốt flip-flop hoạt động ở hai sườn đồng hồ khác nhau. Kết quả là các tín hiệu đầu ra vuông góc (hình 3.37).

139

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đầu ra bộ hạn biên

Đầu ra bộ binh phương

Đầu ra 1

Đầu ra 2

Hình 3.37. Biểu đồ thời gian cho bộ tách 900 số 3.7. CÁC KỸ THUẬT TUYẾN TÍNH HÓA BỘ KHUẾCH ĐẠI 3.7.1. Làm méo trước Làm méo trước là kỹ thuật đơn giản nhất để tuyến tính hóa bộ khuếch đại công suất RF. Kỹ thuật nà bao gồm tạo lạp mộtđặc trưng méo là âm bản của đặc trưng méo của RF PA và nối tầng chung với nhau để chúng bù trừ lẫn nhau. Tất nhiên cũng có thể nối tầng phần tử gây méo sau RF PA và trường hợp này đơực gọi là làm méo sau. Tuy nhiên làm méo sau có nhiều nhược điểm vì thế không đơực sử dụng 3.7.1.1. Làm méo trước tương tự Làm méo trước tương tự thường được thực hiện tai RF hoặc IF vì thự hiện các mạch này tại đây đơn giản hơn. Ưu điểm của làm méo trước RF là có thể tuyến tính hóa toàn bộ băng thông vì thế rất phủ hợp cho các hệ thông đa sóng mang băng rộng. Nguyên lý cơ sở làm méo trước được cho trên hình 3.38. Hàm làm méo trước, (.), tác động lên tín hiệu đầu vào sao cho nó bị méo ngược với méo do RF PA gây ra, F(.). Vì thế tín hiệu đầu ra được khuếch đại nhưng không bị méo so với tín hiệu đầu vào. Hình 3.37 a cho thấy sơ đồ của một bộ khuếch đại RF kết hợp với bộ làm méo trước. Hình 3.37b cho thấy họat động của hệ thống làm méo trước

140

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Sơ đồ của bộ khuếch đại công suất vô tuyến (RF PA) kết hợp với bộ làm méo trước

VI

Bộ làm méo trước (VI)

Vo

RF PA

F()

V0=F[(Vi)] b) Hoạt động của hệ thống làm méo trước

(VI)

V0

F()

Bộ làm méo trước

VI

Bộ khuếch đại



Bộ khuếch đại được tuyến tính hóa

VI

Hình 3.38. a) Sơ đồ của một bộ khuếch đại RF kết hợp với bộ làm méo trước, b) họat động của hệ thống làm méo trước. 3.7.1.2. Các bộ làm méo trước bậc ba Mục đích của bộ làm méo trước bậc ba là loại bỏ méo bậc ba bằng cách bổ sung thêm một thành phần bậc ba được chỉnh pha cho tín hiệu đầu vào RF. Một số dạng cuả bộ làm méo này đựơc cho trên hình 3.39. Cấu hình trên hình 3.39a là bộ làm méo trước vô hướng và quan hệ pha giữa các đường trên và đường dưới được điều chỉnh sao cho tín hiệu đường trên trừ đi tín hiệu đường dưới loại bỏ được méo bậc ba. Hoạt động của sơ đồ này như sau. Tín hiệu đầu vào RF (hay IF) được phân đôi bởi bộ ghép định hướng để tạo nên đường chính và đường thứ cấp. Đường chính chứa một phần tử trễ để bù trừ trễ xảy ra tại đường thứ cấp. Đường thứ cấp chứa một bộ khuếch đại đệm mức thấp, sau đó là mạch điều chỉnh pha và suy hao để đạt được quan hệ cần thiết tại bộ kết hợp. Phần tử méo được tạo bởi phi tuyến bậc ba, tín hiệu cuối cùng được nhớ đệm và được khuếch đại bởi một bộ khuếch đại làm méo trước. Cả hai bộ khuếch đại đều làm việc tại mức thấp vì thế hầu như không gây méo. Pha của đường dưới được điều chỉnh để được hiệu số giữa đường trên và đường dưới tại đầu ra của bộ kết hợp

Trên sơ đồ hình 3.39b, bộ dịch pha đựơc chuyển lên đường trên cùng với đường trễ vì thế cách ly được điều chỉnh pha và điều chỉnh khuếch đại ngoài ra đường trễ ngắn hơn.

141

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

a) Bộ làm méo trước RF/IF bậc ba Bộ ghép định hướng

t

Đầu vào x(t)

Dịch pha khả Bộ suy giảm khả biến biến

Bộ khuếch đại RF

Đầu ra z(t)

Phi tuyến bậc ba

F

( )3 Bộ khuếch đại RF

b) Một dạng khác của làm méo trước RF/IF bậc ba

F

t

Bộ dịch pha

Đường trễ Đầu ra

Đầu vào

( )3 Phi tuyến bậc ba

Bộ suy giảm khả biến

Hình 3.39. Một số dạng làm méo trước RF/IF bậc ba 3.7.2. Sửa méo thuận Các kỹ thuật tuyến tính hóa sửa méo thuận được sử dụng rộng tại trong các ứng dụng trạm gốc từ nhiều năm nay. Mặc dù chúng khá phứctạp và đắt tiến liên quan đến thực hiện phần cứng, chúng có ưu điểm là cho hiệu năng tuyến tính tuyết hảo khi được điều khiển bởi một kỹ thuật điều khiển tự động thích hợp. Dạng đơn giản của một bộ khuếch đại sửa méo thuận được cho trên hình 3.40. Để hiểu đựơc hoạt đông của sơ đồ ta xét phổ của tín hiệu thử nghiệm hai tone (hai tân số) tại các điểm khác nhau trên sơ đồ.

142

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Bộ khuếch đại chính

A1

Đầu vào

t2

VA1 C1

Vt2

Trễ

Đầu ra

Vout

C2

Vsub1

Bộ tách

Bộ khuếch đại lỗi

t1 Trễ

Vsub2

Bộ trừ

Verr

A2

Hình 3.40. Sơ đồ đơn giản của một bộ khuếch đại sửa méo thuận Tín hiệu đầu vào được chia thành hai đường giống nhau. Tín hiệu đường trên được khuếch đại bởi bộ khuếch đại chính và các méo phi tuyến trong bộ khuếch đại này dẫn đến điều chế giao thoa và các méo hài bổ sung vào tín hiệu gốc. Tạp âm của bộ khuếch đại chính cũng cộng vào tín hiệu chính, mặc dù trong nhiều ứng dụng ta có thể bỏ qua nó. Bộ ghép trực tiếp C1 lấy mẫu từ tín hiệu đầu ra của bộ khuếch đại chính và đưa nó đến bộ trừ (cấu sai động 1800), tại đây một phần tín hiệu gốc sau trễ tại đường dưới bị trừ đi. Kết quả trừ cho ta tín hiệu lỗi chứa phần lớn thông tin méo từ bộ khuếch đại chính; lý tưởng không còn năng lượng tín hiệu chính. Sau đó tín hiệu lỗi được khuếch đại tuyến tính đến mức cần thiết để loại bỏ méo trên đường chính và được cấp cho bộ ghép đầu ra. Tín hiệu chính đi qua bộ ghép C1 bị trễ một thời gian gần bằng với thời gian trễ của bộ khuếch đại lỗi và đựơc cấp cho bộ ghép đầu ra có pha ngược với tín hiệu lỗi đã được khuếch đại. Tín hiệu lỗi sau này sẽ đơực sử dụng để hủy méo của đường chính và cho qua phần lớn phiên bản tín hiệu gốc đầu vào đã được khuếch đại. Đối với một hệ thống lý tưởng, với giả thiết bộ trừ và bộ ghép C2 cung cấp đảo tín hiệu cần thiết cho trừ tậi đầu ra, ta có thể rút ra được các phương trình sau. Giả thiết là bộ tách đầu vào là cầu sai động 3dB lý thưởng, ta được đầu ra bộ khuếch đại chính, VA1(t) đối với tín hiệu đầu vào hệ thống, Vin(t), như sau: VA 1 (t) 

GA1 Vin (t)e jwtA 1  Vd (t) 2

(3.17)

Trong đó GA1, tA1 là hệ số khuếch đại và trễ thời gian của bộ khuếch đại chính tại tần số góc w và Vd(t) là méo bổ sung bởi bộ khuếch đại chính. Một tỷ lệ nhất định của tín hiệu này sẽ được đưa đến bộ trừ thông qua bộ ghép C1. Nếu thừa số tỷ lệ này là 1/CC1, thì tín hiệu đạt đến đầu vào của bộ trừ sẽ là: Vsub1 (t) 

GA1 V (t) Vin (t)e  jwtA 1  d 2CC1 CC1

(3.18)

143

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Nếu giả thiết phần tử trễ không gây tổn hao, thì tín hiệu đạt đến đầu vào kia của bộ trừ sẽ là: Vsub2 (t) 

Vin (t)  jwtt1 e 2

(3.19)

Trong đó tt1 là trễ trong phần tử trễ đường dưới. Như vậy đầu ra của bộ trừ (giả sử không tổn hao) sẽ là: Verr(t)= Vsub1(t)-Vsub2(t) =

G A1 V (t) V (t) Vin (t)e jwtA 1  d  in e jwtt1 2CC1 CC1 2

(3.20)

Từ phương trình (3.18) ta thấy rằng để hoàn toàn loại bỏ tín hiệu gốc đầu vào khỏi tín hiệu lỗi, phải đảm bảo các điều kiện sau: tt1 = tA1

(3.21)

CC1=GA1

(3.22)

Và

Khi này tín hiệu lỗi nhận được sẽ là: Verr (t) 

Vd (t) CC1

(3.23)

Tín hiệu đầu ra bộ khuếch đại chính sau khi đi qua phần tử trễ đường trên sẽ là : Vt2 (t) 

GA1 Vin (t)e jw( tA 1 tt 2 )  Vd (t)e  jwtt 2 2

(3.24)

Trong đó tt2 là trễ thời gian trong phần tử trễ đường trên. Giả thiết phần tử trễ này không gây tổn hao. Tín hiệu này tạo ra tín hiệu đường chính cho đầu ra bộ ghép C2. Tín hiệu đường dưới đưa vào cổng ghép của C2, Verr(t), sau khi đựơc khuếch đại bởi bộ khuếch đai lỗi là:

Vsub2 (t) 

GA2 Vd (t)e jwtA 2 CC1

(3.25)

Trong đó GA2, tA2 là hệ số khuếch đại và trễ của bộ khuếch đại lỗi.

144

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Giả thiết bộ ghép C2 có đảo pha cần thiết để trừ hai tín hiệu ghép, và thừa số ghép là 1/CC2, thì tín hiệu đầu ra cuối cùng sẽ là: Vout(t)= Vt2 (t) 

VA 2 (t) CC2

(3.26)

Hay: Vout (t) 

GA1 GA2 Vin (t)e jw( tA 1 tt 2 )  Vd (t)e  jwtt 2  Vd (t)e  jwtA 2 2 CC1CC2

(3.27)

Để có thể lại ỏ hoàn hảo các sản phẩm méo, Vd(t), phải thực hiện các điều kiện sau: tt2 = tA2

(3.28)

GA2 = CC1CC2

(3.29)

Khi này tín hiệu đầu ra cuối cùng sẽ là: Vout (t) 

GA1 Vin (t)e jw( tA 1 tt 2 ) 2

(3.30)

Vout (t) 

GA1 Vin (t)e jw( tA 1 tA 2 ) 2

(3.31)

Hay

3.8. CÁC KỸ THUẬT TUYẾN TÍNH HÓA MÁY PHÁT 3.8.1. Tổng quan Làm méo trước số (DPD: Digital Predistortion) là một công nghệ tạo đà phát triển cho nhiều hệ thống SDR và các mạng không dây phân bố như đã đề cập trong chương 1. Cấu trúc của một máy phát được tuyến tính hóa bằng làm méo trước số đựơc cho trên hình 3.41.

145

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ tuyến tính hóa số

DAC

Bộ biến đổi nâng tần

PA

Các bộ tổng hợp đồng hồ và LO

ADC

Bộ biến đổi hạ tần

Hình 3.41. Cấu trúc của một máy phát được tuyến tính hóa bằng làm méo trước số Tốc độ cuả các bộ xử lý tín hiệu số không ngừng tăng (DSP, FPGA, ASSP) đã cho phép thực hiện làm méo trước số cho các ứng dụng đa sóng mang băng rộng trong các BTS 3G và 4G. 3.8.2. Làm méo trước số băng gốc 3.8.2.1. Kiến trúc cơ sở Kiến trúc cơ sở của một bộ làm méo trước băng gốc vuông góc được cho trên hình 3.42. DSP chứa các chức năng phân tách tín hiệu (vào kênh I và Q) và các chức năng đánh trọng số. Các chức năng này có thể được cấu trúc theo nhiều cách phụ thuộc vào mô hình bộ khuếch đại được chọn (chẳng hạn AM-AM, AMPM, có hoặc không có bộ nhớ, hay kết hợp cả hai), nhưng thông thường được hình thành từ các bảng tra cứu chứa các hệ số đánh trọng số phức tại các mức biên độ khác nhau (cho từng kênh vuong góc). Một giải thuật sử dụng đầu ra RF sau biến đổi hạ tần để tra cứu các hệ số phức trong bảng tra cứu. Bộ quay pha trên sơ đồ 3.42 để bù trừ dịch pha giữa biến đổi nâng tần và hạ tần gây ra do trễ của tầng khuếch đại công suất vô tuyến.

146

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

DAC Bộ khuếch đại công suất RF

F Đầu vào băng gốc

Bộ xử lý tin hiệu số

in

0o

90

Đầu ra RF

0

DAC

ADC

in

0o

900

ADC

Hình 3.42. Sơ đồ phần cứng đầy đủ của một máy phát sử dụng làm méo trước băng gốc thích ứng. 3.8.2.2. Hoạt động của một bộ làm méo trước số băng gốc Bộ làm méo trước số tạo ra một âm bản phi tuyến so với phi tuyến của PA bằng cách tra cứu bảng tra cứu (LUT: Lookup Table) hay xấp xỉ hóa bằng một đa thức (hoặc kết hợp cả hai). Phi tuyến này thường được chứa trong DSP, FPGA hay ASSP (Application Specific Standart Product: vi mạch chuẩn đặc thù ứng dụng) và được cập nhật để đáp ứng với tín hiệu phản hồi từ đầu ra của bộ khuếch đại. Cập nhật có thể được thực hiện dựa trên tối tiểu hóa năng lượng kênh lân cận hay dựa trên kết quả đo lỗi của từng hệ số trong LUT hay xấp xỉ hóa đa thức. Hình 3.42 cho thấy kiến trúc cụ thể của khối DSP trên sơ đồ 3.43.

147

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Nhân phức

Hiệu chỉnh lỗi I/Q

Loại bỏ DC không mong muốn

Tín hiệu đầu vào (số liệu hay thoại đã số hóa)

Bộ mã hóa thoại hay số liệu

I

Q

ILUT f(ILUT, QLUT)

Bảng tra cứu (LUT) Thực Ảo

QLUT

Ước tính lỗi và thích ứng Q

hiệu chỉnh zero DC và lỗi I/Q

I

Q

Đến các DAC của bộ biến đổi nâng tần

I Từ các ADC của bộ biến Q đổi hạ tần

I Đường tín hiệu Đường điều khiển

Hình 3.43. Kiến trúc xử lý tín hiệu cho hệ thống làm méo trước băng gốc thích ứng Bộ mã hóa thoại/số liệu biến đổi tín hiệu thoại hay tín hiệu số liệu đầu vào băng gốc vào khuôn dạng I/Q được lấy mẫu thích hợp của sơ đồ điều chế mong muốn. Sau đó các tín hiệu I/Q được nhân phức với các hệ số tương ứng từ bảng tra cứu (LUT) (hay các giá trị nội suy đựơc rút ra từ bảng này) trước khi loại bỏ DC (nếu yêu cầu) và hiệu chỉnh lỗi thích ứng (dựa trên hiệu số miức I/Q băng gốc và các tín hiệu I/Q đã được biến đổi hạ tần. Hiệu năng của của bảng ta cứu được rút ra bằng cách so sánh các tín hiệu I/Q được lấy mẫu với mẫu I/Q của tín hiệu đầu ra được biến đổi nâng tần. Bảng tra cứu được cải thiện dựa trên hiểu biết về hiệu năng này. Vì thể độ chính xác và hiệu năng tổng thể của hệ thống bị giới hạn bới chất lượng của tín hiệu hồi tiếp này. Bộ biến đổi hạ tần làm việc tại trung tần thấp. Như vậy sơ đồ cho phép lọai bỏ tất cả các nguồn lỗi (các dịch DC) hai các méo của tín hiệu. Khối thích ứng cũng có thể được sử dụng để hỗ trợ loại bỏ các dịch DC trong tuyến xử lý chính để lọai bỏ rò sóng mang và cũng như để tối ưu hóa định thời lấy mẫu. Sử dụng phản hồi không liên tục (cập nhật các hệ số của bảng tra cứu theo chu kỳ chứ không liên tục) cho phép áp dụng mức hiệu chỉnh hệ số khuếch đại cao hơn. 3.8.3. Sử dụng IF số trong đường phản hồi Sử dụng IF số trong đường phản hổi loại bỏ rất nhiều vấn đề đã nói ở trên (mất khối hợp I/Q, Các dịch DC …) và vì thế cung cấp hiệu chuẩn tốt cho hệ thống làm méo trước (giả thiết không xẩy ra méo trong miền tương tự trước khi biến đổi A/D). Kiến trúc cho giải pháp này đựơc cho trên hình 3.44 dựa trên sơ đồ cơ bản đã được xét trên hình 3.5.

148

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng DAC kênh I

Phân hệ xử lý số

Bộ lọc thông thấp

DAC Bộ dao động nội trong kênh

DSP

in

0o

Đầu ra RF

900 DAC kênh Q

Bộ lọc thông thấp

Bộ khuếch đại công suất RF

DAC Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng IF số (vài chục MHz)

in NCO

0o 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh

Hình 3.44. Máy phát được làm méo trước số dử dụng bộ biến đổi nâng tần tương tự và bộ biến đổi hạ tần số Việc sử dụng bộ biến đổi hạ tần số cho phép hệ thống làm méo trước có tham chuẩn vuông góc hoàn hảo và có thể sử dụng nó để hiệu chỉnh các lỗi vuông góc trên tuyến biến đổi nâng tần. Ngoài ra hiệu năng DC hoàn hảo cũng cho phép loại bỏ vấn đề này trên đường biến đổi nâng tần. Vấn đề duy nhất cần xem xét ở đây là hiệu năng khả dụng (và giá thành) của ADC phản hồi. Chẳng hạn, Nếu hệ thống này đựơc sử dụng cho máy bốn sóng mang sóng mang WCDMA (băng thông vào khoảng 20MHz) thỉ băng thông tối thiểu của phản hồi phải là 100 MHz với giả thiết là toàn phổ được tạo ra bởi cả các sản phẩm IMD bậc ba và bậc năm. Ngay cả khi sử dụng lấy mẫu tại tốc độ Nyquist, tốc độ lấy mẫu của ADC cũng phải là 200 Msps (tốc độ lấy mẫu thực tế cao hơn tốc độ này). Các bộ biến đổi với tốc độ cao như vậy hiện nay khá đắt tiền và tiêu thu công suất cao. Các băng thông cao hơn đáng kể (trong các trong các hệ thống thông tin vệ tinh) nói chung hiện nay vẫn phải sử dụng các bộ biến đổi hạ tần tương tự.

149

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.8.4. Sử dụng một IF số trên cả tuyến biến đổi nâng tần và phản hồi Kiến trúc máy phát làm méo trước số sử dụng số cả ở biến đổi nâng tần và biến đổi hạ tần được cho trên hình 3.45. Phân hệ xử lý số

NCO

DSP

in

Bộ lọc băng thông

0o

Bộ lọc băng thông Đầu ra RF

DAC

900

DAC đầu ra IF

Bộ khuếch đại công suất RF Bộ dao động nội trong kênh

Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng IF số (vài chục MHz)

in NCO

0o 900

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh

Hình 3.45. Máy phát làm méo trứơc số sử dụng bộ biến đổi nâng tần số và bộ biến đổi hạ tần số. Kiến trúc này có ưu điểm sau: 1. Chỉ cần một bộ DAC và vì thế cũng chỉ cần một bộ lọc khôi phục lại, một bộ biến đổi nâng tần 2. Biến đổi nâng tần hoàn hảo vì thế không có rò sóng mang không mong muốn hay sai lõi vuông góc (bao gồm mất phối hợp khuếch đại). Vì thế lọai bỏ tần số ảnh hoàn hảo, và không xẩy ra lỗi vectơ tín hiệu (nếu bỏ qua các hiệu ứng lượng tử hoá) 3. Có thể điều chỉnh NCO rất nhanh, vì thế đảm bảo dễ ràng nhảy tần nhanh. Nhựơc điểm chính của sơ đồ là giá thành và hạn chế hiệu năng của DAC hiện thời. DAC dùng cho làm méo trước số phải tạo lại được phổ mong muốn bao gổm cả băng thông hiệu chỉnh IMD và phải thực hiện được điều này tại IF phù hợp vì lọc thực tế có thể ảnh hưởng lên biến đổi nâng tần. Một giải pháp khác là sử dụng kiến trúc biến đổi kép (hình 3.46). cho phép DAC làm việc tại vùng Nyquist thứ nhất (từ DC đến fs/2) hoặc cao hơn.

150

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phân hệ xử lý số NCO

DSP

0 in 0 90

Các tín hiệu vuông góc tham chuẩn lý tưởng

NCO

Bộ lọc băng thông

o

Bộ lọc băng thông

Bộ lọc băng thông

DAC DAC đầu ra IF Bộ dao động nội

Bộ khuếch đại công suất IF Bộ dao động nội

Bộ khuếch đại công suất RF

Đầu ra RF

IF số (vài chục MHz) 0o in 0 90

ADC Bộ lọc thông thấp Bộ dao động nội ngoài kênh

Hình 3.46. Máy phát làm méo trước số sử dụng kiến trúc biến đổi nâng tần tương tự kép kết hợp với biến đổi nâng tần vuông góc số đường lên và biến đổi hạ tần vuông góc số đường xuống. 3.9. CÁC KỸ THUẬT PHẢN HỒI Các kỹ thuật phản hồi chủ yếu đựơc sử dụng trong các hệ thống SDR là vòng cực và vòng Decart. Cả hai kỹ thuật này đều có mục đích là hiệu chỉnh cả méo biên và méo pha trong bộ khuếch đại công suất RF và có thể đươc cấp các tín hiệu số tại băng gốc. Trong cả hai trường hợp xử lý số tín hiệu băng gốc có thể được sử dụng để bù trừ các kiếm khuyết trong các phần tương tự của máy phát. 3.9.1. Vòng cực Sơ đồ của một máy phát sử dụng vòng cực được cho trên hình 3.47.

151

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Bộ khuếch đại điều chế

RF PA

Đầu ra RF

VCO

Bộ khuếch đại vòng

Đầu vào điều chế biến

Bộ khuếch đại vi sai/ bộ lọc vòng

Bộ suy giảm

Bộ biến đổi hạ tần Bộ tổng hợp

Bộ lọc vòng

Bộ lọc thông thấp Bộ giải điều chế

Đầu vào điều chế pha

VCO

Bộc tách pha (so pha)

Bộ hạn biên

Hình 3.47. Máy phát vòng cực Phần vô tuyến của máy phát bao gồm một VCO (Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp) làm việc tại tần số đầu ra cuối cùng và một tầng (hoặc một chuỗi) khuếch đại RF. Tầng cuối cùng của chuỗi khuếch đại công suất RF tạo nên bộ điều chế biên để hiệu chỉnh méo do các tầng trước (và cả bản thân nó) gây ra. Đầu vào máy phát được tách riêng thành các thành phần điều chế biên và điều chế pha. Thành phần điều chế pha được sử dụng để điều chế pha cho bộ VCO hoạt động tại IF và đồng thời cũng là đầu vào của vòng hiệu chinh pha.Thành phần biên đầu vào được kết hơp với phiên bản được tách sóng đóng vai trò âm bản từ tín hiệu đầu ra để được tín hiệu đầu vào bị làm méo trước cho bộ điều chế của tầng cuối cùng. Quá trình tách sóng AM (tách sóng đường bao) được thực hiện bằng bộ tách sóng nhất quán, trong đó bộ hạn biên cung cấp tín hiệu tham chuẩn có biên độ không đổi và pha được điều chế. Tín hiệu này một mặt được sử dụng để tách ra thông tin điều chế biên độ, mặt khác được đưa lên bộ so pha (tách sóng pha) để tách ra thông tin được điều chế pha. Thông tin điều chế pha được đưa lên bộ khuếch đại vòng để điều chế pha cho VCO, còn thông tin điều chế biên được sử dụng làm âm bản cho làm méo trước. Tại bộ khuếch đại vi sai, tín hiệu điều chế đầu vào sẽ trừ âm bản để tạo ra tín hiệu bị làm méo trước, sau đó tín hiệu này đựợc lọc vòng và đưa lên bộ khuếch đại điếu chế để điều chế biên. Tóm lại vòng cực bao gồm hai vòng: (1) vòng khóa pha và (2) vòng khóa biên để khóa pha và biên của tín hiệu đầu ra RF vào pha và biên của tín hiệu đầu vào máy phát. Vòng khóa pha bao gồm bộ tách sóng pha, VCO, chuỗi khuếch đại và đường phản hồi (gồm 152

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cả bộ hạn biên). Vòng khóa biên bao gồm bộ khuếch đại vi sai/bộ lọc vòng, bộ giải điều chế và đường phản hồi Hình 3.48 cho thấy cấu hình của một hệ thống sử dụng vòng cực. Bộ khuếch đại điều chế

RF PA Đầu ra RF

DAC điều chế biên độ

Bô khuếch đại vòng

VCO

Bọ khuếch đại vi sai/ bộ lọc vòng

Bộ lọc thông thấp

Bộ suy giảm

DAC Bộ lọc vòng

DSP DAC điều chế pha

Bộ lọc thông thấp

Bộ tách pha Bộ tổng hợp

Bộ hạn biên

F

DAC Phân hệ xử lý số Đầu vào bộ tách sóng pha

Bộ dịch pha

Bộ giải điều chế

Hình 3.48. Máy phát vòng cực cùng với tạo tín hiệu băng gốc số Sơ đồ trên hoạt động như sau. Cũng như đã xét ở trên, vòng cực bao gồm vòng khóa pha và vòng khóa biên. Vòng khóa pha bao gồm bộ tách sóng pha, VCO, chuỗi khuếch đại và đường phản hồi (gồm cả bộ hạn biên). Vòng khóa biên bao gồm bộ khuếch đại vi sai/bộ lọc vòng, bộ giải điều chế và đường phản hồi. Có thể cần thêm bộ dịch pha (hay đường trễ) để đảm bảo tách sóng điều biên nhất quán (đồng bộ sóng mang).

3.9.2 3.8.2. Vòng Decart Sơ đồ khối của máy phát vòng Decart đựơc cho trên hình 3.49.

153

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Kênh I Các đầu vào băng gốc

Các bộ khuếch đại vi sai/ bộ lọc vòng

RF RA 0o in 0 90

Đầu ra RF

Kênh Q

F

Dịch pha Bộ dao động tần số sóng mang

Bộ suy giảm Các bộ khuếch đại vi sai băng gốc

0o in 0 90

Hình 3.49. Máy phát vòng Decart Nguyên lý hoạt động của sơ đồ 3.49 cũng giống như vòng cực đã xét ở trên, tuy nhiên tín hiệu số liệu băng gốc được xử lý trong dạng Decart (I và Q). Các tín hiệu băng gốc I và Q từ DSP đựơc cấp cho các bộ khuếch đại vi sai. Tại các bộ khuếch đại vi sai này chúng được kết hợp với âm bản (đựơc trừ) của tín hiệu phản hồi từ đầu ra máy phát và hình thành các tín hiệu I/Q được làm méo trước. 3.10. TỔNG KẾT Chương này trước hết xét các yêu cầu khác nhau đối với các máy phát trong trạm gốc và trong các máy cầm tay của các hệ thống thông tin di động. Phần lớn các máy phát hiện nay đều sử dụng các bộ biến đổi nâng tần vuông góc để chuyển đổi tín hiệu băng gốc vào trung tần hoặc trung tần vào vô tuyến hoặc trực tiếp từ băng gốc vào tín hiệu vô tuyến. Các kiến trúc khác nhau của biến đổi nâng tần đã đựơc xét chi tiết trong chương. Để cung cấp các tín hiệu vuông góc cho các bộ trộn, chương đã xét các kiến trúc tạo các tín hiệu vuông góc khác nhau. Hiện này nay hầu hết các thiết bị vô tuyến sử dụng trong các hệ thống thông tin di động đều đa băng đa chuẩn và được xây dựng trên cơ sở SDR. Để làm được điều này các máy phát vừa phải đảm bảo công suất phát lại vừa phải giảm thiểu méo phi tuyến để không gây nhiễu cho máy thu cùng trạm cũng như máy thu của các trạm khá. Tuyến tính hóa bộ khuếch đại RF cũng như máy phát là giải pháp tốt nhất để giảm méo phi tuyến. Các phương pháp tuyến tính hóa bộ khuếch đại RF cũng như toàn bộ máy phát đựơc xét khá kỹ trong chương này.

154

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

3.11. CÂU HỎI 1. Trình bầy các điểm khác nhau khi thiết kế máy phát BTS và máy phát cầm tay 2. Trình bầy kiến trúc biến đổi nâng tần tuyến tính 3. Trình bày mất cân băng pha biên giữa các kênh I/Q và biện pháp khắc phục 4. Trình bày triệt tần số ảnh 5. Trình bày giải pháp triệt rò LO 6. Trình bày sàn tạp âm của DAC 7. Trình bày tạp âm pha LO và hiệu năng EVM của máy phát 8. Trình bày nguyên lý biến đổi nâng tần có nội suy 9. Trình bày sơ đồ biến đổi nâng tần băng thông có nội suy 10. Trình bày biến đổi trung tần số 11. Trình bày máy phát đa sóng mang sử dụng nội suy với đầu ra trung tần số 12. Trình bày bộ biến đổi nâng tần Weaver 13. Trình bày máy phát tuyến tính sử dụng bộ biến đổi số vào tương tự vô tuyến (RF DAC) 14. Trình bầy kiến trúc biến đổi nâng tần đường bao không đổi 15. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên bộ lọc tích cực toàn thông 16. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên các bộ lọc thông cao và thông thấp 17. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên mạng toàn thông thụ động 18. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên mạng nhiều điểm không 19. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên bộ tách pha băng rộng khả điều chỉnh 20. Trình bày mạch tạo vuông góc dựa trên mạch nhân- chia 21. Trình bày kỹ tuuật tuyến tính hóa dựa trên làm méo trước tương tự 22. Trình bày kỹ thuật làm méo trước bậc ba 23. Trình bày nguyên lý sửa méo thuận 24. Trình bày tổng quan tuyến tính hóa máy phát 25. Trình bày kiến trúc cơ sở và hoạt của làm méo trước sôs băng gốc 26. Trình bay sơ đồ máy phát được làm méo trước số dử dụng bộ biến đổi nâng tần tương tự và bộ biến đổi hạ tần số 27. Trình bày sơ đồ máy phát làm méo trứơc số sử dụng bộ biến đổi nâng tần số và bộ biến đổi hạ tần số. 28. Trình bày sơ đồ máy phát làm méo trước số sử dụng kiến trúc biến đổi nâng tần tương tự kép kết hợp với biến đổi nâng tần vuông góc số đường lên và biến đổi hạ tần vuông góc số đường xuống 29. Trình bày kiến trúc máy phát vòng phản hồi cực 30. Trình bày kiến trúc máy phát vòng phản hồi cực với tạo tín hiệu băng gốc số 31. Trình bày kiến trúc máy phát vòng phản Decart

155

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 4 CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG VÀ KIẾN TRÚC MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN DI ĐỘNG 3G UMTS

4.1. GIỚI THIỆU CHUNG 4.1.1. Các chủ đề được trình bầy trong chương

       

Các yêu cầu chung cho các phần tử vô tuyến của hệ thống thông tin di dộng Kiến trúc máy cầm tay 3G UMTS Sắp đặt kênh và các băng tần số trong 3G UMTS Các yêu cầu vô tuyến đối với 3G UMTS Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy phát 3G UMTS Các vấn đề liên quan đến thiết kế máy thu 3G UMTS Nhiễu giữa các nhà khai thác Các vấn đề thiết kế máy thu phát đa chế độ đa băng

4.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm [9],[10],[11]. 4.1.3. Mục đích chương  Nắm đựơc các yêu cầu vô tuyến chung của hệ thống vô tuyến di động  Nắm được các vấn đề chung khi thiết kế máy thu phát vô tuyến trong thông tin di động  Thiết kế cấu hình cho máy phát di động  Thiết kế cấu hình vô tuyến cho máy thu di động  Biết được các vấn đề gập phải khi thiết kế các máy thu phát đa băng và các hướng nghiên cứu cải tiến

156

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.2. CÁC YÊU CẦU HIỆU NĂNG CHO PHẦN VÔ TUYẾN CỦA MÁY DI ĐỘNG Tổn hao ghép tối thiểu (MCP: Minimum Coupling Loss). Tổn hao công suất tối thiểu giữa máy phát và máy thu được định nghĩa là tổn hao đường truyền tối thiểu (bao gồm cả hệ số khuếch đại và tổn hao cáp) đo được giữa conectơ anten (EAC: Equipment Antenna Connector) của thiết bị phát và thiết bị thu. Cách ly anten. Để đảm bảo đồng tồn tại hai hệ thống mà không gây ra nhiễu nguy hại giữa hai hệ thống, ta cần đảm bảo đủ cách ly anten giữa hai hệ thống này. Cách ly anten được định nghĩa là tổn hao đường truyền (bao gồm hệ số khuếch đại, tổn hao cáp và tổn hao truyền sóng trong không gian) từ EAC máy phát gây nhiễu đến đến EAC máy thu bị tác động. Các yêu cầu cách ly anten thường được rút ra từ các tiêu chí sau:  Phát xạ giả/ phát xạ ngoài băng (OOB: Out of Band) thu bởi máy thu bị tác động phải đủ nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu chịu tác động.  Sản phẩm điều chế giao thoa (IMP: Inter-Modulation Product) gây ra do hai sóng mang gây nhiễu phải đủ nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu bị tác động.  Tổng công suất sóng mang gây nhiễu bị suy hao bởi các bộ lọc tần số vô tuyến (RF), trung tần (IF: Intermediate Frequency) và băng gốc phải nhỏ hơn sàn tạp âm của máy thu bị tác động. Thông thường, quy định suy hao tham chuẩn giữa hệ thống 1 và hệ thống 2 bằng ước tính cách ly cực đại từ máy phát hệ thống 1 đến máy thu hệ thống 2 và ước tính cách ly từ máy phát hệ thống 2 đến máy thu hệ thống 1. Sàn tạp âm. Luôn tồn tại một tạp âm cơ sở nào đó trong máy thu. Tạp âm này phụ thuộc vào băng thông và nhiệt độ của máy thu. Mức tạp âm này được gọi là sàn tạp âm. Nó luôn được đặt là biên thấp của hiệu năng máy thu. Tỷ số rò kênh lân cận, (ACLR: Adjacent Channal Leakage Ratio). Tỷ số rò kênh lân cận (ACLR) là suy hao công suất phát rò rỉ vào các kênh lân cận. ACLR được định nghĩa là tỷ số giữa công suất phát trung bình có tâm tại tần số kênh được được ấn định trên công suất suất trung bình có tâm tại tần số kênh lân cận và được đo bằng dBc. ACLR cho thấy đại lượng nhiễu mà một máy 157

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

phát có thể gây ra tại môt máy thu làm việc tại kênh lân cận. ACLR phụ thuộc vào dịch tần so với tần số trung tâm của kênh được ấn định. IMP của máy thu/phát. IMP (Intermodulation Product: sản phẩm điều chế giao thoa) là mọi sản phẩm điều chế giao thoa được tạo ra tại máy thu/phát do mọi bậc méo phi tuyến khi trộn các sóng mang sơ cấp. Thông thường IMP bậc ba là các tần số mạnh nhất rơi vào băng thông thu. Các phát xạ không mong muốn. Gồm:  Phát xạ trong băng công tác (băng được chiếm)  Các phát xạ ngoài băng (OOB) gồm: (1) Tỷ số công suất dò kênh lân cận (ACLR) và (2) Mặt nạ phát xạ phổ (SEM: Spectrum Emission Mask)  Phát xạ giả: các phát xạ vùng phổ xa Phát xạ giả/OOB. Các phát xạ giả/OOB là các phát xạ không mong muốn bên ngoài băng tần phát quan trắc được tại máy thu. Phát xạ ngoài băng (OOB Emission). Phát xạ ngoài băng là các phát xạ xẩy ra ngay ngoài băng công tác (OOB: Out of Band). Quá trình điều chế và tính phi tuyến trong máy phát là nguyên nhân gây ra phát xạ OOB. Phát xạ OOB được đặc tả bởi cả mặt nạ phổ phát xạ (SEM: Spectrum Emission Mask) và tỷ số rò kênh lân cận (ACLR). Đối với 3G WCDMA Dải tần bên trong 250% băng thông cần thiết xung quang tần số trung tâm có thể coi là miền OOB. Các méo do điều chế giao thoa thường chủ yếu thể hiện trong miền OOB và vì thế các yêu cầu phát xạ lỏng hơn như ACLR thường được áp dụng trong niền OOB. Phát xạ giả (Spurious Emision). Phát xạ giả gây ra bởi các hiệu ứng của máy phát như: các phát xạ hài, các phát xạ ký sinh, các sản phẩm điều chế giao thoa và các sản phẩm biến đổi tần số nhưng ngoại trừ các phát xạ ngoài băng (OOB). Phát xạ giả được tạo ra bởi các phần tử phi tuyến trong máy phát trong quá trình tạo ra tín hiệu sóng mang, trộn, điều chế và khuếch đại.

158

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Băng bị chiếm. Là số đo băng thông chứa 99% tổng công suất được lấy tích phân của phổ được phát trên kênh được ấn định. Độ nhạy tham chuẩn máy thu (REFSENS) Mức độ nhạy tham chuẩn được ký hiệu là REFSENS (Reference Sensitivity) là công suất trung bình tín hiệu mong muốn tối thiểu tại connectơ anten thu mà tại đó còn đáp ứng các tiêu chí hiệu năng như tỷ số bit lỗi (BER: Bit Error Rate) hay tỷ số lỗi khung (FER: Frame Error Rate) hay tỷ số lỗi khối (BLER: Block Error Rate) hay thông lượng …. Độ nhạy tham chuẩn máy thu phụ thuộc vào tốc độ bit thông tin, tỷ số tín hiệu trên tạp âm cộng nhiễu yêu cầu, nhiệt độ và hệ số tạp âm máy thu. Giảm độ nhạy máy thu (Desensitivity) Được định nghĩa là sự giảm cấp về độ nhạy máy thu do tăng tạp âm tạp âm so với sàn tạp âm gây ra bởi nhiễu phát xạ giả/OOB hay IMP. Trường hợp đáng kể nhất là khi băng tần phát của hệ thống gây nhiễu nằm cạnh băng tần thu của hệ thống nạn nhân khi mà OOB gây nhiễu (được gọi là nhiễu kênh lân cận) lớn nhất. Chặn máy thu. Chặn xẩy ra khi công suất sóng mang gây nhiễu đi qua quá trình lọc của máy thu bao gồm lọc tần số vô tuyến, lọc trung tần và các đáp ứng băng gốc, đủ lớn làm cho máy thu chịu tác động không thể duy trì độ nhạy tham chuẩn và không thể tách được công suất tín hiệu mong muốn thấp. Đặc trưng chặn là một số đo khả năng máy thu thu tín hiệu mong muốn với sự có mặt của một tín hiệu không mong muốn không được điều chế trên các tần số khác với các tần số đáp ứng giả của các kênh lân cận, nếu không có đặc tính này tín hiệu đầu vào không mong muốn sẽ gây ra giảm cấp hiệu năng hiệu năng máy thu vượt quá giới hạn. Qua tải máy thu. Gây ra do một tín hiệu tại EAC của máy thu quá lớn. Khi máy thu gập quá tải, hệ số khuếch đại của nó bị giảm. Thông số hiệu năng với tên gọi điểm nén 1dB quyết định khi nào thì máy thu bị quá tải.

Độ chọn lọc kênh lân cận, (ACS: Adjacent Channel Selectivity). 159

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Độ chọn lọc kênh lân cận được định nghĩa là tỷ số (đo bằng dB) giữa suy hao bộ lọc thu tại tần số kênh lân cận và suy hao bộ lọc thu tại tần số của kênh được ấn định. Độ chọn lọc kênh lân cận là một số đo khả năng thu tín hiệu mong muốn tại tần số kênh được ấn định khi có mặt tín hiệu nhiễu kênh lân cận tại một khoảng dịch tần cho trước so với tần số trung tâm của kênh được ấn định. Tỷ số nhiễu kênh lân cận, (ACIR: Adjacent Channel Interference Ratio). ACS cùng với ACLR cho ta tỷ số nhiễu kênh lân cận (ACIR), ACIR là tỷ số tổng công suất phát từ một nguồn với tổng công suất nhiễu tác động lên máy thu nạn nhân do các khiếm khuyết của máy phát và máy thu. Tỷ số nhiễu kênh lân cận được xác định như sau: A CIR 

1 1 1  A CLR A CS

(4.1)

ACIR là số đo toàn bộ nhiễu gây ra bởi một máy phát đối với một máy thu kênh lân cận do sự không hoàn thiện của các bộ lọc của máy phát để lọc phát xạ OOB và các bộ lọc máy thu để lọc làm suy giảm tín hiệu kênh lân cận. Đáp ứng giả (Spurious Response). Đáp ứng giả trong máy thu xẩy ra khi các tín hiệu không mong muốn tại các tần số khác với tần số được điều chỉnh tạo ra tín hiệu giả đầu ra máy thu giống như tín hiệu mong muốn. Đáp ứng giả được đặc tả theo các tần số và các mức tạo ra đầu ra không mong muốn này. Số đo hiệu năng. Số đo về sự giảm cấp của hệ thống nạn nhân do sự có mặt của một hệ thống gây nhiễu tại kênh lân cận và thường được định nghĩa như là tổn thất dung lượng thoại hay tổn thất thông lượng số liệu. Công suất phát Công suất phát ảnh hưởng trực tiếp lên nhiễu giữa các ô sử dụng cùng một kênh cũng như các phát xạ không mong muốn ngoài băng. Điều này ảnh hưởng lên khả năng hệ thống thông tin di động đạt được hiệu suất phổ tần cực đại và vì thế máy phát cần thiết lập công suất ra một cách chính xác.

160

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

EVM Chất lượng của tín hiệu vô tuyến được phát phải thực hiện một số yêu cầu nhất định. Thông số chính được sử dụng để đo chất lượng này là EVM (Error Vector Magnitude: Biên độ vectơ lỗi). EVM là số đo méo do các không hoàn thiện của phần vô tuyến gây ra trong thực hiện thực tế. Nó được định nghĩa là biên độ hiệu số giữa tín hiệu tham chuẩn (tín hiệu được định nghĩa bởi các phương trình đặc tả lớp vật lý) và tín thiệu thực tế đựơc phát (được chuẩn hóa theo biên độ của tín hiệu dự kiến). Biểu diễn hình học được thể hiện trên hình 4.1. EVM thiết lập SNR cho phép cực đại của đường truyền vô tuyến khi không có tạp âm, nhiễu, tổn hao đường truyền và các dạng méo khác do kênh vô tuyến gây ra. Vì thế nó được sử dụng để xác định bậc điều chế và tỷ lệ mã hữu dụng cực đại. Vectơ lỗi Phát dự kiến

Phát thực tế

Hình 4.1. Trình bày hình học khái niệm EVM

4.3. CÁC VẤN ĐỀ CHUNG VỀ THIẾT KẾ MÁY THU PHÁT VÔ TUYẾN DI ĐỘNG 3G UMTS Phần này này trình bày các vấn đề chung liên quan đến thiết kế phần vô tuyến trong đó tập trung lên máy cầm tay 3G WCDMA UMTS dựa trên các tiêu chuẩn của 3GPP. 3GPP đã đưa ra các phát hành mới trong các chu kỳ thời gian khoảng 2 năm (phát hành 5 tháng 3 năm 2002, phiên bản đầu của phát hành 6 tháng 12 năm 2004 và phát hành 7 tháng 3 năm 2007) và nhiều tính năng mới đã đươc cung cấp cho các nhà thiết kế để thực hiện khi thiết kế các thiết bị mới chứa đựng các tính năng mới. Chu kỳ thiết kế một máy điện thoại di động là 2 đến 3 năm bắt đầu từ soạn thảo các tài liệu về các yêu cầu hệ thống, thiết kế vi mạch, tích hợp phần cứng và phần mềm, hoàn thiện chỉnh phần cứng và phần mềm, kiểm chuẩn đến đưa ra thị trường. Vì phát triền phần cứng được tiến hành trong giai đoạn đầu nên việc phát hành lớp vật lý ổn định và sớm là một đòi hỏi then chốt cho việc đưa sản 161

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

phẩm máy cầm tay nhanh và thị trường. Các máy cầm tay theo chuẩn R99 (R3) đã xuất hiện vào năm 2003 tuy nhiên chúng đựơc xây dựng trên cơ sở các vi mạch được thiết kế theo các giai đoạn đầu của phát hành này. Mục tiêu của các thế hệ đầu này là thiết kế mạch điện có thể tích nhỏ trên cơ sở một bản mạch gồm hai mặt. Phần vô tuyến được xây dựng trên cơ sở một kiến trúc ngoại sai rời rạc, các phần băng gốc chủ yếu được lắp ráp từ các linh kiện rời rạc như các bộ biến đổi tương tự vào số (ADC), chip xử lý tín hiệu số (DSP), bộ nhớ,… Bước thứ hai đã giảm đáng kể thể tích máy nhưng vẫn sử dụng các bản mạch hai phía. Công nghệ CMOS tích hợp mức độ cao cho phép phát triển nhanh băng gốc đơn chip tích hợp các bộ ADC và DAC, ngoài ra phần vô tuyến ngoại sai được co gọn vào các vi mạch tích hợp cao. Trong giai đoạn đầu các máy cầm tay 3G đã bị chỉ trích nhiều vì chủng loại hạn chế, thời gian đàm thọai và chờ ngắn so với các máy cầm tay GSM. Từ năm 2003 đến nay, thời gian đàm thoại trung bình trong chế độ kết nối 3G (máy song mốt) đối với dung lượng acquy 1000 mA-h đã tăng hơn hai lần từ 100 phút đến hơn 280 phút. Đến nay chủng loại máy cầm tay 3G rất phong phú và thời gian đàm thoại không khác gì máy cầm tay GSM. Các kiến trúc ngoại sai (đổi tần) có ưu điểm đảm bảo hài hòa giữa việc nhanh chóng đưa máy vào thị trường trong khi vẫn tối ưu hóa hiệu năng vô tuyến và với trả giá tiêu thụ công suất cao và giá thành cao. Vì thế không lấy gì làm ngạc nhiên rằng hàng triệu máy cầm tay song mốt trong các năm 2005 và 2006 vẫn sử dụng kiến trúc này. Mặc dù vậy chính kiến trúc biến đổi trực tiếp (DCA: Direct Conversion Architecture) mới là công nghệ then chốt để đạt đựơc mức độ tích hợp cao hơn. Trong một thời gian dài, DCA không được sử dụng vì sự nhậy cảm dịch một chiều/tự trộn khi mất cân bằng I và Q cũng như các vấn đề nhấp nháy (lục bục) do tạp âm. Việc sử dụng các kiến trúc hoàn toàn khác phù hợp với quy trình sản xuất và các model thiết kế đã cho ra các sản phẩm vi mạch cho 2G vào năm 1995. Rất nhiều nhiều ưu điểm cố hữu đã làm cho công nghệ này trở thành chủ yếu trong các máy cầm tay hai chế độ: giảm đang kể giá thành và diện tích mạch bản mạch (PCB) nhờ việc loại bỏ các bộ lọc trung tần của kiến trúc ngoại sai. DCA cũng đơn giản đáng kể việc quy hoạch tần số, với việc chỉ cần một bộ dao động điều khiển bằng điện áp và vòng khóa pha, DCA không chỉ cho phép giảm tiêu thụ công suất mà còn dảm bảo các giải pháp thiết kế linh hoạt cho các hệ thống vô tuyến con đa băng. Cuối cùng bằng việc đặt bộ lọc kênh trong khối băng tần gốc, các DCA cung cấp một giải pháp đẹp để thiết kế máy thu đa tốc độ đơn chip nhờ việc cho phép lập lại cấu hình tính chọn lọc của các bộ lọc tích cực thông thấp. Bắt đầu từ 2003 với mức độ phức tạp như máy cầm tay GSM năm 1996, chỉ sau ba năm mức độ phức tạp máy cầm tay 3G đa băng đã ngang bằng với máy GSM. Các máy cầm tay 3G tăng trong năm 2006 nhờ sự xuất hiện của các máy 3G đa băng với các tính năng bổ sung như DVB-H (Digital Video BroadcastHandheld) hay GPS (Global Positioning System).

162

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.4. XỬ LÝ TÍN HIỆU LỚP VẬT LÝ VÀ KIẾN TRÚC CỦA UE Máy di động trong hệ thống 3G WCDMA UMTS được gọi là UE (User Equipement: thiết bị người sử dụng). Trước khi xét kiến trúc UE ta xét vị trí của UE trong mạng 3G WCDMA UMTS và một số khái niệm chung về mạng này. 4.4.1. Kiến trúc hệ thống WCDMA UMTS và vị trí của UE trong hệ thống Kiến trúc tổng quát của hệ thống 3G WCDMA UMTS được cho trên hình 4.2. Đường truyền vô tuyến

UE

Nút B

RNC

Mạng lõi

UE: User Equipement - thiết bị người sử dụng RNC: Radio Network Controller - bộ điều khiển mạng vô tuyến

Hình 4.2. Kiến trúc tổng quát của hệ thống 3G WCDMA UMTS Hình 4.2 cho thấy UE qua đường vô tuyến được nối đến nút B của mạng UMTS. Nút B hay còn gọi là BTS (Base Transceiver Station: trạm thu phát gốc) chứa các phần tử thu phát vô tuyến và xử lý băng gốc sẽ được xét trong chương 5. Nút B được nối đến RNC (Radio Network Controller: Bộ điều khiển mạng vô tuyến) của mạng UMTS qua các đường truyền dẫn vi ba hoặc quang. RNC chịu trách nhiệm cho một hay nhiều trạm gốc và điều khiển các tài nguyên của chúng. RNC được nối đến mạng lõi của mạng UMTS qua các đường truyền dẫn vi ba hoặc quang. Mạng lõi là một hệ thống các chuyển mạch và các đường truyền dẫn để kết nối đến mạng ngoài hoặc đến một UE khác. Trong chương này ta sẽ chỉ xét quá trình xử lý tín hiệu tại UE liên quan đến truyền dẫn trên đường vô tuyến đến nút B. Trong chương 5 ta sẽ xét đến quá trình xử lý tín hiệu tại nút B liên quan đến truyền dẫn trên đường vô tuyến từ nút B đến UE. Quá trình xử lý tín hiệu trên đường truyền từ UE đến nút B được phân thành nhiều lớp theo mô hình OSI bẩy lớp như được trình bày trên hình 4.3. Ngăn xếp giao thức của giao diện vô tuyến bao gồm ba lớp 3 lớp giao thức:  Lớp vật lý (L1). Đặc tả các vấn đề liên quan đến giao diện vô tuyến như điều chế và mã hóa, trải phổ v.v..  Lớp liên kết nối số liệu (L2). Lập khuôn số liệu vào các khối số liệu và đảm bảo truyền dẫn tin cậy giữa các nút lân cận hay các thực thể đồng cấp  Lớp mạng (L3). Đặc tả đánh địa chỉ và định tuyến

163

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

UE Lớp 7 Lớp 6 Lớp 5

Nút B

Lớp 4 Lớp 3 Lớp 2 Lớp 1

Lớp 2

Lớp 2

Các kênh truyền tải

Các kênh truyền tải

Lớp 1

Các kênh vật lý

Lớp 1

Hình 4.3. Mô hình OSI bẩy lớp cho UE Xử lý tín hiệu tại các lớp của UE được tổng kết trên hình 4.4. Các lớp cao thực hiện biến đổi các tín hiệu từ lớp ứng dụng vào các lớp ba và lớp hai. Các tín hiệu được xử lý ở các lớp cao bao gồm báo hiệu và lưu lượng, báo hiệu được xử lý tại RRC (Radio Resource Control: điều khiển tài nguyên vô tuyến) trong lớp ba còn lưu lượng được xử lý tại các lớp con PDCP (Packet Data Convergence Protocol: giao thức hội tụ số liệu giói) và BMC (điều khiển quảng bá và đa phương) trong lớp hai. Sau đó các tín hiệu này đựơc xử lý ở các lớp con RLC (Radio Link Control: điều khiển liên kết vô tuyến) và MAC (Medium Access Control: điều khiển truy nhập môi trường) trong lớp hai trước khi được đưa lên lớp một. Tại lớp 1 tín hiệu được xử lý bit, xử lý chip sau đó được được lên phần vô tuyến.

164

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần vô tuyến Lớp vật lý

Xử lý băng gốc Xử lý tốc độ chip Xử lý tốc độ bit

MAC: Medium Access Control: điều khiển truy nhập môi trường RLC: Radio Link Control: điều khiển liên kết vô tuyến RRC: Radio Resource Control: điều khiển tài nguyên vô tuyến PDCP: Packet Data Convergence Protocol: giao thức hội tụ số liệu gói BMC: Broadcast Multicast Control: điều khiển quảng bá đa phương

MAC RLC

PDCP

BMC

RRC

Các lớp cao

Ứng dụng

Hình 4.4. Xử lý tín hiệu tại các lớp của UE RLC là một lớp con của lớp 2 chịu trách nhiệm cung cấp dịch vụ liên kết vô tuyến giữa UE và mạng. Tại máy phát, các lớp 3 và các lớp con cao hơn của lớp hai như RRC lớp (3), BMC (lớp con của lớp 2), PDCP (lớp con của lớp 2) hay thoại hoặc số liệu chuyển mạch kênh sẽ cung cấp số liệu trên các kênh mang trong các đơn vị số liệu dịch vụ (SDU: Service Data Unit). Các SDU này được RLC sắp đặt vào các PDU (Packet Data Unit: đơn vị số liệu gói). Sau đó các PDU này được gửi đi trên các kênh logic do MAC cung cấp. Sau đó MAC sẽ sắp xếp các kênh logic này lên các kênh truyền tải trước khi chuyển nó đến lớp vật lý. Lớp vật lý có nhiệm vụ tạo ra các kênh vật lý để truyền trên đường vô tuyến. Tóm lại, để truyền thông tin ở giao diện vô tuyến, tại phía phát các lớp cao phải chuyển các thông tin này qua lớp MAC đến lớp vật lý bằng cách sử dụng các kênh logic. MAC sắp xếp các kênh này lên các kênh truyền tải trước khi đưa đến lớp vật lý để lớp này sắp xếp chúng lên các kênh vật lý. Tại phía thu quá trình xử lý tín hiệu được thực hiện theo chiều ngược với phía phát. Các thông số lớp vật lý của WCDMA đựơc cho trong bảng 4.1. Bảng 4.1. Các thông số lớp vật lý W-CDMA W-CDMA DS-CDMA băng rộng Sơ đồ đa truy nhập 5/10/15/20 Độ rộng băng tần (MHz) 200 kHz Mành phổ (1,28)/3,84*/7,68/11,52/15,36 Tốc độ chip (Mcps) 10 ms Độ dài khung Dị bộ/đồng bộ Đồng bộ giữa các nút B

165

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Mã turbo, mã xoắn Mã hóa sửa lỗi QPSK/BPSK Điều chế DL/UL QPSK Trải phổ DL/UL AMR Bộ mã hóa thoại 3GPP/ETSI/ARIB Tổ chức tiêu chuẩn DS-CDMA: Đa truy nhập phân chia theo mã trải phổ trực tiếp DL: Downlink: đường xuống; UL: Uplink: đường lên AMR: Adaptive Multi Rate – đa tốc đột thích ứng 3GPP: Third Generation Parnership Project: Đề án của các đối tác thế hệ ba ETSI: European Telecommunications Standards Institute: Viện tiêu chuẩn viễn thông Châu Âu ARIB: Association of Radio Industries and Business: Liên hiệp công nghiệp và kinh doanh vô tuyến * Hiện nay chủ yếu sử dụng tốc độ chip 3,84Mbps 4.4.2. Xử lý tín hiệu lớp vật lý trong thiết bị thu phát song công của UE 4.4.2.1. Sơ đồ khối Công nghệ truy nhập vô tuyến của UE có nhiệm vụ xử lý tín hiệu nhận được và đưa đến giao diện vô tuyến, công nghệ này bao gồm ba phần tử: Máy thu phát vô tuyến bao gồm phần vô tuyến (RF: Radio Frequency) và các tầng xử lý tín hiệu băng gốc (BB: Base Band) liên quan chịu trách nhiệm cho việc điều chế và giải điều chế. Thực thể xử lý tốc độ chip bao gồm các chức năng liên quan đến hoạt động của UE, tiền xử lý số liệu thu và tiền xử lý số liệu cần thiết cho điều chế. Một số quá trình xử lý được thực hiện mà không cần sự điều khiển và quản lý của lớp trên lớp vật lý như đồng bộ, trong khi đó các hoạt động khác lại đòi hỏi thông tin điều khiển từ các lớp trên như mẫu chế độ nén. Nhiệm vụ trước nhất của thực thể này là đồng bộ, trải phổ và giải trải phổ tín hiệu Thực thể xử lý tốc độ bit bao gồm chức năng xử lý thông tin thực sự nhận được và đưa tới các lớp cao hơn phù hợp cho truyền dẫn trên giao diện vô tuyến thông qua khối xử lý tốc độ chip. Nhiệm vụ trước nhất của thực thể này là bảo vệ tín hiệu và sửa lỗi. Phần cứng của bộ thu phát vô tuyến cung cấp giao diện giữa anten và thực thể xử lý tín hiệu số tiếp theo. Sơ đồ khối phần xử lý tín hiệu lớp vật lý của một thiết bị thu phát WCDMA FDD điển hình được cho trên hình 4.5.

166

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bộ lọc song công

Phần vô tuyến phát

Phần vô tuyến thu

Các bộ dao động nội

Bộ dao động chuẩn

DAC

ADC

RRC

RRC

Điều khiển công suất phát

AFC

AGC

Xử lý tốc độ chip

ADC: Analog to Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số DAC: Digital to Analog Converter: bộ biến đổi số thành tương tự RRC: Root Rased Cosine: bộ lọc cosin tăngcăn hai AFC: Automatíc Frequency Control: Bộ tự động điều khiển tần số AGC: Automatíc Gain Control: bộ tự điều khuếch

Hình 4.5. Sơ đồ khối xử lý lớp vật lý trong thiết bị thu phát WCDMA FDD    

Phần cứng vô tuyến được chia thành bốn thành phần sau: Các bộ lọc vô tuyến thu khuếch đại và biến đổi hạ tần tín hiệu vô tuyến thu từ anten Khối xử lý băng gốc thu lọc và biến đổi tín hiệu tương tự vào tín hiệu số và xử lý tín hiệu này tại thực thể xử lý tốc độ chip Khối xử lý băng gốc phát bao gồm các khối thực hiện xử lý và chuyển đổi tín hiệu số vào tương tự thích hợp cho điều chế Phần vô tuyến phát điều chế, biến đổi nâng tần và khuếch đại tín hiệu vào sóng vô tuyến công suất cao.

Điều khiển tần số được thực hiện bằng bộ dao động nội (LO). Băng tần rộng của tín hiệu UMTS cho phép đảm bảo các yêu cầu về tạp âm pha dễ dàng 167

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

hơn GSM. Có thể sử dụng một bộ tổng hợp tần số LO duy nhất cho hoạt động song công cố định, tuy nhiên đối với các kiến trúc biến đổi trực tiếp, tiện lợi hơn là sử dụng hai bộ tổng hợp tần số LO độc lập: một cho phát và một cho thu. Việc ứng dụng chế độ nén đòi hỏi máy thu phải điều chỉnh đến kênh khác để đo tín hiệu. Để đo trong khoảng thời gian ngắn theo quy định cần đảm bảo điều chỉnh bộ tổng hợp nhanh. Độ chính xác của đầu cuối được xác định bởi chuẩn tần số và điều này đựơc đảm bảo bởi bởi mạch vòng AFC (Automatic Frequency Control: điều chỉnh tần số tự động) để duy trì đồng bộ tần số với trạm gốc. Khi hoạt động trong chế độ không nén, các mạch điện GSM và UMTS làm việc đồng thời và cần chọn tần số chuẩn để đáp ứng yêu cầu của cả hai hệ thống. DAC và ADC cung cấp giao tiếp giữa khối tốc độ chip và các tầng vô tuyến. DAC phát phải có dải động đủ lớn để đáp ứng các yêu cầu về rò kênh lân cận. ADC thu phải có dải động đủ lớn để đảm bảo tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu và các tín hiệu chặn, ngoài ra nó cũng phụ thuộc vào dải thuật AGC (Automatic Gain Control: điều khuếch tự động) áp dụng cho máy thu. Cả hai làm việc tại tốc độ gấp nhiều lần tốc độ chip (thường là từ 4 đến 8 lần) để đảm bảo yêu cầu lọc và độ phân giải thời gian cần thiết cho máy thu RAKE. Các bộ lọc kênh của UMTS, các bộ lọc tạo dạng xung đều sử dụng các bộ lọc cosin tăng căn hai (RRC: Root Raised Cosin) trong băng tần gốc. Tầng vô tuyến phát đảm bảo biến đổi tin hiệu băng gốc vào vô tuyến và đảm bảo điều khiển mức công suất cho máy phát. Điều chế áp dụng cho UMTS khác với điều chế cho GSM ở chỗ nó không có biên độ không đổi. Méo biên độ trong các phần tử xử lý tín hiệu sẽ dẫn đến giảm cấp điều chế không thể chấp nhận và vì thế phải sử dụng các mạch vô tuyến tuyến tính. Một vấn đề nữa của hệ thống UMTS xẩy ra giữa các máy di động là chúng có khoảng cách khác nhau so với trạm gốc. Do rất nhiều trạm đầu cuối dùng chung một tần số, nên một máy di động ở gần trạm gốc có thể chặn một máy di động khác ở xa tần số nếu nó phát ở mức công suất cao. Vấn đề này được khắc phục bằng cách sử dụng vòng điều khiển công suất trong đó công suất phát được điều chỉnh 1500 lần trong một giây. Các mạch điều chỉnh công suất phát đóng vai trò rất quan trọng đối với hiệu năng của hệ thống UMTS. 4.4.2.2. Bộ lọc song công: kết nối máy phát và máy thu vào một anten Nếu không cách ly máy phát với máy thu, tín hiệu phát sẽ chặn tín hiệu thu. Điều này thường đựơc thực hiện bằng hai phần lọc băng thông đựơc gọi là bộ lọc song công. Bộ lọc song công phải có tổn hao chèn (tổn hao thuận) thấp trong băng tần phát (băng Tx), cách ly cao máy phát với máy thu trong băng tần thu, tổn hao chèn thấp trong băng tần thu. Tại máy phát, có thể giảm tổn hao chèn, nếu bộ lọc song công giảm tạp âm đến từ bộ khuếch đại công suất (PA), còn tạp âm được tạo ra trước PA phải được lọc trên đường đường truyền tín hiệu phát. Một điểm thiết kế khác cần lưu ý là rò

168

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

công suất phát vô tuyến tác động vào băng thu do tính phi tuyến của máy thu. Bảng 4.2 cho thấy các yêu cầu điển hình của bộ lọc song công. Bảng 4.2. Các yêu cầu của bộ lọc song công Thông số Yêu cầu tính theo dB Suy hao từ phần vô tuyến phát đến 43dBc đối với kênh lân cận thứ hai

180

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

4.7. CÁC VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN THIẾT KẾ MÁY PHÁT 4.7.1. Cân đối giữa tỷ lệ rò kênh lân cận và tiêu thụ công suất Tỷ số rò kênh lân cận (ACLR: Adjacent Channel Leakage Ratio) quy định công suất trung bình mà thiết bị người sử dụng (UE) được phép phát trong kênh lân cận (dịch 5MHz) và các kênh kế tiếp sau (10MHz). Yêu cầu đựơc quy định là tỷ số công suất mà UE phát tại kênh được ấn định cho nó tương đối so với kênh lân cận phải lớn hơn hoặc bằng 33dBc và 43dBc tại các khoảng cách tần số 5MHz và 10MHz. Quy định này cần đựơc kiểm định cho các UE nằm tại biên ô vì khi này chúng phát công suất gần như cực đại đến nút B làm việc tại kênh lân cận. ACLR là một thông số quan trọng đảm bảo rằng các tần số lân cận không bị mất dung lượng do rò rỉ phát xạ tạp âm của UE. Vì thế UE ACLR không chỉ được quy định tại công suất phát xạ cực đại mà còn cho toàn bộ dải động công suất đầu ra. Thí dụ của ACLR cho một bộ khuếch đại công suất thương mại đựơc cho trên hình 4.15 Tất cả công suất đựơc đo trong băng thông 3,84MHz thông qua bộ lọc cosin tăng căn bậc hai (RRC). dB 0

Trung tâm 1977,4MHz Dải đo 22,5MHz

-10 -20 -30 -40 -50

+5 MHz 42,5 dBc

-5MHz 42dBc -10MHz 54,5dBc

+10MHz 56,2dBc

-60 -70 Trung tâm 1977,4MHz

2,55 MHz/

Dải đo 22,5MHz

MHz

Hình 4.15. Thí dụ về ACLR trong WCDMA 4.7.2. Các cơ chế: AM-AM và AM-PM Thuật ngữ AM-AM để thể hiện sự thay đổi trong điều biên (hay đường bao) tại tín hiệu đầu ra gây ra do điều biên (AM) tín hiệu này tại đầu vào của thiết bị phi tuyến. Tương tự thuật ngữ AM-PM thể hiện điều pha (PM) gây ra do điều biên tín hiệu đầu vào. 181

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Khi công suất trung bình của một kích thích AM tăng, PA bị đẩy mạnh ra khỏi vùng tuyến tính vào vùng bão hòa (xem các vùng I và II trên hình 8.16a). Điểm nén 1 dB (CP1: 1dB Compression Point) thường được sử dụng để định nghĩa sự chuyển đổi này. Nó tương ứng với mức công suất (đầu vào hay đầu ra được tham chuẩn) mà tại đó độ lợi bộ khuếch đại dịch (giảm) so với gíá trị khuếch đại tuyến tính của nó một lượng là 1dB. Tăng thêm công suất đầu vào sẽ dẫn đến xén dạng sóng. a) AM-AM

b) AM-PM 20

30

30

26 24

1dB

22

26 Điểm nén 1dB

20

24

18 16

22

14

(I) 20 -15

-10

(II)

-5 0 Công suất vào (dBm)

Dịch pha đầu ra so với tuyến tính (độ)

Khuếch đại (dB)

28

Công suất ra (dBm)

28 15 10 5 0

12

(III) 5

10

(I) -5 -15

-10

(II)

-5 0 Công suất vào (dBm)

(III) 5

Đường liên tục biểu thị cho hệ số khuếch đại phụ thuộc vào công suất đầu vào, còn đường không liên tục biểu thị cho công suất đầu ra phụ thuộc vào công suất đầu vào của bộ khuếch đại công suất. Hình 4.16. Vùng tuyến tính (I), bão hòa (II), nén (III) trong các bộ khuếch đại công suất. (a) AM-AM, khuếch đại và công suất ra phụ thuộc vào công suất vào. (b) AM-PM. Trong quá trình xén, rò kênh lân cận tăng (ACL: Adjacent Channel Leakage) tăng do các phi tuyến bậc lẻ. Hình 4.16a mô tả ảnh hưởng của nén trong một thiết bị chỉ thể hiện méo bậc ba. Đưa các kích thích AM gồm hai tần số (hai tone) gần nhau f1 và f2 dẫn đến tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (PAPR) đường bao bằng 3dB (giả thiết hai tần số có cùng công suất), như thấy trên hình 4.17a. Trong quá trình nén, hai sản phẩm rò kênh lân cận (ACL) được tạo ra tại các tần số 2f1-f2 và 2f2-f4. Hình 4.17b cho thấy hiệu suất ra tăng công suất tối ưu PAE40% tại công suất vào 1dBm. PAE (Power Added Efficency: hiệu suất gia tăng công suất) đạt được khi công suất vào trung bình gần đến điểm nén 1 dB (CP1) của bộ khuếch đại. PAE được rút ra bằng cách trừ công suất ra với công suất vào và chia cho công suất tiêu thụ: PAE = 100 [(PRfout-PRfin )/PDC,Total]. Ước tính PAPR trong WCDMA trong trường hợp hai tone khó hơn vì tín hiệu đầu vào thể hiện ở dạng các chip ngẫu nhiên trong miền thời gian. Sử dụng các công cụ thống kê như xác suất phân bố biên độ trên hình 4.17b cho phép hiểu sâu đánh giá PAPR của kênh tham khảo (RMC) 12,2kbps với biên độ kênh số liệu vật lý riêng đường lên (DPDCH) d và biên độ kênh điều khiển vật lý riêng đường lên (DPCCH) c bằng nhau. Đối với 182

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

một công suất đầu vào trung bình cho trước gần CP1, ta thấy rằng PAPR càng cao thì xác suất giá trị đỉnh đi vào vùng nén càng cao và vì thế dẫn đến tăng rò kênh lân cận. Vì thế các sơ đồ điều chế giảm thiểu PAPR sẽ hỗ trợ bộ khuếch đại công suất làm việc tại PAE tối ưu. (A)

Thời gian

Biên độ

Biên độ

Miền thời gian

Xác suất xuất hiện (%)

Thời gian

30 28

f 1 f2 Miền tần số

Khuyêch đại

2f 1 - f2

40% 35%

1%

26

30%

Các đỉnh cao hơn 0,1% công suất trung bình đẩy bộ khuếch đại vào vùng nén 0,01%

25 24 23 22

Tần số

45%

27

21 0,001% f 1 f2

50%

PAPR  3,1dB tại 0,1%

29

Khuếch đại (dB)

PA

25% 20% 15%

Công suất Côngtrung suất bình trung bình

!0% 5%

20 2f2 - f2

Hiệu suất ra tăng công suất

Điện áp ra (V)

Điện áp vào (V)

(B)

0% -15

Hiệu suất ra tăng công suất

-12

-9

-3 -6 0 Công suất vào (dBm)

3

Hàm mật độ phân bố biên độ

Hình 4.17. Thí dụ về ACLR do AM-AM trong bộ khuếch đại được lập mô hình với Vra(t)=12Vin(t)-4Vin3(t). (a) Ảnh hưởng của kích thích hai tần số. (b) Phân tích thông kê kênh tham khảo R3 12,2 kbps (c= d) theo khuếch đại, công suất vào và PAE. Trong WCDMA, khóa chuyển pha vuông góc (QPSK), QPSK trong WCDMA được sử dụng ở dạng PSK lai (HPSK: Hybrrid PSK) để tránh việc biểu đồ chùm tín hiệu cắt không dẫn đến chuyển pha 1800. Trong phát hành R3, HPSK đảm bảo duy trì PAPR hầu như không đổi trong dải từ 3dB đến 3,1dB tại xác suất 0,001% không phụ thuộc vào tỷ số c/d. Tương tự công suất đầu vào cao sẽ gây ra PM (AM-PM) trong bộ khuếch đại đẫn đến quay pha và vì thế phổ đầu ra do điều chế pha sóng mang sẽ đóng góp thêm các sản phẩm ACL. Hình 4.16b được vẽ trong trường hợp tone sóng không đổi (đường bao không đổi) cho thấy pha được duy trì gần như không đổi chừng nào PA còn được làm việc trong vùng tuyến tính (vùng I). Trong thí dụ này khi đẩy bộ khuếch đại vào vùng nén (vùng III) dẫn đến quay pha 40/dB. Lưu ý rằng thông thường AM-PM xẩy ra trước AM-AM. Tính chất này gây ảnh hưởng rất lớn lên các ứng dụng của HSDPA. 4.7.3. Công suất ra cực đại và cân đối ACLR Tiêu chuẩn 3GPP có hai loại công suất thực tế: loại 4 được định nghĩa cho các UE có công suất ra trung bình 21dBm2dB, còn loại 3 có công suất phát 24dBm +1/-3dB. Trong HSDPA máy di động sẽ sử dụng một kênh điều khiển đường lên mới HS-DPCCH. Phụ thuộc vào biên độ tương đối của DPDCH đường 183

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

lên d, DPCCH đường lên c và HS-DPCCH hs, tăng PAPR tại dải xác suất 0,1% sẽ từ 0,6 dB đến 1dB so với R3 trong trường hợp kênh tham khảo 12,2kbps. Có thể giải quyết ảnh hưởng AM-AM do PAPR dẫn đến ACLR theo các cách khác nhau:  Các kỹ thuật tuyến tính hóa. Khái niệm này dựa trên việc sử dụng các bộ khuếch đại ít tuyến tính hơn và vì thế ít đắt tiền và hiệu suất nguồn tốt hơn. Do giá thành và độ phức tạp nên giải pháp này chỉ được sử dụng trong trạm gốc chứ không được sử dụng trong các máy cầm tay  Tăng độ tuyến tính của bộ khuếch đại công suất. Giải pháp này tương đương với việc dịch điểm nén 1dB vào vùng công suất cao hơn  Lùi công suất ra. Kỹ thuật này bao gồm việc giảm công suất vào trung bình để tránh xén tín hiệu Chuẩn 3GPP đã quyết định đơn giản kỹ thuật cuối cùng bằng cách cho phép giảm công suất ra cực đại đối với từng loại UE. Điều này cho phép vẫn sử dụng các thiết kế bộ khuếch đại R3 hiện có trong các ứng dụng HSDPA, mặt khác tình trạng này chỉ xẩy ra khi tốc độ DPDCH đường lên thấp hơn hoặc bằng 64kbps tùy thuộc và các cài đặt hệ số khuếch đại. Tuy nhiên lùi điểm công tác của bộ khuếch đại hay tăng độ tuyến tính dẫn đến giảm hiệu suất nguồn và vì thế giảm thời gian đàm thoại. Trong R6, số đo lập phương (CM: Cubic Metric) được đưa ra để tổng quát hóa lượng lùi của bộ khuếch đại cần thiết để đảm bảo yêu cầu ACLR. 4.7.4. Cân đối giữa ACLR và thời gian đàm thoại Trong máy cầm tay 24dBm (23dBm theo quy định mới), hình 4.18b cho thấy bộ khuếch đại công suất trong chế độ tuyến tính công suất cao tiêu thụ công suất acqui cao nhất (chiếm 54%). Tuy nhiên trong thực tế, UE chỉ sử dụng rất ít thời gian phát tại công suất cực đại. Hình 4.18a cho thấy phân bố công suất phát của một UE điển hình nhận được từ đo thử trên xe ô tô trong môi trường thành phố băng tần I của hệ thống UMTS thương mại. Công suất phát trung bình vào khoảng : -1dBm. Trên hình 4.18a, đường không liên tục cho thấy PA trong chế độ HP (High Power: công suất cao) tiêu thụ dòng không đổi khoảng 70 đến 80 mA dù UE phát 0dBm hay -50dBm và đóng góp vào khoảng một phần ba tổng công suất tiêu thụ (hình 4.18b tại công suất phát -10dBm). Điều này thể hiện sự tiêu thụ nghiêm trọng dung lượng acqui. Để khắc phục điều này, một trong các sơ đồ điều khiển khuếch đại sau đây được sử dụng:  Điều khiển định thiên. Giải pháp này cho phép thay đổi dòng tĩnh của PA trong hai hoặc ba nấc (xem hình 4.18a). Tiêu thụ dòng giảm đáng kể xuống còn 20-30 mA (đường liên tục). Công nghệ PA mới nhất có thể kéo tiêu thụ tĩnh này xuống còn 10mA vì thế kéo dài thời gian acqui. Trong lý lịch đường truyền thành phố của hình 4.18a, chốt ngưỡng tại công suất ra 12dBm cho 184

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

phép tiết kiệm khoảng 40 phút đàm thoại khi sử dụng acqui dung lượng 1000mAh. Điều khiển cung cấp công suất nguồn cho PA. Sơ đồ này sử dụng bộ biến đổi DCDC để chuyển mạch công suất nguồn PA giữa hai mức. Trả giá cho giải pháp này là kích thước bản mạch và giá thành tăng do phải sử dụng cuộn cảm chặn lớn a)

b) 400 350 PA trong chế độ công suất cao PA trong chế độ công suất thấp

300

3

250 200

2

150 100

1

50 0

-50

-40

-30

-20

-10

0

10

Công suất ra của UE (dBm/3,84MHz)

0 20

Tiêu thụ dòng điện của BKĐCS (mA)

Hàm mật độ xác suất công suất phát của UE (%)

4

Chế độ HP của PA (29%) -10dBm Thu phát vô tuyến (23%)

Băng gốc (48%) Chế độ HP của PA (54%)

Thu phát vô tuyến (16%)

Chốt ngưỡng

-10dBm 24dBm

Băng gốc (30%)

High Power: công suất cao PA: Bộ khuếch đại công suất Hình 4.18. (a) Hàm mật độ xác suất công suất phát và tiêu thụ dòng điện của PA(bộ khuếch đại công suất). (b) Phân bố tiêu thụ công suất phần vô tuyến và băng gốc tại công suất phát bằng -10dBm và 24 dBm.

4.7.5. Tính chất pha không liên tục Tác động nhảy chế độ dòng tĩnh đối với PA dẫn đến hai hậu quả: thay đổi đột ngột khuếch đại G và thay đổi pha đột ngột  (hình 4.19). Cả hai hiện tượng này dẫn đến G vượt quá kích thước nấc điều khiển công suất phát (TPC) 1dB. Vì thế khi sản xuất hàng loạt cần hoặc hiệu chỉnh mức này hoặc thực hiện đo trực tiếp bằng cách sử dụng bộ tách sóng công suất chính xác.

185

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng 30 Khuếch đại 25

40

10

20

Pha

0

0

G

20

-20

-10 -20

10

-30



5

-40 -50

0

-60

-5

-70

-10

-80 5

10

15

20

Công suất đầu ra UE (dBm/3,84MHz)

25

-60 0

Công suất phát (dBm)

15

Nhảy pha >60 0

-40

Pha (độ)

Khuếch đại (dB)

20

19 18 17 16 15 14 13 12 11 10 9 8

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Chế độ công suất thấp Công suất cao

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

Khe thời gian

Hình 4.19. Thí dụ về nhảy pha và khuếch đại của PA phụ thuộc vào công suất phát và khe thời gian Trong thực tế vấn đề này trở nên nghiêm trọng hơn vì G thay đổi theo nhiệt độ, tần số sóng mang và nguồn nuôi. Trong trường hợp này nếu sử dụng bộ tách sóng công suất, cũng cần bù trừ sự thay đổi theo nhiệt độ và tần số. Nếu không các thay đổi này đòi đỏi nhiều thời gian hiệu chỉnh trong quá trình sản xuất hàng loạt. Để đảm bảo độ chính xác của mẫu đo kiểm TPC là 10,5dB, cũng cần điều chỉnh đồng thời công suất bộ điều chế RF để bù trừ G. Hiện tượng quay pha như trên hình 4.19b xẩy cả ở PA và máy thu. Nhảy pha qúa lớn gây ảnh hưởng nghiêm trọng lên hiệu năng tách sóng của trạm gốc. Phát hành R5 của 3GPP đưa ra quy định về nhảy khuếch đại và pha như trong bảng 4.6. Bảng 4.6. Các yêu cầu đối với nhảy pha Tần suất xuất hiện cực đại cho phép (Hz) Nhảy pha  0 1500 30 0 0 300 30 60 4.8. CÁC VẤN ĐỀ LIÊN QUAN ĐẾN THIẾT KẾ MÁY THU 4.8.1. Các yêu cầu máy thu chung Các yêu cầu máy thu được xây dựng trên một số giả định quan trọng cho các mục đích đo kiểm sau:  Máy thu có anten tích hợp với hệ số khuếch đại 0dBi  Máy thu có hai cửa anten.  Các tín hiệu đo kiểm có mức công suất như nhau và được đặt đến từng cổng anten cùng với sử dụng kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC) để kết hợp tín 186

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

hiệu. Giả thiết là các tín hiệu đến từ các kênh AWGN độc lập sao cho cộng tín hiệu cho ta độ lợi phân tập 3dB. Theo quy định trong phát hành R3 của 3GPP các đo kiểm hiệu năng liên quan đến máy thu sử dụng kênh đo tham chuẩn RMC: Reference Measure Channel) 12,2kbps trừ trường hợp đo kiểm công suất đầu vào cực đại trong đó nhiễu được tạo ra bằng bộ mô phỏng tạp âm kênh trực giao (OCNS: Orthogonal Channel Noise Simulator). Tiêu chí đạt/không đạt dựa trên BER đích phải tốt hơn 10-3 tại công suất kênh đường xuống mong muốn cho trước Ior và tỷ số năng lượng chip của kênh DPCH (DPCH_Ec) trên I0r. 4.8.4. Các yêu cầu về mức đầu vào cực đại Mức đầu vào cực đại được định nghĩa là mức công suất thu mà tại đó BER không vượt quá 10-3 và mức này xác định biến trên cuả dải động máy thu trong khi độ nhạy xác định biên dưới của dải động máy thu. Đối với đo kiểm, các mức được quy định là DPCH_Ec=-44dBm/3,84MHz và Ior  25dBm / 3,84MHz , trong đó giá trị sau liên quan đến dải động của máy thu. Trong đo kiểm độ nhạy máy thu công suất thấp nhất đầu vào là Ior  106,7dBm / 3,84MHz , vì thế dải tự điều khuếch (AGC) cực đại sẽ là: -25-(106,7) 82dB. 4.8.3. Các yêu cầu đối với tín hiệu thấp 4.8.3.1. Các yêu cầu hệ thống về độ nhạy UE Đo kiểm độ nhạy thực hiện giả lập cho trường hợp UE nằm tại biên ô. Đo kiểm được tiến hành cho kênh tham chuẩn tốc độ 12,2kbps và BER 10-3. Do tính chất song công của WCDMA, nên khi UE rời xa nút B nó thu đựơc công suất thấp hơn nhưng phải đảm bảo duy trì BER10-3, để vậy nó phải tăng dần công suất phát cho đến khi đạt được công suất phát cực đại cho phép. Hình 4.20 cho thấy thiết lập đo kiểm nhìn từ góc độ phân hệ vô tuyến của máy UE.

187

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Tx băng cao Tx băng thấp RX GSM 900MHz RX GSM 850MHz PCS RX DCS RX

A

B

E

ADC

Khuếch đại 15dB BPF

LNA

00 0 90

LPF

HPF

RRC

Bộ dao động nội (LO)

Nhánh Q

“Không có bộ lọc”, tùy chọn

Bộ cách ly

24dBm

D

C Nhánh I

Cách ly dò TX 52dB

Suy hao chèn 1,8 đến 3,0dB

Phần băng tần gốc

Phần tần số vô tuyến của máy thu

I0r =-106,7dBm

ADC LPF

PA Min 25,6 dBm – Max 27dBm

AGC

Từ bộ điều chế phát tần số vô tuyến BPF

HPF

RRC Các bộ lọc ngoài Các bộ lọc tích hợp

LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ PA: Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất BPF: Band Pass Filter: bộ lọc băng thông LPF: bộ lọc thông thấp AGC: Automatic Gain Control: tự điều khuếch LO: Local Oscillater: bộ dao động nội HPF: High Pass Filter: bộ lọc thông cao ADC: Analogue to Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số RRC: Root Raised Cosin: bộ lọc cosin tăng căn hai DCS: Hệ thống thông tin tổ ong (GSM 1800) PCS: Hệ thống thông tin cá nhân (hệ thống tổ ong thế hệ hai chủ yếu ở Bắc Mỹ làm việc trong băng tần IMT-2000) Hình 4.20. Các điểm đo kiểm tham chuẩn phân hệ vô tuyến UE Độ nhạy tham chuẩn được định nghĩa là công suất tối thiểu tại cửa anten máy thu UE mà tại công suất này máy thu vẫn đảm bảo BER 10-3 đối với kênh đo kiểm nói trên. Trong số các trường hợp đo kiểm tiêu chuẩn 3GPP, độ nhạy tham chuẩn là đo kiểm được yêu cầu cao nhất. Nó không chỉ đặt ra các yêu cầu hiệu năng chặt chẽ đối với phần thu của UE mà còn thiết lập điều khiển chặt chẽ việc cách ly phần phát với phần thu. Trong máy phát nhiệm vụ cách ly này được thực hiện bởi bộ lọc song công. Đối với UMTS độ nhạy tham chuẩn được tính theo công thức sau: SNR req,2  m IM  req,2  m IM 

Esmin Pmin,MR C / R s  N0 N / Rc

SNR req,2 .N req,2 .m IM .N 2P  min .G s  Pmin   N 2.G s 2.G s

(4.2)

188

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng 

Es   là tỷ số tín hiệu trên tạp âm công nhiễu yêu cầu nhận  N0  I 0  req

SNRrep,2 = req,2= 

đựơc từ mô phỏngvới Es là năng lượng trên ký hiệu và N0, I0 là mật độ phổ công suất tạp âm và nhiễu; Rs là tốc độ ký hiệu; Pmin,MRC là công suất vào sau bộ kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC: Maximal-Ratio Combiner) Gs=Rc/Rs là hệ số trải phổ, mIM là dự trữ thực hiện. Chuyển phương trình (4.2) vào dB và lưu ý N=kT.B.NF, B=3,84MHz và kT=-174dBm.Hz-1 ta được: REFSENS= Pmin[dBm] = -174dBmHz-1+10lg(3,84.106) + NF +req,2+MIM-Gs-3dB = -108,2dBm+NF+ +req,2+MIM -Gs -3dB

(4.3)

Ngoài ra độ nhạy tham chuẩn cũng có thể tín theo công thức sau đây: / Rb E  P SNR req,1  m IM  req,1  m IM   b min   min,MR C N / Rc  N0  SNR req,1  m IM  N req,1  m IM  N 2P  min .G p  Pmin   N 2G p 2G p

(4.4)



Eb   là tỷ số tín hiệu trên tạp âm công nhiễu yêu  N0  I 0  req

Trong đó SNRreq,1= req,1= 

cầu nhận đựơc từ mô phỏng với Eb là năng lượng trên bit và N0, I0 là mật độ phổ công suất tạp âm và nhiễu; Rb là tốc độ bit; Pmin,RMC là công suất vào sau bộ kết hợp tỷ lệ cực đại, Gb=Rc/Rb là độ lợi xử lý. Chuyển phương trình (4.4) vào dB và lưu ý N=kT.B.NF, B=3,84MHz và kT=-174dBm.Hz-1 ta được: Pmin[dBm] = -174dBmHz-1+10lg(3,84.106) + NF +req,1+MIM-Gp = -108,2dBm+NF++req,1+MIM -Gp -3dB

(4.5)

Dưới đây ta tính độ nhạy tham chuẩn cho băng thông I của UMTS. Đối với kênh thoại Rb= 12,2 kbps, Rs=30 ksps, tốc độ chip Rc= 3,84 Mcps ta có:  3,84.106  G p [dB]= 10lgG p =10lg   25dB 3   12,2.10 

(4.6)

và

189

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

 3,84.106  G s [dB]= 10lgG s =10lg   10 lg(128)  21dB 3   30.10 

(4.7)

Các mô phỏng mức liên kết đường truyền cho thấy BLER (Block Error Rate: tỷ số lỗi khối) bằng 10-2 và BER=10-3 đạt đựơc tại tỷ số năng lượng bit trên mật độ phổ công suất tạp âm yêu cầu req,1=(Eb/N0)req= 5dB hoặc tỷ số năng lượng ký hiệu trên mật độ phổ công suất tạp âm yêu cầu req,2=1,2 dB đối với kênh tham chuẩn cho thoại với tốc độ bit Rb=12,2kbps. Với dự trữ thưc hiện MIM=2,5 dB và NFmax=9dB, từ các phương trình (4.4) và (4.5) ta được độ nhạy tham chuẩn vảo khoảng Pmin= -117dBm khi không xét đến phân tập. Đối với BTS hệ số tạp âm chỉ bằng 4dB, nên Pmin=-121dBm khi khỗnget độ lợi phân tập. Đối với các tài liệu của UMTS độ nhạy tham chuẩn được ký hiệu là ở dạng mật độ phổ công suất trên 3,84MHz của kênh DPDCH như sau: Pmin= -117dBm/3,84MHz Bảng 4.7 cho thấy các yêu cầu về mức công suất của độ nhạy máy thu UE cho các băng công tác I,II và III. Bảng 4.7. Các yêu cầu về mức công suất của độ nhạy máy thu. ˆI , Băng công tác *Pmin , Pmin / ˆI 0r , 0r dBm/3,84MHz dB dBm/3,84MHz I -10,3 -117 -106,7 II -10,3 -115 -104,7 III -10,3 -114 -103,7 *Trong chuẩn 3GPP Pmin đựơc ký hiệu là DPCH_Ec Ngoài ra tiêu chí đạt/không đạt liên quan đến hiệu năng băng gốc còn dựa trên tỷ số Pmin / ˆI 0r . Trong các các thiết bị băng I, từ bảng 4.8 ta có công suất tổng hợp đầu vào tại anten UE bằng ˆI 0r = -106,7dBm, trong đó Pmin/Ior được đặt bằng -10,3dB nghĩa Pmin= Pmin/ ˆI 0r + ˆI 0r = -10,3dB-106,7dBm= -117dBm. Nhắc lại Pmin là công suất tối thiểu cho phép tại đầu vào máy thu 3G WCDMA được gọi là độ nhạy tham chuẩn máy thu (được ký hiệu DPCH_Ec ), trong tài liệu này ta sẽ sử dụng Pmin để ký hiệu cho nó Đối với máy thu chuyển đổi trực tiếp các nhân tố sau đây ảnh hưởng lên độ nhạy máy thu:  Tạp âm nhiệt của chính các mạch điện vô tuyến trong máy thu  Tạp âm băng rộng phát, tạp âm pha và tạp âm nhiệt của tín hiệu phát rò vào máy thu sẽ thể hiện như tạp âm tại khoảng cách song công so với sóng mang phát.  Tạp âm đồng kênh do méo bậc hai gây ra

190

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Tạp âm pha của bộ dao động nội thu. Rò tín hiệu phát tại đầu vào máy thu sẽ trộn với tín hiệu từ bộ dao động nội thu, tạp âm pha tại cách ly tần số song công sẽ thể hiện ở dạng tạp âm đồng kênh 4.8.3.2. Tính toán hệ số tạp âm yêu cầu đối với UE Tạp âm trắng máy thu Tạp âm trắng tại đầu ra máy thu bao gồm các thành phần: (1) tạp âm nhiệt đầu vào máy thu, (2) tạp âm nhiệt do các phần tử của chuỗi thu gây ra, (3) tạp âm nhiệt do rò tín hiệu phát gây ra, (3) tạp âm do méo bậc hai do rò phát gây ra và các dạng tạp âm khác do sự không hoàn thiện của máy thu. Tạp âm hệ thống của máy thu khi chỉ xét đến tạp âm rò từ máy phát: NS = Nin+ NRx in + NTX noise+NTX leakage = Nt.DTX noise.DTX leakage (4.8) = NinNFS với Nt= Nin+NRX in=NinNF Trong đó: Nin= k.T.B là tạp âm nhiệt tại đầu vào máy thu với k=1,38.10-23WK-1Hz-1 là hằng số Boltzzmann, T=290 K và B=3,84 MHz là băng thông của tín hiệu WCDMA; NRXin là tạp nhiệt máy thu quy chuẩn đầu vào anten máy thu; NTX noise, NTx leakage là công suất tạp âm nhiệt và công suất tạp âm của các sản phẩm méo bậc hai và bậc ba cho phép rò từ máy phát vào máy thu quy chuẩn tại đầu vào anten thu; Nt là tổng tạp âm nhiệt máy thu quy chuẩn đầu vào anten thu; NS là tạp âm hệ thống của máy thu; NF là hệ số tạp âm của máy thu (thường là của tầng đầu máy thu); DTX noise giảm độ nhạy cho phép do rò tạp âm TX; DTX leakage là giảm độ nhạy cho phép các sản phẩm méo bậc hai của bộ trộn do rò máy phát vào máy thu; NFS là hệ số tạp âm hệ thống máy thu. Trong cả hai trường hợp rò từ máy phát đều dẫn đến giảm cấp tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR): các sản phẩm méo điều chế giao thoa bậc hai (IMD2) rơi vào băng thông tín hiệu mong muốn, còn rò tạp âm chuỗi phát trực tiếp cộng vào tạp âm nền tham chiếu đầu vào LNA và vì thể giảm SNR. Ta có thể biểu diễn phương trình (4.2) ở dạng hệ số tạp âm theo dB quy chuẩn đầu vào anten máy thu như sau: NFS [dB]= NF [dB] + DTX noise [dB] + DTX leakage [dB]

(4.9)

. Nếu xét riêng tạp âm hoặc méo điều chế giao thoa bậc do rò từ máy phát, từ phương trình (4.7) có thể tính được công suất tạp âm cho phép rò từ máy phát (TX) vào máy thu khi quy định trước giảm độ nhạy độ nhạy máy thu do rò tạp âm phát TX như sau: NS= Nin+ NRx in + NTX noise/TX leakage = Nt + NTX noise/TX Leakage =N t .DTx noise/TX leakage

(4.10) 191

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

và

NTx noise/TX Leakage= Nt (DTx noise/TXleakage-1)= Nt. 

(4.11)

trong đó = (DTx noise/TXleakage-1) ; Nt=Nin.NF= k.T.B.NF ; B=3,84 MHz là băng thông của tín hiệu WCDMA . Nếu DTx noise/TX leakage cho ở dạng dB thì :



 [dB] = 10lg 10

DTx noise/TX leakage /10



1

và NTX noise/TX leakage[dBm] = Nt[dBm]+  [dB] Chẳng hạn nếu cho phép giảm độ nhạy DTX =10lg(100,05-1)=-9,1dB

(4.12) noise

=0,5 dB thì  [dB]

Công suất tạp âm cực đại cho phép và hệ số tạp âm cực đại cho phép Ta có thể biểu diễn tìm được công cuất tạp âm cực đại cho phép theo các phương trình (4.2) và (4.4) ở dạng dB như sau: Nmax [dBm]= Pmin[dBm] –SNR’req.2[dB] +Gs[dB] (4.13) Nmax [dBm]= Pmin [dBm] –SNR’req,1[dB] +GP[dB] (4.14) Trong đó Pmin là độ nhạy tham chuẩn, SNRreq,2=req,2[dB] +MIM, SNR’req,1=req,1[dB]+MIM Xét Nmax=-108dBm - NFmax và các phương trình (4.13) và (4.14) , ta có thể tính được NFmax như sau NFmax [dBm]= 108dBm+Pmin[dBm]- SNRreq.2[dB] +Gs[dB] NFmax [dBm]=108dBm+ Pmin[dBm] -SNRreq,1[dB] +GP[dB] Trong đó Pmin=-117dBm là độ nhạy tham chuẩn.

(4.15) (4.16)

Sử dụng phương trình (4.14) ta tính được tạp âm cực đại cho phép như sau : Nmax[dBm] = -117dBm-7dB+25dB= -99 dBm Hệ số tạp âm cực đại máy thu được tính như sau: NFmax=Nmax+108dB= 9dB Các tính toán nói trên được minh họa trên hình 4.21.

192

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

- SNR’req,1= -7dB Nmax =-99 dBm

GP=25dB

NFmax= 9 dB I0r tham chuẩn = -106,7dBm -10,3dB Pmin= -117 dBm

Các kênh điều khiển

Nin = -108 dBm

SCH CPICH PCH

Kênh lưu lượng:

DPCH

SCH: kênh đồng bộ; CPICH: kênh hoa tiêu chung PCH: kênh tìm gọi; DPCH: kênh vật lý riêng ˆI : Tổng công suất từ nút B đến UE trong băng thông 3,84MHz or DPCH_Ec: độ nhạy tham chuẩn máy thu Nmax: công suất tạp âm cho phép cực đại trong băng thông 3,84MHz Nin: công suất tạp âm nhiệt trong băng thông 3,84 MHz tại đầu vào máy thu Hình 4.21. Kịch bản trường hợp đo kiểm độ nhạy tham chuẩn băng I Trong các máy cầm tay hai chế độ GSM/WCDMA hiện nay chỉ hỗ trợ băng I, tồn tại hai cấu hình tầng đầu vô tuyến (xem hình 4.22): hoặc sử dụng một anten riêng cho từng phân hệ vô tuyến (I), hoặc sử dụng một cửa anten duy nhất cho cả phần vô tuyến 2G và 3G (II và III). Suy hao 1,8 đến 2,2dB

1,2 dB max Đến modul con vô tuyến của EGPRS

EGPRS Tx băng cao EGPRS Tx băng thấp RX GSM 900MHz RX GSM 850MHz PCS RX DCS RX

Đến LNA Đến LNA Suy hao 1,2 đến 1,5dB Bộ cách ly Bộ tách công suất đưa đến BB IC Từ PA

Suy hao 0,5 đến 0,8dB

Đến LNA Suy hao 0,3 đến 0,5dB

Từ PA Suy hao 0,4 đến 0,9dB

Từ PA

Suy hao anten đến LNA = 3,1dB max Suy hao anten đến LNA = 2,2dB max Suy hao anten đến LNA = 2,7dB max Suy hao từ PA đến anten = 1,7 đến 2,3dB Suy hao từ PA đến anten = 2,0 đến 2,8dB Suy hao từ PA đến anten = 2,1 đến 3,2dB

I

II

III

LNA: bộ khuếch đại tạp âm thấp PA: bộ khuếch đại công suất Hình 4.22. Thí dụ về ba khả năng thực hiện tầng đầu vô tuyến và các tổn hao chèn của đầu cuối hai chế độ băng I.

193

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Thiết kế hai anten trên hình 4.22 trường hợp I sẽ giảm thiểu các tổn hao chèn xét từ góc độ từng máy thu phát. Nếu bộ lọc song công có đủ hiệu năng IIp3 (the Third Order Input Intercept Point: điểm cắt đầu vào bậc ba- méo bậc ba), thì giải pháp này cho phép các UE không chỉ có độ nhạy tốt nhất mà còn có hiệu năng nhiễu chặn ngoài băng tốt nhất. Nhược điểm của giải pháp này là giá thành cao. Các kiến trúc đơn anten sử dụng các chuyển mạch anten (trường hợp II trên hình 4.22) hay các môđul tích hợp hai chế độ GSM/CDMA (trường hợp III trên hình 4.22). Các thực hiện này cho phép giảm số lượng anten vì thế giảm chi phí. Tuy nhiên phải trả giá bằng tổn hao chèn cao dẫn đến giảm hiệu năng độ nhạy tham chuẩn của UE. Chẳng hạn tổn hao chuyển mạch trong các trường hợp II và III đựơc đánh giá là 0,3-0,5dB và 0,5-0,9dB. Trong các máy 3G đa băng do áp lực về giá thành, nên việc sử dụng chuyển mạch anten là không thể tránh khỏi. Tuy nhiên điều này tạo nên các thách thức đối với việc phải thiết kế các chuyển mạch đảm bảo hiệu năng IIP3 đủ cao để đạt đựơc hiệu năng nhiễu ngoài băng. 4.8.4. Ảnh hưởng của rò tạp âm TX vào băng tần thu Việc đánh giá quỹ rò tạp âm được thực hiện trong năm bước như trên hình 4.23. Ta coi rằng rò bản mạch in không đáng kể so với việc cách ly máy phát đến máy thu của bộ lọc song công. Để làm thí dụ ta thử đánh giá quỹ rò tạp âm của một máy thu có NF bằng 5dB (tham chiếu đầu vào LNA), với giả thiết giảm độ nhạy DTxnoise cực đại bằng 0,5dB (bước 1 và 2 trên hình 4.23). Để đạt được mục tiêu này, công suất rò tạp âm TX nhận được tại điểm giám sát A (hình 4.23) phải được đặt tại mức thấp hơn nền tạp âm thực sự của máy thu 9,1dB, nghĩa là tại mức -112,1dBm, khi chuyển vào mật độ phổ công suất (PSD) sẽ là -112,1-10lg(3,84x106)= -177,9dBm/Hz (bước 2 và 3). Giả thiết cách ly tạp âm của bộ lọc song công là 43dB, mức tạp âm cực đại cho phép đo tại cửa TX của bộ lọc song công sẽ là -134,4dBm (bước 4). Yêu cầu này trở thành môt thách thức thực sự khi đầu vào của WCDMA PA có mật độ phổ công suất tạp âm là -166dBm/Hz (bước 5). Hình 4.24a mở rộng việc đánh giá trước đây trên dải giá trị NF của UE rộng hơn và cho thấy rằng với sự kết hợp PA-lọc song công có thể tránh được 0,25 giảm độ nhạy trong phương án không dùng bộ lọc. Tổng quát hóa thí dụ trên được trình bày trên hình 4.24b. từ hình này ta có thể rút ra: để đáp ứng quỹ DTX noise, NF máy thu càng tốt thì yêu cầu tạp âm bộ điều chế máy phát càng chặt chẽ hơn. Một lựa chọn khác, vì tất cả các điều kiện tồi nhất ít khi xảy ra đồng thời, ta có thể xem xét việc cho phép giảm độ nhạy chỉ vừa vặn vượt quá độ nhạy tham chuẩn, nghĩa là với độ dự trữ 0 dB. Sử dụng các giả thiết này, có thể giảm nhẹ các yêu cầu tạp âm TX xuống -150dBm/Hz phụ thuộc vào NF.

194

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng I0r =-106,7dBm

Nt =-103dBm

1

NFLNAin=5dB

2

Lọc chặn sóng mang TX của bộ lọc song công » 52dB

Giảm độ nhạy DTXnoise = 0,5 dB Þ D = -9,1dB

24dBm

N in=-108dBm Bộ cách ly NmaxLNAinTXnoise=-112,1dBm

3

26-27dBm

Hệ số hiệu chỉnh PSD 10.lg(3,84MHz)=65,8 N0maxPAout=-134,4dBm/Hz

PAnoise =-136dBm/Hz

5 4

Cách ly lọc song công 43dB+0,5dB tổn hao

PA gain = 23,5dB N0maxPAin =-166dBm/Hz

-177,9dBm/Hz

Lọc chặn bộ lọc song công 43dB

Từ RFTX

Tạp âm nền máy thu » -103dBm

Lọc chặn tạp âm của bộ lọc song công 43dB 1932,4 MHz Kênh đường lên 27dBm

Tần số 2122,4MHz Kênh I0r mong muốn » -106,7dBm

Sóng mang và tạp âm TX trong băng RX tại đầu ra PA Dò sóng mang và tạp âm TX tại đầu vào LNA

TX: máy phát, RFTX: phần vô tuyến của máy phát RX: máy thu LNA: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ PA: bộ khuếch đại công suất Nin: tạp âm nhiệt đầu vào máy thu (đầu vào LNA) Hệ số hiệu chỉnh PSD: Hệ số hiệu chỉnh mật độ phổ công suất NFLNAin: Hệ số tạp âm LNA tham chiếu đầu vào máy thu (đầu vào LNA) NmaxLNAinTXNoise: công suất tạp âm máy phát cực đại tại đầu vào LNA N0maxLNAinTXNoise: mật độ phổ công suất tạp âm máy phát cực đại tại đầu vào LNA N0maxPAout: mật độ phổ công suất tạp âm cực đại tại đầu ra PA PAnoise: mật độ phổ công suất tạp âm PA N0maxPAin: mật độ phổ công suất tạp âm cực đại tại đầu vào PA

Hình 4.23. Rò tạp âm máy phát Thực tế lại xảy ra hơi khác: các máy phát được sản xuất hàng loạt hiện nay không đạt được các yêu cầu cho giải pháp không sử dụng bộ lọc. Vì thế khi thực hiện thực tế cần sử dụng bộ lọc băng thông bổ sung. Các giải pháp phần vô tuyến máy phát không có bộ lọc gần đây đã xuất hiện trên thị trường (2007), nhưng vẫn chưa được đưa vào sản xuất hành loạt.

195

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Ảnh hưởng tạp âm bộ điều chế TX WCDMA lên giảm độ nhạy máy thu tham chuẩn đầu vào LNA

b) Dự trữ của máy cầm tay song mode băng I loại III so với độ nhạy tham chuẩn phụ thuộc vào tạp âm phần vô tuyến máy thu tham chuẩn đầu vào LNA 5,25 4,50

1,75

Dự trữ so với độ nhạy tham chuẩn băng I 3GPP, dB

Giảm độ nhạy máy thu, dB

2,00

1,50 1,25 1,00 0,75 0,50 0,25

3,75 3,00 2,25 1,50 0,75 0,00

-0,75

Thí dụ hình 1.23

-1,50 -174

-174

-154

-164

Tạp âm phần vô tuyến máy phát trong băng tần thu, dBm/Hz NF= 2dB

NF= 4dB

-164

-154

Tạp âm phần vô tuyến máy phát trong băng tần thu, dBm/Hz NF= 6dB

Hình 4.24. a) Các đường cong mô tả ảnh hưởng tạp âm bộ điều chế máy phát WCDMA lên giảm độ nhạy máy thu quy đổi đầu vào LNA; b) Các đường cong mô tả dự trữ của máy cầm tay song mode băng I loại III so với độ nhạy tham chuẩn máy thu 3GPP phụ thuộc vào hệ số tạp âm phần tuyến máy thu tham chiếu đầu vào LNA. Các đường cong cho mục đích minh họa được tạo ra với giả thiết trường hợp tồi nhất sau đây: cách ly tạp âm máy phát vào máy thu của bộ lọc song công là 43dB; khuếch đại của bộ khuếch đại công suất (PA) là 23,5dB; tạp âm PA cực đại lọt vào băng thu là -136dBm/Hz; tổn hao từ PA vào anten là 3,2dB; máy cầm tay một anten có tổn hao cực đại từ anten đến đầu vào LNA là 2,7dB; quỹ hệ số tạp âm tham chiếu connectơ anten là 10,3dB. 4.8.5. Các yêu cầu về độ chọn lọc kênh lân cận, ACS Độ chọn lọc kênh lân cận (ACS) là số đo khả năng máy thu thu tín hiệu WCDMA tại tần số được ấn định cho nó khi có mặt kênh lân cận tại một dịch tần số cho trước so với tần số của kênh được ấn định. ACS là tỷ số giữa giữa suy hao bộ lọc thu tại tần số của kênh được ấn định với suy hao bộ lọc thu tại các tần số kênh lân cận. UE sẽ thực hiện yêu cầu tối thiểu khi BER không vượt quá 10-3 theo đặc tả trong bảng 4.8 đối với mọi giá trị nhiễu kênh lân cận đến -25dBm. Bảng 4.8. Các thông số cho ACS Thông số Trường hợp 1 Công suất tín hiệu mong Pmin+14dB muốn, Pmm [dBm/3,84MHz] Công suất nhiễu (được -52 điều chế) trung bình,

Trường hợp 2 Pmin+41dB

-25

196

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Ioadj [dBm/3,84MHz] Dịch tần [MHz]

 5MHz

 5MHz

Nhiễu kênh lân cận là một tín hiệu được điều chế WCDMA có tâm tại một dịch tần 5MHz. Nhiễu cho phép cực đại được tính theo công thức sau:  Pm m   I max

  Pmin   Eb  .m IM     .m IM .G P  N  I N  I   req   0 0  req  req,1.m IM .G P  SNR 'req,1 .

1 GP

(4.17)

 I max [dBm]  Pm m  SNR;req,1 [dB]+G P[dB]

Trong đó Pmm là công suất tín hiệu mong muốn tối thiểu, Imax là công suất nhiễu cực đại cho phép, Pmin là độ nhạy tham chuẩn máy thu, SNRreq,1 là tỷ số tín hiệu trên nhiễu cộng tạp âm hiệu dụng yêu cầu và GP=10lg(Rc/Rb) là độ lợi xử lý. Yêu cầu tối thiểu phải đảm bảo BER không vượt quá 10-3 khi công suất tín hiệu tối thiểu mong muốn Pmm= Pmin+4dB =-103dBm/3,84MHz; mật độ phổ công suất nhiễu cho phép trong băng 3,84MHz là Ioadjc  52dBm / 3,84MHz ; req,1 tỷ số tín hiệu trên tạp âm nhận được từ mô phỏng, SNR’req,1 = req,1+MIM=7dB là tỷ số tín hiêu trên tạp âm hiệu dụng; GP=25dB ta có thể tính nhiễu cho phép cực đại như sau: Imax= Pmm – SNR/req,1 +GP = -103dBm-7+ 25= -85 dBm Vì thế độ chọn lọc kênh lân cận (ACS) yêu cầu tối thiểu sẽ là: ACSmin= -52-(-85)= -52+85=33dB Hình 4.25 minh họa cho các tính toán nói trên.

197

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng Imax= -52dBm/3,84MHz

-78dBm -SNR’req,1=-7dB

ACSmin= 33 dB GP = 25dB

Imax=-85dBm

Pmm=Pmin+14dB =-103dBm/3,84MHz Kênh n

5 MHz

Kênh n+1

Hình 4.25. Mức tín hiệu cho đo kiểm ACS 4.8.6. Các đặc tính nhiễu chặn Các đặc tính nhiễu chặn của máy thu là khả năng máy thu thu được tín hiệu WCDMA mong muốn tại tần số được ấn định khi có mặt của một tín hiệu nhiễu tại các tần số không dẫn đến đáp ứng giả hay kênh lân cận mà không gây giảm hiệu năng máy thu vượt quá giới hạn quy định. Các đặc tính nhiễu chặn đựơc phân thành nhiễu chặn trong băng và nhiễu chặn ngoài băng. 4.8.6.1. Nhiễu chặn trong băng Nhiễu chặn trong băng được định nghĩa là một tín hiệu không mong muốn rơi vào băng tần thu của UE hay vào 15MHz đầu tiên phía dưới và phía trên băng tần thu. Các tần số nhiễu chặn trong băng không được coi là các tần số gây ra đáp ứng giả hoặc kênh lân cận. Yêu cầu tối thiểu nhiễu chặn trong băng là nó không làm BER vượt quá 10-3 đối với kênh đo tham chuẩn. Nhiễu trong trường hợp này là một tín hiệu UMTS được điều chế. Yêu cầu tối đối với nhiễu chặn trong băng trong băng khai thác I là đảm bảo BER không vượt qua 10-3 được đặc tả bằng các thông số trong bảng 4.9 (băng thu của UE trong trường hợp này là từ 2110 MHz đến 2170 MHz). Bảng 4.9. Các thông số cho nhiễu chặn trong băng trong băng khai thác I Thông số thu Công suất mong muốn, Pmm[dBm/3,84MHz]

Mức Pmin+3dB

198

TS, Nguyễn Phạm Anh Dũng

Công suất nhiễu chặn trung bình (được điều chế), Iblock[dBm/3,84MHz] Tần số nhiễu chặn, fblock [MHz] Dịch tần nhiễu chặn so với băng thu của UE [MHz]

-56

-44

2102,4fblock 2177,6

2095fblock 2185

10

-15 và 15

4.8.6.2. Nhiễu chặn ngoài băng Nhiễu chặn ngoài băng được định nghĩa là một tín hiệu không mong muốn rơi vào băng tần thấp hay cao hơn 15MHz phía dưới và phía trên băng tần thu. Yêu cầu tối thiểu nhiễu chặn ngoài băng là nó không làm BER vượt quá 10-3 đối với kênh đo tham chuẩn. Nhiễu trong trường hợp này là một tín hiệu CW. Yêu cầu tối đối với nhiễu chặn trong băng trong băng khai thác I là đảm bảo BER không vượt qua 10-3 được đặc tả bằng các thông số trong bảng 4.10. Bảng 4.10. Các thông số cho nhiễu chặn ngoài băng băng khai thác I Thông số thu Công suất mong muốn, Pmm[dBm/3,84MHz] Công suất nhiễu -44 chặn trung bình (CW), Iblock[dBm] 2050 20MHz

Hình 7.20. Đo chặn ngoài băng đối với 10 MHz LTE

7.4.3.5. Phát xạ giả của máy thu Công suất phát xạ giả là công suất được tạo ra hay được khuếch đại trong mýa thu và xuất hiện tại connectơ anten thu trạm gốc. Yêu cầu tối thiểu đối với phát xạ giả máy thu được cho trong bảng 7.10. Bảng 7.10. Yêu cầu tối thiểu đối với phát xạ giả máy thu Dải tần Mức cực đại 30MHz - 1 GHz -57 dBm 1 GHz - 12.75 GHz -47 dBm

Băng thông đo 100 kHz 1 MHz

Lưu ý. Có thể loại bỏ khỏi yêu cầu dải tần phát cuả trạm gốc giữa 2,5xbăng thông kênh thấp hơn tần số sóng mang đầu tiên và 2,5xbăng thông kênh cao hơn tần số sóng mang cuối cùng. Yêu cầu sẽ không loại bỏ tần số thấp hơn 10MHz so với tần số thấp nhất và cao hơn 10MHz so với tần số cao nhất của băng tcông tác của máy phát BS. Ngoài ra công suất của mọi phát xạ giả không được vượt quá các mức được quy định cho sự đồng tồn tại với các hệ thống khác trong cùng một vùng địa lý và để bảo vệ máy thu trạm gốc LTE FDD khỏi nhiễu chính trạm và của trạm khác.

405

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.4.3.6 Điều chế giao thoa máy thu Trộn bậc ba và cao hơn của hai tín hiệu vô tuyến gây nhiễu có thể tạo ra một tín hiệu nhiễu trong băng kênh mong muốn. Loại bỏ đáp ứng điều chế giao thoa là một số đo khả năng máy thu thu được tín hiệu mong muốn tại tần số kênh được ấn định cho nó khi có mặt hai tín hiệu gây nhiễu có quan hệ tần số đặc biệt với tín hiệu mong muốn mà vẫn đảm bảo yêu cầu thông lượng. Thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 95% thông lượng cực đại. Yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa quy định, công suất trung bình của tín hiệu mong muốn bằng Pmin+6dB, công suất trung bình của tín hiệu gây nhiễu bằng -52dBm, dịch tần giữa tần số tín hiệu nhiễu CW với biên kênh tín hiệu mong muốn bằng 1,5 băng thông kênh tín hiệu gây nhiễu LTE và kiểu tín hiệu nhiễu được cho trong bảng 7.11. Dịch tần giữa tần số trung tâm tín hiệu nhiễu và biên kênh tín hiệu mong muốn được quy định dựa trên kịch bản xấu nhất của điều chế gioa thoa: sản phẩm điều chế giao thoa rơi vào các khối tài nguyên biên của băng thông kênh công tác. Bảng 7.11. Tín hiệu nhiễu cho yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa Băng thông kênh LTE [MHz] 1,4 3 5 10 15 20

Dịch tần số trung tâm tín hiệu gây nhiễu so với biên tín hiệu mong muốn [MHz] 2,1 4,9 4,5 10,5 7,5 17,5 7,375 17, 5 7,25 17,5 7,125 17,5

Kiểu tín hiệu gây nhiễu CW 1,4MHz LTE CW 3MHz LTE CW 5MHz LTE CW 5MHz LTE CW 5MHz LTE CW 5MHz LTE

Đo yêu cầu điều chế giao thoa đối với 5MHz LTE được mô tả trên hình 7.21.

406

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Tín hiệu nhiễu 5MHz LTE, 25RB

Nhiễu CW

- 52 dBm

Tín hiệu mong muốn 5MHz LTE, 25RB

-95,5 dBm 6dB Pmin=-101,5dBm

7,5MHz 17,5MHz

Hình 7.21. Đo điều chế giao thoa cho 5MHz LTE Yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa băng hẹp được cho trong bảng 7.12. Bảng 7.12. Yêu cầu hiệu năng điều chế giao thoa băng hẹp Băng thông kênh LTE [MHz]

Công suất tín hiệu trung bình [dBm]

1.4

Pmin + 6dB

3

Pmin + 6dB

5

Pmin + 6dB

10 15 20

Pmin + 6dB Pmin + 6dB Pmin + 6dB

Công suất tín hiệu gây nhiễu trung bình [dBm] -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52 -52

Dịc tần số trung tâm tín hiệu gây nhiễu so với biên tín hiệu mong muốn [kHz] 270 790 270 780 360 1060 325 1240 380 1600 345 1780

Kiểu tín hiệu gây nhiễu

CW 1.4 MHz LTE, 1 RB CW 3.0 MHz LTE, 1 RB CW 5 MHz LTE, 1 RB CW 5 MHz LTE, 1 RB CW 5MHz LTE, 1 RB CW 5MHz LTE, 1 RB

Đo yêu cầu điều chế giao thoa băng hẹp đối với 5MHz LTE được mô tả trên hình 7.22.

407

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Nhiễu CW

- 52 dBm

-95,5 dBm 6dB Pmin=-101,5dBm

Tín hiệu nhiễu 5MHz LTE, 1RB

Tín hiệu mong muốn 5MHz LTE, 25RB

360 kHz 1060 kHz

Hình 7.22. Đo yêu cầu điều chế giao thoa băng hẹp đối với 5MHz LTE 7.5. HIỆU NĂNG GIẢI ĐIỀU CHẾ eNodeB Mục đích của các yêu cầu hiệu năng giải điều chế là để đánh giá hoạt động của mạng trong thực tế và kiểm tra các giảm cấp trạm gốc ảnh hưởng lên hiệu năngg mạng. Các giảm cấp bao gồm các giảm cấp phần vô tuyến và phần băng gốc, EVM của máy thu, đồng bộ thời gian và tần số, ước tính tần số, … Các yêu cầu hiệu năng giải điều chế của trạm gốc được mô tả cho các kênh đường lên như: PUSCH (Physical Uplink Shared Channel), PUCCH (Physical Uplink Control Channel) và PRACH (Physical Random Channel). Dưới đây ta sẽ xét ênh PUSCH làm thí dụ. Các yêu cầu giải điều chế đựơc xác định bởi thông lượng tối thiểu đối với một SNR cho trước. Thông lượng phải bằng hoặc lớn hơn 30% hay 70% thông lượng cực đại đối với một kênh đo tham chuẩn được đặc tả chỉ có các tín hiệu số liệu và tham chuẩn. Các yêu cầu hiệu năng giải điều chế PUSCH được quy định cho tất cả các băng thông ckênh ủa LTE. Ngoài ra đối với từng băng thông kênh, các thông số khác nhau dưới đây đựơc lựa chọn để thích hợp với các cấu hình khác nhau:  Số anten thu: 3 hay 4  Sơ đồ điều chế và mã hóa: QPSK 1/3, 16QAM ¾, hay 64QAM 5/6.  Mô hình kênh: EPA5, EVA5, EVA70, ETU70 hay ETU300 trong đó con số thể hiện dịch Doppler. PA là Pedestrian A Channel (kênh đi bộ A), VA là Vehicular A Channel (kênh đi xe A) và TU là Typical Urban Channel (kênh đô thị điển hình)  Kiểu CP: bình thường hay mở rộng  Số khối tài nguyên ấn định cho băng thông kênh: đơn hay toàn bộ. Mỗi mô hình kênh được mô tả bởi tần số Doppler tương ứng với các tốc độ khác nhau phụ thuộc vào băng thông. Chẳng hạn EPA5 thương ứng với tốc độ 408

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

7.7km/h cho 0,7 GHz (băng 12), 2,7km/h cho 2GHz (băng 1) và 2,1 km/h cho 2,6 GHz (băng 7). IR HARQ (HARQ tăng phần dư) cho phép phát lại đến ba lần. Bảng 7.13 trình bày tập các đo kiểm của trạm gốc theo PUSCH đối với từng băng thông kênh và từng cấu hình anten thu. Đối với trạm gốc hỗ trợ nhiều băng thông kênh, chỉ áp dụng các đo kiểm băng thông kênh lớn nhất và nhỏ nhất. Bảng 7.13. Tập các đo kiểm trạm gốc theo PUSCH CP Mô hình kênh, ấn Sơ đồ điều chế và Phần trăm thông định RB mã hóa lượng cực đại Bình thường EPA5, tất cả QPSK 1/3 30 và 70 16QAM ¾ 70 64QAM 5/6 70 EVA5, đơn QPSK 1/3 30 và 70 16QAM ¾ 30 và 70 64QAM 5/6 70 EVA70, tất cả QPSK 1/3 30 và 70 16QAM ¾ 30 và 70 ETU70, đơn QPSK 1/3 30 và 70 ETU300, đơn QPSK 1/3 30 và 70 Mở rộng ETU70, đơn 16QAM ¾ 30 và 70 Các yêu cầu SNR được quy định dựa trên cơ sở các kết quả mô phỏng mức đường truyền với các dự trữ thực hiện được trình bày trong các lần họp khác nhau của 3GPP. Dưới đây là một thí dụ về quan hệ giữa tốc độ số liệu thô và SNR yêu cầu cho giả định băng thông kênh 10 MHz, CP bình thường điều chế QPSK và tỷ lệ mã 1/3. Đối với kênh tham chuẩn cố định A3-5, các yêu cầu SNR được đặc tả co tất cả các khối tài nguyên (50 RB), đối với 2 và 4 anten thu, đối với các mô hình kênh EPA5 và EPA70 và đối với 30%, 70% thông lượng. Bảng 7.14 cho trình bày các yêu cầu SNR cho 30% thông lượng cực đại. Bảng 7.14. Các yêu cầu SNR đối với 30% thông lượng cực đại (kênh tham chuẩn cố định A3-5) Số anten thu Mô hình kênh Yêu cầu SNR [dB] 2 EPA5 -4,2 EPA70 -4,1 4 EPA5 -6,8 EPA70 -6,7

409

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đối với kênh tham chuẩn A3-5 kích thước tải tin bằng 5160bit tương đương với tốc độ số liệu tinh tức thời bằng 5,16Mbps. Đối với một khối tài nguyên tốc độ này là 103,2kbps. 30% thông lượng cực đại tương ứng với 30,9kbps và 61,9kbps đối với một và hai khối tài nguyên. Cần lưu ý rằng một số tính toán quỹ được truyền sử dụng giả thiết SNR=-7dB, 64kbps và 32kbps tương ứng hai và một khối tài nguyên. Sở dĩ hiệu năng eNodeB được giả thiết tốt hơn vì số lần phát lại HARQ nhiều hơn và hiệu năng eNodeB thông thường gần với các giới hạn lý thuyết hơn so với yêu cầu tối thiểu của 3GPP. Ngoài ra chuẩn cũng đưa ra yêu cầu định thời đối PUSCH. Mục đích của yêu cầu này là để kiểm tra xem trạm gốc có gửi các lệnh định thời trước với tần số chính xác hay không và trạm gốc có ước tính đúng định thời truyền dẫn được lên hay không. Các yêu cầu điều chỉnh định thời đường lên được xác định bởi thông lượng yêu cầu cực đại đối với SNR cho trước và đựơc quy định cho các điều kiện truyền sóng di động như thể hiện trên hình 7.23. Hiệu số thời gian giữa định thời tham chuẩn và nhánh thứ nhất được mô tả bởi phương trình (7.12), trong đó A=10s.   Ref

A .sin(t) 2

(7.12)

P1



t0

t1

Hình 7.23. Điều kiện truyền sóng di động Điều chỉnh định thời đường lên được quy định cho các điều kiện bình thường và cực đoan. Đối với các điều kiện bình thường, mô hình kênh ETU và tốc độ UE 120km/h (=0,07.s-1). Điều chỉnh định thời đường lên trong các điều kiện cực đoan là điều kiện tùy chọn tương ứng với kênh AWGN và tốc độ UE bằng 350km/h (=0,13.s-1). 410

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Ngoài ra chuẩn cũng bao hàm cả các yêu cầu giải mã kênh cho các điều kiện tầu cao tốc lên đến 350km/h. eNodeB có thể trải nghiệm dịch hai lần dịch Doppler cao hơn trường hợp tồi nhất nếu UE đồng bộ với tần số đường xuống bao gồm cả dịch Doppler (fd) (hình 7.24). Yêu cầu dịch Doppler cực đại là 1340 Hz tương ứng với 359km/h tại 2,1GHz với giả thiết eNodeB trải nghiêm hai lần dịch Doppler. 2fd

350 km/h (fd)

Hình 7.24. Yêu cầu giải điều chế của tầu cao tốc 7.6. TỔNG KẾT Chương này đã xét các yêu cầu chung đối với eNodeB. Trước hết chương đã này xét các yêu cầu đối với máy phát eNodeB. Liên quan đến các yêu cầu này, chương đã xét các yêu cầu chất lượng tín hiệu phát (EVM), công xuất đầu ra máy phát, các phát xạ không mong muốn, tỷ lệ rò kênh lân cận , đổng tồn tại với các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận trong cũng băng tần công tác cũng như trong các băng tần lân cận. Chương đã xét các yêu cầu đối với máy thu eNodeB. Liên quan đến vấn đề này chương đã xét: mức độ nhạy tham chuẩn, dải động, độ nhạy đối với nhiễu của máy thu, độ chọn lọc trong băng, chọn lọc kênh lân cận và nhiễu chặn băng hẹp, nhiễu chặn, phát xạ giả của máy thu, điều chế giao thoa. Ngoài ra chương cũng xét hiệu năng giải điều chế của eNodeB. 7.7. CÂU HỎI 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9.

Trình bày các yêu cầu chung đối với eNodeB Trình bày công suất đầu ra máy phát Trình bày phát xạ không mong nuốn của băng công tác Trình bày tỷ lệ rò kênh lân cận Trình bày vấn đề đồng tồn tại với các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận trong cùng một băng công tác Trình bày vấn đề đồng tồn tại với các hệ thống khác trên các sóng mang lân cận trong các băng công tác lân cận Trình bày chất lượng tín hiệu phát (EVM) Trình bày các yêu cầu chung đối với máy thu eNodeB Trình bày mưc độ nhạy tham chuẩn 411

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

10. Trình bày dải động 11. Trình bày tổng quan độ nhạy máy thu đối với tín hiệu gây nhiễu 12. Trình bày độ chọn lọc trong băng 13. Tình bày chọn lọc kênh lân cận và nhiễu chặn băng hẹp 14. Trình bày nhiễu chặn 15. Trình bày phát xạ giải máy thu 16. Trình bày điều chế giao thoa máy thu 17. Trình bày hiệu năng giải điều chế

412

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Chương 8 KIẾN TRÚC ENODEB 8.1. GIỚI THIỆU CHUNG 8.1.1. Các vấn đề được trình bày trong chương        

Các tiêu chí thiết kế eNodeB Kiến trúc cơ sở của một eNodeB Bộ khuếch đại công suất eNodeB Kiến trúc tổng quát của một BTS trên cơ sở SDR Kiến trúc LTE DBS và đặc tính kỹ thuật Đơn vị vô tuyến đặt xa (RRU hay RRH) Các vấn đề khai thác và bảo dưỡng eNodeB Một số kịch bản triển khai eNodeB

8.1.2. Hướng dẫn  Học kỹ các tư liệu đựơc trình bầy trong chương  Tham khảo thêm tài liệu tham khảo [13], [15]. 8.1.3. Mục đích chương    

Nắm đựơc các tiêu chí chung khi thiết kế eNodeB Nắm kiến trúc phần cứng và phần mềm eNodeB Nắm các thông số kỹ thuật của một số eNodeB điển hình Năm đựơc các vấn đề triển khai, khai thác và bảo dưỡng eNodeB

8.2. CÁC TIÊU CHÍ THIẾT KẾ ENODEB eNodeB phải được thiết kế dựa trên các tiêu chí sau.

413

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.2.1. Nền tảng BTS tiên tiến, kết hợp mạng UMTS và GSM, chia sẻ RAN và phát triển liên tục  Trong giải pháp một RAN (SingleRAN), các BTS phải cho phép phát triển mạng từ từ và giảm giá thành phát triển mạng LTE bằng cách chia sẻ nền tảng phần cứng BTS và thiết bị giữa các công nghệ truy nhập vô tuyến (RAT: Radio Access Technologies) khác nhau như GSM, WCDMA và WIMAX  Các BTS phải có thể chia sẻ mạng với GSM và UMTS và hỗ trợ chuyển giao giữa LTE và vùng PS của GERAN/UTRAN/CDMA2000. Điều này cho phép dễ ràng triển khai mạng LTE trong mạng GSM và UMTS hiện có  Các BTS phải hỗ trợ chia sẻ RAN. Các nhà khai thác khác nhau có thể có thể chia sẻ mạng RAN và giảm chi phí đầu tư (CAPEX: Capital Expenditure)  BBU hỗ trợ các ứng dụng đa mode. Vì thế các phiến của các chế độ khác nhau có thể lắp đặt được trên cùng môt BBU 8.2.2. Dung lượng lớn, vùng phủ rộng và thông lượng cao  Các BTS phải hỗ trợ dung lượng cao. Một BTS có thể hỗ trợ cực đại 3600 UE trong chế độ RRC-CONNECTED  Các BTS phải cung cấp vùng phủ rộng. Nó có thể phủ sóng cực đại 100km khi sử dụng các chức năng như phân tập thu nhiều anten và điều phối nhiễu giữa các ô (ICIC: Inter-cell Interferece Co-ordination)  Các BTS phải đảm bảo thông lượng cao. Nó có thể đảm bảo cực đại 450 Mbps đường xuống và 300Mbps đường lên khi sử dụng các chức năng như điều chế 64QAM, MIMO và ICIC. 8.2.3. Tiêu thụ năng lượng thấp và hiệu suất cao Công nghệ PA nâng cao mới cho phép eNodeB tiêu thụ năng lượng thấp hơn 800W, chỉ bằng 50% của các trạm BTS vĩ mô khác. Công nghệ này cho phép tiết kiệm 1 triệu đô la trên 1000 site mỗi năm và giảm phát xạ khí CO8. Ngoài ra cũng giảm đáng kể giá thành điều hòa và nhờ vậy giảm OPEX 8.2.4. Chức năng SON tăng cường  Lập cấu hình tự động BTS có thể tự động nhận được các thông số kết nối, tải xuống phần mềm, lập cấu hình số liệu, tiến hành kiểm tra, tải lên thông tin. Điều này giảm nhẹ quá 414

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

trình chuẩn bị cho lập cấu hình, giam các xử lý nhân công khi triển khai site và giảm thiểu chi phí khai thác (OPEX: Operation Expenditure)  Tự động tạo lập quan hệ với các ô lân cận (ANR: Automatíc Neighbor Ralation) BTS có thể tự động duy trì tính toàn vẹn và hợp lệ đối với một danh sách các ô lân cận bằng cách tự động phát hiện các ô lân cận bị mất và đánh giá quan hệ với các ô lân cận. Điều này cho phép tăng tỷ lệ chuyển giao thành công và giảm giá thành quy hoạch cũng như tối ưu mạng  Tự động phát hiện xung đột PCI (Physical Cell Identifier: số nhận dạng ô vật lý) và sự cố anten 8.2.5. Truyền tải IP toàn diện  Cung cấp các cửa truyền dẫn IP khác nhau như FE (Fast Ethernet)/GE(Gigabit Ethernet) điện, FE/GE quang và các cửa E1/T1  Hỗ trợ truyền tải IP. Ngoài ra hỗ trợ cấu hình mạng đa dạng như hình sao, chuỗi và cây  Áp dụng nhiều cơ chế QOS để cung cấp dung lượng cao, áp dụng các dịch vụ phân biệt, và đáp ứng các yêu cầu QoS cuả các dịch vụ 8.2.6. Dễ ràng lắp đặt và CAPEX thấp  BTS gọn nhẹ và dễ dàng vận chuyển, dễ dàng hỗ trợ lắp đặt phân bố, giảm đáng kể kết cấu xây dựng và tiết kiệm CAPEX  Có thể lắp đặt trên tường trong nhà hoặc trong tủ máy tiêu chuẩn. Vì thế giảm đầu tư lắp đặt. Có thể lắp đặt RRU trên cột, tháp hay tường bê tông.  Vị trí lắp đặt linh hoạt và yêu cấu không gian nhỏ cho phép giảm chi phí thuê site. Có thể lắp đặt RRU gần với hệ thống anten để giảm giá thành phiđơ và tiêu thụ công suất. 8.2.7. Các công nghệ đa anten tiên tiến R8 LTE áp dụng kỹ thuật MIMO với các cấu hình như sau:  DL (Downlink: đường xuống): 2x2, 2x4, 4x2, 4x4 MIMO  UL (Uplink: đường lên): 1x2, 1x4, 2x2, 2x4 MIMO Ngoài ra các công nghệ 2Tx4R và 4Tx4R MIMO – BF (MIMO-Beamforming: MIMO tạo búp) sẽ được áp dụng chủ yếu trong LTE để tăng vùng phủ sóng và giảm số site so với 2Tz2R beamforming (bảng 8.1).

415

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Bảng 8.1. Độ lợi bổ sung nhận được từ các công nghệ 2Tx4R và 4Tx4R MIMO – BF Cấu hình 2T4R MIMO-Beamforming 4T4R MIMO-Beamforming anten DL UL DL UL Độ lợi bổ sung 2-4dB 4-6dB 2-4dB so với 2T2R Độ lợi 3dB có nghĩa là đội lợi bán kính 120%, độ lợi phủ sóng 140% và giảm số site 30% 8.3. KIẾN TRÚC CƠ SỞ CỦA eNodeB 8.3.1. Kiến trúc cơ sở Kiến trúc điển hình của một eNode cũng tương tự như Node B của WCDMA (hình 8.1). eNode được thiết kế trên cơ sử phần cứng và phần mềm. Phần cứng bao gồm bốn phần chính: đơn vị vô tuyến (RFU: Radio Frequency Unít), đơn vị băng gốc (BBU: Baseband Unit), phần điều khiển và truyền dẫn. Đơn vị RF phát/thu các tín hiệu và biến đổi tín hiệu số vào sóng vô tuyến và ngược lại. Đơn vị băng gốc xử lý tín hiệu được mã hóa trước khi phát/thu nó đến/từ mạng lõi thông qua môđule truyền dẫn. Khối điều khiển đóng vai trò điều phối ba môđule nói trên. Công nghiệp sản xuất đã định một số điểm tham chuẩn (RP: Reference Point) nhằm đạt đựơc giá thành thấp nhất cho các môđule khác nhau. Chức năng của trạm gốc được chia thành hai phần chính: các chức năng mặt phẳng điều khiển (CP) và các chức năng mặt phẳng người sử dụng (UP). Chức năng mặt phẳng người sử dụng liên quan đến truyền tải, băng gốc và anten. Ngoài ra còn có chức năng mặt phẳng điều khiển liên quan đến truyền dẫn số liệu điều khiển, số liệu khai thác và bảo dưỡng (O&M: Operation and Maintenance).

416

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Phần mềm Module băng gốc

Module truyền dẫn

RP3

RP2 Giao diện

Các đơn vị RF RFU

BBU

Chuyển mạch

Module điều khiển

Điều khiển và đồng hồ RP1

Module nguồn

Hình 8.1. Kiến trúc chung của một BTS Các bộ khuếch đại công suất và các môđule RF chiếm 50% giá thành BTS, nên các nhà sản suất nghiên cứu kết hợp hai chức năng này vào một môđule duy nhất có giá thành thấp hơn. Vì thế cần có một giao diện chung giữa phần băng gốc và phần RF để cổ vũ các sáng kiến cũng như cạnh tranh cho việc nghiên cứu các môđule RF và bộ khuếch đại công suất (PA: Power Amplifier). Đây chính là lý do của việc đưa ra định nghĩa các các giao diện chung RP3 giữa BB và phần RF. Hai giao diện chung đựơc định nghĩa là: CPRI (Common Public Radio Interface: giao diện vô tuyến công cộng chung) và OBSAI (Open Base Station Standard Initiative: sáng kiến tiêu chuẩn trạm gốc mở). Trong trường hợp khi các xử lý kỹ thuật khác nhau yêu cầu cùng một kiểu tài nguyên, thì tốt nhất là tập trung phần cứng và phần mềm vào một nhóm dùng chung và cách này cho phép sử dụng tài nguyên hiệu quả nhất. Dùng chung tài nguyên cho phép tăng dung lượng trong các môi trường trong đó có thể xẩy ra phân bố nhu cầu tài nguyên không đồng nhất. Tập trung tài nguyên băng gốc tại một chỗ cho phép chia sẻ các tài nguyên xử lý tín hiệu giữa các ô, nhờ đó đạt được sử dụng dung lượng xử lý của BTS lớn nhất. Một nét quan trọng của dùng chung là nó chứa đựng khả năng dự phòng tài nguyên bằng cách chia sẻ tài nguyên chung. Trong trường hợp này lưu lượng có thể chuyển sang tài nguyên khác của phần tài nguyên chung chưa được dùng. Vì thế tính khả dụng của xử lý lưu lượng tăng so với trường hợp không dùng chung tài nguyên. 8.3.2. Các khuynh hướng phát triển BTS Các khuynh hướng phát triển BTS:

417

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

1. Tích hợp anten vô tuyến (IRA: Integrated Radio Antennas) 2. RRU (đơn vị vô tuyến đặt xa) 3. Vô tuyến đa tiêu chuẩn (MSR: Multitandard Radio) Hình 8.1. cho thấy xu thế phát triển BTS. a) BS thông thường Anten trên nóc nhà

b) BS phân bố

Phiđơ cáp đồng trục ~ 30 mm Tổn hao 50% (3dB) công suất

c) BS phân bố

Anten trên nóc nhà

IRA (Integratade Radio Antennas) Remote RF Unit (đơn vị vô tuyến xa)

RRU CPRI/ OBSAI

D/A Phát tương tự BBU

BB

CPRI/ OBSAI

Sợi quang, Không tổn hao công suất

RF

Sợi quang, Không tổn hao công suất

BBU

Trạm gốc ở tầng trệt

Hình 8.1. Xu thế phát triển BTS 8.3.3. Kiến trúc phần mềm Kiến trúc phần mềm của eNodeB được thể hiện trên hình 8.2. Inter-Cell RRM Mobility Control RB Control

Radio Admission Control Provisionning

O&M Agent

Dynamic Resource Allocation Measurement Configuration

RRC

Load Balancing

S1-AP

PDCP

SON

Fault Configuration Management Management

X2-AP GTP-U

RLC STCP

MAC MAC Physical Adaptation Layer

OS Adaptation Layer OS TCP/UDP

LTE PHY

IP (IPSec)

Network Hadware

Hình 8.2. Kiến trúc phần mềm eNodeB Phần mềm eNodeB được chia thành một số phần như:  Phần mềm giao thức (Protocol Software)  Phần mềm quản lý tài nguyên vô tuyến (RRM: Radio Resource Management)

418

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 Phần mềm khai thác và bảo dưỡng (O&M: Operation and Maintenance)  Phần mềm mạng tự quản lý (SON: Self Organising Network) Phần mềm giao thức được chia hành các phần sau:  MAC (Media Access Control: điều khiển truy nhập môi trường)  RLC (Radio Link Control: điều khiển liên kết vô tuyến  RRC (Radio Resource Control: điều khiển tài nguyên vô tuyến)  eGTP (elvolved GPRS Tunnel Protocol: giao thức tunel GPRS phát triển)  SCTP (Stream Control Transmission Protocol: giao thức truyền dẫn điều khiển luồng  S1AP (S1 Application Protocol: giao thức ứng dụng S1)  X2 AP (X2 Application Protocol: giao thức ứng dụng X2) Phần mềm quản lý tài nguyên vô tuyến được chia thành các phần sau:  RAC (Radio Admission Control: điều khiển cho phép vô tuyến)  RBC (Radio Bearer Control: điều khiển kênh mang vô tuyến)  RC (Radio Configuaration: lập cấu hình vô tuyến)  DRA (Dynamic Resource Allocation: ấn định tài nguyên động)  CMC (Connection Mobility Control: điều khiển kết nối di động)  LB (Load Balancing: cân bằng tải)  Inter-cell RRM (Inter-cel Radio Resource Management: điều khiển tài nguyên vô tuyến giữa các ô)  Inter-RAT RRM (Inter-RAT Radio Resource Management: điều khiển tài nguyên vô tuyến giữa các công nghệ vô tuyến) Phần mềm khai thác và bảo dưỡng được chia thành các phần sau:  Giám sát o o o o

Thông tin tốc độ số liệu Thông tin bản tin điều khiển Thông tin mạng (S1 và X2) Thông tin UE

 Lập cấu hình: o o o o o

Thông tin quảng bá Cấu hình RRC Cấu hình PDCP Cấu hình RLC Cấu hình MAC

 Các lệnh CLI (Command-Line Interface: Giao diện dòng lệnh )

419

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần mềm SON được chia thành các phần sau:  Tự lập cấu hình (SC: Self Configurration) o Thiết lập eNodeB mới trong mạng o Lập quan hệ tự động với các ô lân cận (ANR: Automatic Neighbor Relation) o Lập cấu hình ID ô vật lý tự động  Tự tối ưu (SO: Self Optimization) o o o o o o o o

Cân bằng tải Tối ưu hóa thông số chuyển giao (HO) Điều khiển nhiễu Tối ưu hóa dung lượng và vùng phủ Tối ưu hóa RACH (kênh truy nhập ngẫu nhiên) Tiết kiệm nguồn điện Tối ưu hóa mạng MBMS (Multimedia Broadcast Multicast Service) Tối ưu hóa các thông số vô tuyến liên quan đến chất lượng

Có thể khách hàng hóa RRM và SON theo yêu cầu của khách hàng. 8.3.4. Kiến trúc phần cứng 8.3.4.1. Kiến trúc tổng quát phần cứng của một BTS Cấu trúc tổng quát phần cứng của một BTS được cho trên hình 8.3 bao gồm bốn thành phần sau:  Phần vô tuyến thu gồm: lọc vô tuyến thu, khuếch đại và biến đổi hạ tần tín hiệu vô tuyến thu từ anten  Khối xử lý băng gốc thu: lọc và biến đổi tín hiệu tương tự vào tín hiệu số và xử lý tín hiệu này tại thực thể xử lý tốc độ chip  Khối xử lý băng gốc phát: bao gồm các khối thực hiện xử lý và chuyển đổi tín hiệu số vào tương tự thích hợp cho điều chế  Phần vô tuyến phát: điều chế, biến đổi nâng tần và khuếch đại tín hiệu vào sóng vô tuyến công suất cao và lọc tín hiệu vô tuyến trước khi phát.  Bộ lọc song công: kết nối máy phát và máy thu vào một anten. Nếu không cách ly máy phát với máy thu, tín hiệu phát sẽ chặn tín hiệu thu. Điều này thường đựơc thực hiện bằng hai phần lọc băng thông đựơc gọi là bộ lọc song công. Bộ lọc song công phải có tổn hao chèn (tổn hao thuận) thấp trong băng tần phát (băng Tx), cách ly cao máy phát với máy thu trong băng tần thu, tổn hao chèn thấp trong băng tần thu. 420

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

.

Bộ lọc song công

Phần vô tuyến phát

Phần vô tuyến thu

Các bộ dao động nội

Bộ dao động chuẩn

DAC

ADC

RRC

RRC

Điều khiển công suất phát

AFC

AGC

Xử lý xử lý băng gôc

ADC: Analog to Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số DAC: Digital to Analog Converter: bộ biến đổi số thành tương tự RRC: Root Rased Cosine: bộ lọc cosin tăngcăn hai AFC: Automatíc Frequency Control: Bộ tự động điều khiển tần số AGC: Automatíc Gain Control: bộ tự điều khuếch

Hình 8.3. Cấu trúc tổng quát phần cứng của một BTS Điều khiển tần số được thực hiện bằng bộ dao động nội (LO: Local Oscillator). Có thể sử dụng một bộ tổng hợp tần số LO duy nhất cho hoạt động song công cố định, tuy nhiên đối với các kiến trúc biến đổi trực tiếp, tiện lợi hơn là sử dụng hai bộ tổng hợp tần số LO độc lập: một cho phát và một cho thu. DAC và ADC cung cấp giao tiếp giữa khối tốc độ chip và các tầng vô tuyến. DAC phát phải có dải động đủ lớn để đáp ứng các yêu cầu về rò kênh lân cận. ADC thu phải có dải động đủ lớn để đảm bảo tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình của tín hiệu và các tín hiệu chặn, ngoài ra nó 421

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

cũng phụ thuộc vào dải thuật AGC áp dụng cho máy thu. Các bộ lọc kênh của UMTS, các bộ lọc tạo dạng xung đều sử dụng các bộ lọc cosin tăng căn hai (RRC: Root Raised Cosin) trong băng tần gốc. Tầng vô tuyến phát đảm bảo biến đổi tin hiệu băng gốc vào vô tuyến và đảm bảo điều khiển mức công suất cho máy phát. 8.3.4.2. Cấu trúc máy phát đổi tần Cấu trúc của máy phát đổi tần trong eNode được trình bày trên hình 8.4. Phần xử lý vô tuyến

Phần xử lý băng gốc (BB: Base Band) Miền số

Miền tương tự

CRC IF (Intermediate Frequency: trung tần) Mã hóa xoắn hoặc turbo

Bộ đan xen khối

I

Bộ lọc RRC

RF (Radio Frequency: Tần số vô tuyến)

Các bộ trộn

DAC

900

OFDM

å PA

Q

Bộ lọc RRC

PA: Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất RF LO: Radio Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội vô tuyến IF LO: Intermediate Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội trung tần

RFLO

DAC IF LO

Hình 8.4. Cấu trúc của máy phát đổi tần trong BTS. Phần xử lý băng gốc thực hiện các xử lý tín hiệu số sau:  Mã hóa phát hiện lỗi bằng cách chèn CRC (Cyclic Redundance Check: kiểm tra vòng dư)  Mã hóa phát hiện lỗi dựa trên mã hóa xoắn hoặc mã hóa turbo  Đan xen khối để hoán vị vị trí các bit nhằm tránh lỗi cụm  Điều chế OFDM để truyền luồng số trên nhiều sóng mang con nhằm giảm thiểu ISI (Inter-symbol Interference: nhiễu giữa các ký hiệu) do truyền sóng đa đường gây ra  Luồng số đựa chia thành hai luông song song: luồng I (Inphase: đồng pha) và luồng Q (Quadrature: vuông góc) để điều chế sóng mang cos và sin tại khối điều chế trung tần  Lọc RRC (Root Raised Cosin: căn hai cosin tăng) để tạo dạng xung trước khi đưa lên điều chế nhằm giảm nhiễu  DAC (Digital to Analog Converter) để biến đổi từ số vào tương tự

422

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần xử lý vô tuyến thực hiện:  Điều chế tại trung tần dựa trên sóng mang tới từ bộ dao động nội trung tần (IF LO)  Biến đổi nâng tần dựa trên sóng vô tuyến đến từ bộ dao động nôi vô tuyến (RF LO) để chuyển đổi sóng trung tần vào sóng vô tuyến  PA (Power Amplifier: bộ khuếch đại công suất) để khuếch đại công suất sóng vô tuyến đủ lớn trước khi đưa vào anten  Ngoài ra còn có các bộ lọc băng thông (BPF: Band Pass Filter) tại trung tần và tần số vô tuyến 8.3.4.3. Cấu trúc máy thu 8.3.4.3.1. Cấu trúc máy thu đổi tần, Superheterodyne Cấu trúc tổng quát phần cứng của một máy thu đổi tần được cho trên hình 8.5. Phần xử lý vô tuyến

Phần xử lý băng gốc (BB: Base Band) Miền tương tự

RF (Radio Frequency: Tần số vô tuyến)

Miền số

IF (Intermediate Frequency: trung tần) Các bộ trộn

IF (Intermediate Frequency: trung tần)

ADC

Bộ lọc RRC

Giải điều chế OFDM

900

Giải đan xen khối

LNA

RF LO

LNA : Low Noise Amplifier: Bộ khuếch đại tạp âm nhỏ IF LO RF LO: Radio Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội vô tuyến IF LO: Intermediate Frequency Local Oscillator: bộ giao động nội trung tần

ADC

Bộ lọc RRC

Giải mã xoắn hoặc turbo

Giải CRC

Hình 8.5. Cấu trúc tổng quát phần cứng của một máy thu đổi tần (heterodyne) Phần vô tuyến máy thu thực hiện các chức năng sau:  Các bộ lọc băng thông (BPF: Band Pass Filter) trong vùng tần số vô tuyến và trung tần để lọc các tín hiệu vô tuyến và trung tần

423

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

 LNA (Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm nhỏ) có hệ số tạp âm NF (Noise Figure) thấp để hạn chế giảm tỷ số tín hiệu trên tạp âm do tín hiệu thu quá thấp  Bộ biến đổi hạ tần sử dụng tàn số vô tuyến từ bộ dao động nôi vô tuyến (RF LO) để chuyển đổi tín hiệu vô tuyến vào tín hiệu trung tần  Cấu sai động để phân chia tín hiệu trung tần thành hai luồng I và Q trước khi đưa lên giải điều chế tại trung tần bằng cách sử dụng tần số trung tần từ bộ dao động nôi trung tần (IF LO)  Các bộ biến đổi ADC (Analog to Digital Converter: bộ chuyển đổi tương tự vào số) để chuyển đổi tín hiệu tương tự vào tín hiệu số cho miền xử lý tí hiệu số Phần xử lý băng gốc thực hiện các chức năng sau đây:  Các bộ lọc RRC để lọc các xung số  Bộ giải điều chế OFDM để khôi phục lại luồng số từ các luồng số nhỏ được truyền trên các sóng mang con  Bộ giải đan xen khối để sắp xếp các bit theo đúng trình tự như trước bộ đan xen tạ phía phát  Bộ giải mã xoắn hoặc turbo để sửa lỗi  Bộ giải mã CRC để phát hiện lỗi. 8.3.4.3.2. Kiến trúc tổng quát phần cứng của một BTS với tầng trung tần số Các máy thu phát trung tần số số mở rộng phạm vi xử lý số ra ngoài miền băng gốc đến anten. Nó tăng thêm tính linh hoạt của hệ thống trong khi vẫn giảm giá thành sản xuất. Biến đổi tần số số cung cấp tính linh hoạt cao hơn và hiệu năng lớn hơn (xét về khía cạnh suy hao và độ chọn lọc) so với tương tự. Trong các máy thu phát này, bộ biến đổi số thành tương tự (DAC) làm việc tại trung tần (IF) và đầu phát tương tự băng rộng tách riêng được sử dụng cho quá trình xử lý tín hiệu tiếp sau trong các thành vô tuyến (RF). Sơ đồ của kiến trúc BTS với trung tần số được cho trên hình 8.5.

424

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

IF số DUC

AFE1 DPD

DAC

PA

VCO/DDS

DDC

ADC: Analog-Digital Converter: bộ biến đổi tương tự thành số APE: Analog Front End: đầu phát thu tương tự DAC: Digital-Analog Converter: bộ biến đổi số thành tươnng tự DDC: Digital Downconverter: bộ biến đổi hạ tần DUC: Digital Upcnverter: bộ biến đổi nâng tần

ADC

LNA

Bộ lọc song công

Xử lý tín hiệu băng gốc số

AFE2

DPD: Digital Predistortion: làm méo trước số DDS: Direct Digital Syntheser IF: Intermediate Frequency: trung tần số LNA: Low Noise Amplifier: bộ khuếch đại tạp âm thấp VCO: Voltage Controlled Oscillator: bộ dao động điều khiển bằng điện áp

Hình 8.5. Thực hiện phát/thu biến đổi qua trung tần số. Cũng như các máy thu phát thông thường, máy thu phát trung tần số bao gòm hai phần: phần xử lý tín hiệu số và phần vô tuyến. Tuy nhiên phần vô tuyến được tách làm hai: phần trung tần số và đầu phát thu tương tự (APE: Analog Front End). APE là đầu thu phát tương tự băng rộng cho tín hiệu vô tuyến trước anten. Tầng trung tần số gồm hai phần: 1. Phần trung tần phát bao gồm:  DUC (Digital Up-Converter: bộ biến đổi nâng tần số) để chuyển đổi trung tần vào tần sóng vô tuyến  DPD (Digital Predistortion: làm méo trước bằng số) cho phép tuyến tính hóa đặc tính khuếch đại của bộ kuyếch đại công suất nhờ vậy tăng hiệu suất sử dụng nguồn. 2. Phần trung tần thu bao gồm: i. DDC (Digital Down-converter: bộ biến đổi nâng tần số) để chuyển đổi tần số vô tuyến vào tần số trung tần 8.4. KIẾN TRÚC TỔNG QUÁT CỦA BTS TRÊN CƠ SỞ SDR Với sự phát triển nhanh các tiêu chuẩn như GSM/EGPRS, WLAN, WIMAX, WCDMA/HSPA, LTE, các trạm gốc vô tuyến trong tương lai phải hỗ trợ được nhiều giao diện vô tuyến, nhỉều băng tần và nhiều khuôn dạng điều chế. Công nghệ vô tuyến cho phép phần cứng khả lập cấu hình theo nhiều tiêu chuẩn là 425

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

một thách thức lớn đối với các nhà nghiên cứu phát triển trạm gốc. Công nghệ SDR (Software Defined Radio: vô tuyến định nghĩa bằng phần mềm) cung cấp giải pháp hiệu quả, ít tốn kém để xây dựng các trạm gốc vô tuyến đa mode, đa băng, đa chức năng. Không tồn tại một định nghĩa duy nhất cho SDR. Có thể coi công nghệ SDR là kết hợp của các công nghệ phần mềm và phần cứng mà ở đó có thể lập lại cấu hình của các bộ phận hoạt động quan trọng bằng cách nâng cấp phần mềm. Nói một cách khác xét theo ý nghĩa của các hệ thống di động khả lập trình hay khả lập lại cấu hình, thì công nghệ này là: đầu cuối đa tiêu chuẩn, vô tuyến khả tri (cognitive radio), vô tuyến khả lập lại cấu hình và vô tuyến kiến trúc linh hoạt. 8.5.1. Kiến trúc phần cứng của một máy thu phát số Hệ thống vô tuyến SDR được xây dựng trên cơ sở kiến trúc phần cứng nền tảng của một máy thu phát số như cho trên hình 8.10. Trên hình 8.10 ta thấy kiến trúc tổng quát của một máy phát thu số bao gồm: đầu vô tuyến (RFE: Radio Frequency Front-End), phần trung tần (IF: Intermediate Frequency) và phần băng gốc.

Phần vô tuyến

Phần trung tần Rx

ADC

Phần băng gốc DDC Xử lý băng gốc

Đầu vô tuyến (RFE) Tx

DAC

DUC

Hình 8.10. Kiến trúc tổng quát của một máy phát thu số Chức năng của RFE là phát và thu tín hiệu vô tuyến (RF: Radio Frequency) thông qua anten. Trên đường thu, tín hiệu RF được biến đổi thành tín hiệu IF để xử lý tiếp trong phần trung tần. Trên đường phát, tín hiệu IF được biến đổi nâng tần thành tín hiệu RF, sau đố được khuếch đại công suất. Phần IF chịu trách nhiệm biến đổi tương tự thành số (ADC) trên đường thu và biến đổi số thành tương tự (DAC) trên đường phát. Bộ biến đổi nâng tần số (DUC: Digital Up Converter) trên đường phát biến đổi tín hiệu băng gốc và tín hiệu IF số trong miền số. Bộ biến đổi hạ tần số (DDC: Digital Down Converter) trên đường thu biến đổi tín hiệu RF số vào tín hiệu IF trong miền số. 426

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phần băng gốc thực hiện các chức năng băng gốc như kết nối cuộc gọi, cân bằng, nhảy tần, phục hồi định thời và tương quan…. Trong một hệ thống SDR (Software Defined Radio), phần băng gốc được thiết kế để có thể lập trình bằng phần mềm. Ngoài ra các module DDC và DUC trong phần IF cũng khả lập trình. Các giao thức lớp liên kết, và các khác thác điều chế và giải điều chế cũng có được thể thực hiện theo định nghĩa bằng phần mềm. Vì thế có thể thay đổi chế độ hoạt đông một thiết bị có khả năng SDR hoặc tăng cường chế độ khai thác sau suất xưởng cho thiết bị này bằng phần mềm. Hệ thống SDR lý tưởng là một hệ thống có thể lập trình đến phần vô tuyến, nghĩa là có khả năng thực hiện biến đổi tương tự thành số và ngược lại với tốc độ cao ngay tại anten. Tuy nhiên các công nghệ ADC/DAC hiện nay chưa đủ để hỗ trợ băng thông số, dải động và tốc độ lấy mẫu cần thiết cho việc thực hiện phần vô tuyến khả lập trình hiệu suất. 8.5.2. Kiến trúc phần mềm hệ thống vô tuyến SDR Kiến trúc phần mềm của một hệ thống SDR điển hình được mô tả trên hình 8.11. Các lớp tài nguyên phần cứng được xây dựng trên cơ sở nền tảng phần cứng sử dụng các module khả lập trình như DSP (Digital Signal Processor: bộ xử lý tín hiệu số), FPGA (Field Programable Gate Array: mảng cổng khả lập trình theo ứng dụng) và MC (Microcontroller: bộ vi xử lý) và các modul RF tương tự. Lớp môi trường hoạt động thực hiện quản lý tài nguyên, quản lý bộ nhớ và ngắt dịch vụ. Nó cũng đảm bảo các giao diện ổn định với các môđule phần cứng đựơc sử dụng bởi các lớp ứng dụng trên nó. Lớp các ứng dụng vô tuyến thực hiện các giao thức liên kết và các hoạt động điều chế/giải điều chế thông qua các module phần mềm. Các ứng dụng vô tuyến cung cấp dịch vụ cho các giao thức cao hơn như WAP và TCP/IP.

Các giao thức lớp cao hơn (WAP/TCP/IP) Các ứng dụng vô tuyến (các giao thức lớp liên kết, điều chế/giải điều chế) Môi trường hoạt động (quản lý phần cứng, quản lý bộ nhớ, ngắt quản lý) Tài nguyên phần cứng (DSP, FGA, MC, bộ nhớ, phần cứng vô tuyến gồm cả anten)

Hình 8.11. Kiến trúc phần mềm của một hệ thống vô tuyến SDR 8.5.3. Kiến trúc nền tảng băng gốc đa chuẩn

427

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Trạm gốc đa chuẩn bao gồm một nền tảng phần cứng vạn năng có thể được lập cấu hình cho một giao diện vô tuyến đặc thù bằng cách tải xuống phần mềm chức năng tương ứng. Có thể làm được điều này trong quá trình khai thác mà vẫn duy trì hoạt động của trạm gốc. Chức năng của các phần tử phần mềm được tải xuống bao gồm: từ các ngăn xếp giao thức đến các giải thuật xử lý lớp vật lý. Một nền tảng băng gốc đa chuẩn phải phù hợp với các yêu cầu của các ứng dụng cần hỗ trợ (các tiêu chuẩn vô tuyến, các chế độ khai thác) và phải hỗ trợ năng động các hỗn hợp lưu lượng biến đổi. So với các giải pháp thông thường, nó có các ưu điểm rõ ràng như: sử dụng các tài nguyên phần cứng hiện có hiệu quả hơn và đảm bảo đựơc chất lượng dịch vụ (QoS). Tính hạt cao cần thiết để ấn định tài nguyên cho việc xử lý đường xuống và đường lên. Điều này đòi hỏi nhiều tăng cường kiến trúc và quản lý tài nguyên phần cứng động. Một số bộ xử lý tín hiệu số và các khối tăng tốc điều khiển bằng phần mềm được xử dụng để đạt được tốc độ bit cao và xử lý khối lượng số liệu cao theo yêu cầu đối với các chức năng định hướng theo luồng bít. Các phần tử này đựơc nối với nhau qua bus điều khiển và số liệu tốc độ cao. Và được giảm sát bởi hệ thống điều khiển (bộ xử lý đa mục đích) (hình 8.12). Trước khi tải phần mềm đến các phần tử xử lý, phần mềm được đặt thông số và liên kết theo chức năng yêu cầu. Sau đó bộ lập biểu trong DSP sẽ gọi ra các khối xử lý theo một cách thức thích hợp. Bộ điều khiển

DSP

DSP

DSP

Bus điều khiển/số liệu/ đường xuống/đường lên

FPGA

FPGA

Hình 8.12. Kiến trúc phần cứng của băng gốc Các chuỗi xử lý (thực thể UMTS hay WiMAX …) có thể được tổ hợp và được lập cấu hình từ bộ phận dành riêng, bộ phân chung và bộ phận giải thuật chung của thư viện hệ thống phụ thuộc vào giao thức yêu cầu của giao diện vô tuyến (hình 8.13).

428

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Kênh WiMAX

Bộ phận riêng của hệ thống

Thư viện WiMAX

Lập biểu MAC

Ngẫu nhiên hóa UMTS

Thư viện HSPA

Kênh LTE

Thư viện LTE

Thư viện UMTS

Thực thể LTE

Mã turbo, trải phổ Bộ phận chung của hệ thống bao gồm cả quy định thông số

Bộ phận giải thuật chung của hệ thống bao gồm cả quy định thông số

Các chức năng lọc

Thư viện chung

Thực thể UMTS

Thư viện DSP

Hình 8.13. Khái niệm thư viện SDR phân cấp để xử lý tín hiệu băng gốc Các thư viện bộ phận hệ thống dành riêng cung cấp các chức năng duy nhất cho môi trường giao diện vô tuyến được quy định cho một tiêu chuẩn cho trước (chẳng hạn móc nối các khối truyền tải, đan xen, phân đoạn khung vô tuyến). Các thư viện bộ phận chung của hệ thống bao gồm các chức năng hệ thống chung cho các giao diện vô tuyến khác nhau, có thể lập cấu hình chung bằng cách thiết lập các thông số phủ hợp chức năng của từng chuẩn riêng. Các chức năng cần xem xét ở đây bao gồm kiểm tra vòng dư, trải phổ, điều chế và điều khiển công suất.. Các thư viện giải thuật chung bao gồm các chức năng cơ sở được sử dụng rông rãi trong các lĩnh vực viễn thông và khoa học như các chức năng lọc, biến đổi Fourier nhanh (FFT) và các chức năng toán vectơ. Khái niệm thư viện SDR phân cấp cho phép đưa ra các giải pháp kinh tế không chỉ đối với phát triển phần mềm mà cả đối với bộ nhớ cần thiết để lưu giữ một khối lượng lớn chương trình phần mềm. Tuy nhiên, cần có các nghiên cứu và đánh giá sâu hơn để chứng minh tính thực tiễn của cách tiếp cận này. Xử lý băng gốc trước hết được thực hiện bằng các thiết bị khả lập trình bằng phần mềm như DSP và các bộ tăng tốc phần cứng (FPGA chằng hạn). Đây là một khả năng để đưa ra các giải pháp đa chuẩn. Chuyển dịch hầu hết các phần phức tạp của kiến trúc phát thu vào phần số sẽ cho phép hoạt động trong các băng tần khác nhau và trong các tiêu chuẩn khác nhau. Điều này cũng ảnh hưởng tích cực lên giá thành vì mỗi năm giá của các thành phần xử lý số giảm hai lần trong khi đó giá của các phần tử vô tuyến tương tự chỉ giảm không quá 10% mỗi năm. Trong các phần dưới đây ta sẽ xét các BTS phân bố 3900 (DBS 3900) để minh họa.

429

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

8.5. KIẾN TRÚC LTE DBS VÀ ĐẶC TÍNH KỸ THUẬT 8.5.1. Kiến trúc LTE DBS DBS có kiến trúc phân bố. Nó gổm hai môđul: BBU và RRU, trong đó BBU và RRU được nối với nhau bằng sợi quang qua các cửa giao diện chung (CPRI: Common Public Radio Interface). Các thiết bị bổ sung của DBS là các phần hỗ trợ chu BBU và RRU. Thí dụ về các thiết bị này trong DBS 3900 là môdule nguồn tiên tiến với bộ trao đổi nhiệt (APM30H). Hệ thống acqui dự phòng tích hợp bên trong cùng với hệ thống làm nguội (IBBS200D) và tủ máy truyền dẫn cùng với bộ trao đổi nhiệt (TMC11H). Sự kết hợp linh hoạt linh hoạt các môdul cơ sở với các thiết bị bổ sung có thể cung cấp các giải pháp site đa dạng. Hình 8.14 cho thấy kiến trúc của DBS.

BBU

Cửa CPRI

RRU

Các thiết bị bổ sung APM30H/BBS200D&T/TMC11H

Hình 8.14. Kiến trúc của DBS 8.5.2. Đăc tả kỹ thuật .Bảng 8.2 cho thấy đặc tả kỹ thuật điển hình của DBS (dựa trên đặc tả cuả DBS3900). Bảng 8.8. Đặc tả kỹ thuật của DBS Băng tần 700MHz; 850MHz; 1,7/2,1GHz; 2,6GHz Băng thông kênh 1,4MHz; 3MHz; 5MHz; 15MHz; 20MHz Công nghệ đa anten MIMO (2x2, 4x2), phân tập Tx/Rx Công suất đầu ra cực đại RRU: 2x40W với các tùy chọn khả định cỡ giảm đến 2x10W, 2x20W hay 2x30W

430

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Kích thước (HxWxD)

BBU: 86mmx442mmx310mm (3,4”x17,5”x12,2”) RRU: 485mmx285mmx170mm (19,1”x11,4”x6,7” Trọng lượng BBU: 50 0 +45 /900MHz >50 0 +450/1800MHz -45 /900MHz >50 +450/1800MHz NA 0 -45 /1800MHz NA 0 +45 /900MHz >50 0 0 -45 /1800MHz -45 /900MHz >50 0 +45 /1800MHz NA 0 -45 /1800MHz NA NA: không áp dụng

Cách ly [dB] 1710 – 1880 MHz NA NA >50 >50 NA NA >50 >50 >50 >50 44 43 >50 >50 44 43

500

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.4.9. Các cấu hình anten BTS Hình 9.25 và bảng 9.4. và cho thấy các cấu hình anten khác nhau dùng cho số cáp vô tuyến lên đến 12 trên một BTS. 12 cáp vô tuyến có thể hỗ trợ bốn anten trên một đoạn ô cho một trạm ba đoạn ô và hai anten trên một đoạn ô cho trạm có sáu đoạn ô.

Ma trận butler kép (a)

(b)

(c)

(d)

(e)

(f)

(g)

(h)

Hình 9.25. Cấu hình anten cho tối đa 12 cáp vô tuyến Bảng 9.4. Cấu hình anten Cấu hình anten 1V ULA2V ULA4V DIV-1X CLA-2X CLA-3X

Hình (a) (b) (c) (d) (e) (f)

Mô tả Một cột với phân cực đứng (V-pol) Hai cột V-pol đặt cạnh nhau 4 cột V-pol Một cột với phân cực chéo (X-pol) Hai cột phân cưc chéo đặt gần nhau Một cột phân cực chéo nằm giữa hai cội phân cực chéo gần nhau BM-4X (g) Bốn cột phân cực chéo với ma trận butler kép DIV-2X (h) Hai cột phân cực chéo đặt cách xa nhau * V: Vertical: phân cực đứng, ULA: Uniform Linear Array: mảng tuyến tính đồng nhất, X: Cross Polarization: phân cực chéo, DIV: Diversity: phân cực, CLA: Circular Linear Array: Mảng tuyến tính tròn, BM: Butler Matrix: ma trận Butler, Lưu ý rằng BM-4X cũng còn được gọi là cấu hình anten CLA-4X.

501

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.5. CÁC KHÍA CẠNH PHÂN TẬP 9.5.1. Truyền sóng đa đường và mô hình kênh vô tuyến trong thông tin di động Trong thông tin vô tuyến, sóng vô tuyến được truyền qua môi trường vật lý có nhiều cầu trúc và vật thể như tòa nhà, đồi núi, cây cối, xe cộ chuyển động. Nói chung quá trình truyền sóng trong thông tin vô tuyến rất phức tạp. Quá trình này có thể chỉ có một đường truyền thẳng (LOS: line of sight), hay nhiều đường mà không có LOS hoặc cả hai. Truyền sóng nhiều đường xẩy ra khi có phản xạ, nhiễu xạ và tán xạ (hình 9.26a). Phản xạ xẩy ra khi sóng vô tuyến đập vào các vật cản có kích thước lớn hơn nhiều so với bước sóng. Nói chung phản xạ gây ra do bề mặt của quả đất, núi và tường của tòa nhà. Nhiễu xạ xẩy ra do sóng điện từ gập phải các bề mặt sắc cạnh và các thành gờ của các cấu trúc. Tán xạ xẩy ra khi kích thước của các vật thể trong môi trường truyền sóng nhỏ hơn bước sóng. Tán xạ thường xẩy ra khi sóng vô tuyến gập phải các ký hiệu giao thông, cột đèn. Ngoài phản xạ, nhiễu xạ và tán xạ, sóng vô tuyến còn bị suy hao đường truyền. Cường độ tín hiệu cũng bị thay đổi theo thời gian do sự chuyển động của máy thu hoặc máy phát. Để phân tích ta có thể đặc trưng ảnh hưởng truyền sóng vô tuyến thành hai loại: suy hao tín hiệu phạm vi rộng và méo tín hiệu phạm vi hẹp. Suy hao tín hiệu phạm vi rộng gây ra do suy hao đường truyền và sự che tối máy phát và máy thu còn méo tín hiệu phạm vi hẹp xẩy ra do truyền sóng nhiều đường. Truyền sóng nhiều đường được mô phỏng dựa trên lý lịch trễ công suất (hình 9.26b), trong đó nếu tín hiệu đựơc phát có dạng xung hẹp thì tại máy thu sẽ xuất hiện nhiều xung với công suất và độ trễ khác nhau. Công suất trên hình 9.26b được thể hiện ở dạng công suất tương đối so với công suất cực đại. Trễ trên hình 9.26b cũng đựơc thể hiện ở dạng trễ tương đối so với trễ nhỏ nhất và trễ này đựơc gọi là trễ trội. ITU đã nghiên cứu mô hình truyền sóng đa đường cho thông tin di động 3G và thể hiện mô hình này ở dạng bảng 9.5, trong đó  ký hiệu cho trễ trội còn a 2 ký hiệu cho công xuất tương đối của xung thu.

502

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng a) Truyền sóng đa đường

b) Lý lịch trễ công suất

1

0

2 Đầu cuối di động

Trạm gốc

Công suất tương đối, dB

0

   2, 2m s   1,1m s  max  6,6m s

-10

-20

-30

-40

0

2

4

6

8

Trễ trội, ms

10

12

14

Hình 9.26. (a) Truyền sóng đa đường; (b) lý lịch trễ công suất

Bảng 9.5. Lý lịch trễ công suất đa đường của ITU cho thông tin di động 3G 0 1 2 3 4 5  Đi bộ A (L=4)

 (ns)

0

110

190

410

a 2 (dB)

0

-9,7

-19,2

-22,8

Đi bộ B (L=6)

 (ns)

0

200

800

a 2 (dB)

0

-0,9

Đi xe A (L=6)

 (ns)

0

a 2 (dB)

Đi xe B (L=6)

NA

NA

1200

2300

3700

-4,9

-8,0

-7,8

-23,9

310

710

1090

1730

2510

0

-1,0

-9,0

-10,0

-15,0

-20,0

 (ns)

0

300

8900

12900

17100

20000

a 2 (dB)

-2,5

0

-12,8

-10,0

-25,2

-16,0

Tín hiệu thu là tổng hợp tin hiệu nhiều đường có biên độ và pha thay đổi ngẫu nhiên sẽ vì thế biên độ và pha của nó cũng thay đổi ngẫu nhiên. Hiện tượng này đựơc gọi là phađinh đa đường. Phađinh đa đường có thể làm giảm biên độ tín hiệu thu đến hàng chục dB dẫn đến giảm cấp tín hiệu thu. Để tránh hiện tượng này người ta có thể sử dụng kỹ thuật phân tập thu hoặc phát không gian, trong đó anten thu hoặc phát được đặt đủ cách xa nhau để không còn tương quan với nhau (độc lập với nhau), khi này xác suất xẩy ra phađinh đồng thời ở các anten này là rất nhỏ, vì vậy tín hiệu tổng hợp thu được từ các anten này sẽ được cải thiện đáng kể. Sự cải thiện này được gọi là độ lợi phân tập. Phân tập phân cực cũng được sử dung bằng cách sử dụng các anten có phân cực trực giao, chẳng hạn phân cực chéo như đã xét ở phần 9.4.

503

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

9.5.2. Phân tập thu Độ lợi phân tập thu đạt được khi sử dụng hai nhánh thu không tương quan. Trong hệ thống UMTS, độ lợi này đựơc thể hiện bằng việc giảm Eb/N0 đường lên. Điều này đựơc thể hiện trong bảng 9.6 dựa trên các kết quả mô phỏng cho một kênh thoại 8kbps. Mô phỏng này giả thiết rằng hai tín hiệu RX hoàn toàn không tương quan. Bảng 9.6 cho thấy sự cải thiện tỷ số tín hiệu trên tạp âm (Eb/N0, trong đó Eb là năng lượng bit còn N0 là mật độ phổ công suất tạp âm) trong trường hợp không phân tập thu (1 anten) và có phân tập thu (2 anten). Bảng 9.6. Eb/N0 cần thiết cho kênh thoại 8 kbps với BER bằng 10-3 và độ lợi phân tập tương ứng tính theo dB Môi trường Tốc độ Đường lên (km/giờ) 1 anten 2 anten Độ lợi phân tập 3 7,7 5,1 2,6 6 7,9 5,2 2,7 10 8,0 5,3 2,7 Xe cộ A 25 8,1 5,4 2,7 50 8,3 5,5 2,8 120 8,9 6,3 2,6 200 9,5 7,0 2,5 350 11,1 9,5 2,6 3 7,2 4,2 3,0 6 7,7 4,8 2,9 Đi bộ A 10 7,8 4,7 3,1 25 8,2 4,8 3,4 50 8,6 5,0 3,6 120 9,1 5,8 3,3 Đối với kênh AWGN, nghĩa là kênh có công suất không đổi và tạp âm Gauss trắng cộng, độ lợi phân tập là 3dB. Tất nhiên tạp âm của hai anten thu không tương quan, kết hợp tỷ lệ cực đại hai tín hiệu của hai anten cho phép giảm tổng phương sai tạp âm 3dB. Đối với các kênh đa đường như kênh người đi bộ A và kênh xe cộ A, độ lợi phân tập anten có thể lớn hơn. Tất nhiên, vì phađinh Raleigh của hai anten không tương quan, nên khi tín hiệu thu yếu đối với một anten, thì xác suất mà anten khi nhận tín hiệu cao sẽ lớn. Vì thế phân tập anten cho phép giảm các thay đổi công suất thu và tác động tốt lên hiệu năng.

504

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Như vậy, các thay đổi công suất thu càng lớn (hay tổng quát hơn là các thay đổi SNR khi tạp âm không thay đổi) khi không sử dụng phân tập anten, thì độ lợi phân tập anten càng lớn. Đối với tốc độ thấp, điều khiển công suất hoạt động hiệu quả. Vì thế các thay đổi công suất kênh sẽ nhỏ và các kênh gần với kênh AWGN. Vì thế độ lợi phân tập anten gần bằng 3dB. Nó có thể hơi thấp hơn 3dB do tạp âm bổ sung từ nhiễu giữa các chip chứ không phải AWGN. Ảnh hưởng này có thể nhận thấy rõ ràng trong kênh người xe cộ A khi nhiễu giữa các chip lớn. Một khía cạnh nữa làm giảm độ lợi trong thực tế là sự không tương quan giữa các anten không lý tưởng trong hàu hết các trường hợp. Đối với các tốc độ trung bình và cao, điều khiển công suất không còn làm việc tốt nữa. Vì thế các thay đổi kênh lớn hơn và độ lợi phân tập anten sẽ (hơi) lớn hơn. Có thể nhận thấy ảnh hưởng này rõ rệt hơn trong kênh người đi bộ A khi các thay đổi kênh lớn hơn. Cuối cùng, độ lợi phân tập anten lớn hơn trong kênh người đi bộ A so với kênh xe cộ A vì trong kênh người đi bộ A các thay đổi công suất kênh lớn hơn và nhiễu giữa các chi nhỏ hơn. Vì vậy phân tập anten RX phụ thuộc vào dịch vụ, lý lịch đa đường và tốc độ. Để nhận được các lợi ích trong hệ thống thực tế có cùng độ lợi như trong các mô phỏng, cần đảm bảo sự không tương quan giữa hai nhánh thu bằng phân tập không gian hoặc phân tập phân cực. Đối với phân tập không gian, không tương quan có thể đạt được bằng cách áp dụng các quy tắc phân tách anten theo các cự ly sau:  Đối với cách ngang: dH=20, nghĩa là dH=3m đối với UMTS/FDD  Đối với cách đứng: dv=15, nghĩa là dv=2,25m đối với UMTS/FDD Cũng như GSM, cấn sử dụng các anten phân cực chéo trong các vùng đô thị và ngoại ô, còn trong các vùng nông thôn nên sử dụng hai anten phân cực đứng đặt cách ly cho phân tập không gian. Trong tương lai có thể sử dụng nhiều anten để tăng thêm độ lợi 3dB. Độ lợi tiềm năng của phân tập anten thu với 2, 3 hay 4 anten hoàn toàn không tương quan được thể hiện trên hình 9.27 cho thí dụ môi trường kênh người đi bộ A và tốc độ 3km/giờ. BER được đo tại đầu ra của bộ giải mã kênh.

505

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng Thoại 8 kbps, kênh đị bộ A, 3km/giờ, đường lên 1 1 RX anten 2 RX anten 3 RX anten 4 RX anten

10 -1

BER

10 -2 10 -3 10-4 10 -5 10 -6

-2

0

2

4 Eb /N 0 , dB

6

8

10

Hình 9.27. Độ lợi phân tập anten cho dịch vụ thoại 8kbps trong kênh người đi bộ A, 3km/giờ 9.5.3. Độ lợi phân tập TX STTD. Độ lợi phân tập của TX STTD (Space Time Transmit Diversity: Phân tập phát không gian thời gian) thể hiện ở việc giảm Eb/N0 yêu cầu. Bảng 9.7 dưới đây cho thấy thí dụ độ lợi cho trường hợp kênh thoại 8kbps và các môi trường truyền sóng là các kênh xe cộ A và người đi bộ A. Bảng 9.7. Eb/N0 cần thiết cho kênh thoại 8 kbps với BER bằng 10-3 và độ lợi phân tập tương ứng tính theo dB Môi trường Tốc độ Đường xuống (km/giờ) Không có STTD Độ lợi phân phân tập Tx tập 3 6,8 6,6 0,2 6 7,1 6,9 0,2 10 7,2 7,0 0,2 Xe cộ A 25 7,2 6,9 0,3 50 7,4 7,1 0,3 120 7,6 7,5 0,1 200 8,4 8,2 0,2 350 10,4 10,0 0,4 3 6,5 6,3 0,2

506

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Đi bộ A

6 10 25 50 120

7,1 7,6 8,0 8,3 8,5

6,6 6,9 7,0 7,3 7,7

0,5 0,7 1,0 1,0 0,8

Cũng cần lưu ý một ưu điểm nữa khi sử dụng phân tập TX là thay vì sử dụng một nhánh TX với công suất cực đại 25W (43dBm), ta có thể sử dụng hai nhánh TX với 25W (43dBm) mỗi nhánh, điều này có nghĩa là được lợi 3dB trong quỹ công suất. Tuy nhiên đây không phải là độ lợi phân tập mà chỉ đơn thuần là ta tăng công suất phát gấp đôi. Đề nhận được độ lợi phân tập anten phát, ta cần sử dụng hai anten phát cho một sóng mang và hai anten này phải không tương quan. Điều này có nghiã là phải đặt hai anten phát phân cực đứng cách nhau một khỏang cách nhất định (phân tập không gian) theo quy tắc phân cách đã xét trong phần 9.5.1. Ngoài ra ta cũng có thể sử dụng hai anten phân cực chéo (phân tập phân cực). Vì thế sử dụng bộ lọc song công (Duplexer) ta có thể sử dụng từng anten của phân tập thu để làm anten phát cho phân tập phát.

9.5.4. Các cấu trúc anten phân tập 9.5.4.1. Các sơ đồ kết hợp tín hiệu thu Trong máy thu phân tập không gian, các tín hiệu thu từ hai anten độc lập được kết hợp với nhau để được một tín hiệu tốt hơn. Tồn tại hai sơ đồ kết hợp tín hiệu thu :  Kết hợp chọn lựa (hình 9.28a)  Kết hợp cực đại (hình 9.28b) Trong sơ đồ kết hợp chọn lựa trên hình 9.28a, chuyển mạch đựơc thực hiện giữa hai tín hiệu thu đến từ hai anten để chọn tín hiệu thu tốt nhất dựa trên tỷ số tín hiệu trên tạp âm của các nhánh thu này. Sơ đồ này cho độ lợi phân tập từ 3 đến 4dB. Trong sơ đồ phân tập thu kết hợp tỷ lệ cực đai trên hình 9.28b, cả hai tín hiệu thu đến từ hai anten được đánh trọng số (khuếch đại) theo tỷ số tín hiệu trên tạp âm tương ứng của từng nhánh sau đó được kết hợp đồng pha như nhau để được tỷ số tín hiệu trên tạp âm lớn nhất. Sơ đồ này cho độ lợi phân tập từ 6 đến 7 dB.

507

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng B) Kết hợp tỷ lệ cực đại (MRC)

a) Kết hợp chọn lựa

Đồng pha tín hiệu

r2

Giải điều chế

r1 r1

N

r2

R: tín hiệu thu N: công suất tạp âm SNR: tỷ số tín hiệu trên tạp âm V: điện áp

SNR V = Đồng pha tín hiệu

r   r SNRV  max  1 , 2  N N 

r1

r12 + r22 N

Giải điều chế

r2 N

Hình 9.28. Các sơ đồ kết hợp 9.5.4.2. Các cấu trúc anten phân tập thu Phân tập cho ô đẳng hướng mặt ngang (ô omni) Phân tập thu đòi hỏi hai anten thu phân cực đứng (Rxa và Rxb) đặt cách nhau 12-15. Đối với ô omni cần ba anten omni trong đó anten phát (Tx) được đặt cao hơn để đạt được mẫu omni lý tưởng và để đảm bảo cách ly >30dB giữa các anten Rx và Tx (hình 9.29). Tx

Rx

Rx 5m 1m 3m 3m

Hình 9.29. Cấu trúc hệ thống anten phân tập thu cho ô omni cho tần số 900 MHz 508

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Phân tập cho ô phân đoạn ( ô sector) Về mặt lý thuyết phân tập thu cho ô phân đoạn (ô sector) đòi hỏi ba anten trên một đoạn ô và các anten thu phát có thể đặt trên cùng một bình độ do cách ly giữa chung tốt hơn so với trường hợp omni. Hình 9.30a cho thấy cấu trúc hệ thống anten phân tập thu sector cho một ô phân đoạn bao gồm ba đoạn ô được ký hiệu là 1,2 và 3 với sử dụng anten phân cực đứng. Hình 9.30b cho thấy bố trí các anten phát và thu cho từng đoạn ô. a) Cấu trúc anten phân tập thu cho ba đoạn ô

b) Bố trí anten cho từng đoạn ô

12 – 15 

Tx1

RxA1

12 – 15 

RxB1

RxA2

RxB3

RxAi

Txi

RxBi

i=1,2,3 Tx3

Tx2

RxA3

RxB2

Hình 9.30. Cấu trúc hệ thống anten phân tập thu cho ô phân đoạn với ba đoạn ô. Để giảm bớt số lượng anten cho phân tập thu các biện pháp sau đây được sử dụng:  Sử dụng bộ lọc song công để phân chia tín hiệu phát thu từ một anten (hình 9.31a)  Dùng bộ chia tín hiệu thu để phân phối tín hiệu thu từ một anten đến nhiều máy thu (hình 9.31b)  Sử dụng anten lưỡng cực chéo để một pannel anten chứa đồng thời hai anten (hình 9.31c) Các sơ đồ trên hình 9.31a và 9.31b cho phép giảm số anten từ 9 xuống 6, nhưng không cho phép giảm khoảng cách giữa hai anten phân tập. Sơ đồ hình 9.31c cũng cho phép giảm số anten xuống 6 nhưng đổng thời cho phép giảm khoảng cách giữa hai anten phân tập. Sơ đồ hình 9.31d cho phép giảm số lượng anten từ 9 xuống còn ba anten, vì thế công nghệ Xpol là công nghệ của tương lai. Các anten Xpol có thể được lắp đặt xung quanh cột đỡ anten với khoảng cách tối thiểu (hình 9.24); cách ly giữa các cửa tốt hơn 30dB. 509

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

a) Phân tập không gian bằng anten phân cực đứng với hai duplexer

b) Phân tập không gian bằng anten phân cực đứng với hai duplexer và hai bộ chia đường thu 12 – 15 l

12 – 15 l

Duplexer

Duplexer

Tx1 RxA

Tx2 RxB

Duplexer

Tx1

Bộ chia 3 đường A

RXA1 RxA2 RxA3

c) Phân tập phân cực bằng một pannel anten lưỡng cực chéo ± 45 ~4l

Tx

RxA

RxB

o

d) Phân tập phân cực bằng anten lưỡng cực chéo với bộ duplexer

Duplexer

Tx

Duplexer

Tx2

Bộ chia 3 đường B RxB1 RxB2 RxB3

f) Phân tập phát và thu bằng anten lưỡng cực chéo với hai bộ duplexer

Duplexer

Duplexer

Tx1a RxA

Tx1b RxB

RxB

RxA

Duplexer: Bộ lọc song công

Hình 9.31. Các cấu trúc hệ thống anten phân tập không gian và phân cực cho phép giảm số lượng anten 9.6. BỘ KHUẾCH ĐẠI LẮP TRÊN THÁP (TMA) Đôi khi trong các hệ thống tổ ong các bộ tiền khuếch đại tạp âm thấp đựơc lắp đặt gần anten. Các bộ khuếch đại này được gọi là các bộ khuếch đại lắp trên tháp (TMA: Tower Mounted Amplifier, hay MHA: Mast Head Amplifier).TMA có thể được nút B sử dụng để cải thiện hệ số tạp âm khi phải sử dụng độ dài của cáp phiđơ lớn. Việc giảm hệ số tạp âm hệ thống máy thu dẫn đến cải thiện quỹ công suất đường lên. Có thể diễn giải điều này như là sự bù trừ các tổn hao phi đơ giữa anten và đầu vào trạm gốc. Sơ đồ cấu hình sử dụng TMA đựơc cho trên hình 9.32.

510

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Anten

Duplexer TMA TX RX Duplexer

Duplexer: bộ lọc song công

Phi đơ TX/RX

Nút B

Hình 9.32. Sơ đồ ứng dụng TMA Đối với hoạt động phân tập anten RX/TX, cần nhân đôi cấu hình trên (hai TMA, mỗi TMA cho một anten). Trong mỗi TMA có hai bộ lọc song công để phân chia và tái hợp các tuyến RX và TX. Các bộ lọc này cũng đảm bảo lọc nhiễu ngoài băng và cách ly hai tuyến. Chỉ các tín hiệu RX là được khuếch đại nhờ vậy nâng cao chất lượng nhánh đường lên. Trái lại TMA gây ra suy hao 1dB cho tuyến TX. Trong trường hợp sử dụng TMA trong hệ thống, ta cần xem xét thiết kế hệ thống anten. Đối với đường xuống cần lưu ý bổ sung suy hao 1dB. Đối với đường lên không thể chỉ xét khuếch đại TMA bổ sung cho quỹ đường truyền, vì TMA giảm tổng hệ số tạp âm của chuỗi thu. Chuỗi thu khi này bao gổm TMA, cáp nối và connectơ, các bộ lọc song công và BS. Tính toán hệ số tạp âm tổng quy đổi vào đầu vào TMA (cửa vào anten) có thể thực hiện theo công thức Friess sau đây: NFtol  NFTMA 

NFcable  1 Lcable (NFDX  1) Lcable LDX (NFBS  1)   GTMA GTMA GTMA

(9.9)

Trong đó NFtol, NFcable, NFDX và NFBS là hệ số tạp âm tổng, cáp nối, bộ lọc song công và BS. GMHZ, Lcable, LDX là hệ số khuếch đại TMA, tổn hao cáp và tổn hao bộ lọc song công. Nếu không sử dụng TMA công thức Friess trở thành:

511

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng NFtol  NFcable  Lcable (NFDX  1)  Lcable LDX (NFBS  1)

(9.10)

Nếu không có bộ lọc song công NFDX và LDX đặt bằng 1. Thí dụ (không xét bộ lọc song công) Phần tử TMA Cáp 25m Nút B (gồm cả ANXU)

Hệ số tạp âm (NF), dB 2dB 2dB 4dB

Khuếch đại, dB 12dB -2dB (tổn hao 2dB)

Áp dụng công thức Friess ta được: Hệ số tạp âm TMA +cáp+nútB Hệ số tạp âm cáp + nút B 2,5dB 6dB 9.7. LẮP ĐẶT GSM BTS VÀ UMTS/FDD BTS CÙNG SITE Các nhà khai thác hiện đang vận hành hệ thống GSM có thể tái sử dụng các site hiện có cho UMTS/FDD. Thậm chí các nhà khai thác mới cũng có thể phải đối mặt với các site đã được trang bị BS của các nhà khai thác. Tuy nhiên việc sử dụng cùng một site cho cả hai hệ thống không phải không có vấn đề xét từ góc độ vô tuyến. Khía cạnh thách thức lớn nhất đối với thiết kế anten UMTS là tìm ra một giải pháp để có thể lắp đặt các nút B UMTS cùng trạm với các BS của GSM900 và GSM1800 hiện có. 9.7.1. Yêu cầu vô tuyến 9.7.1.1. Các dạng nhiễu Đặt cùng trạm các hệ thống có thể gây nhiễu dẫn đến giảm hiệu năng. Để giảm thiểu sự giảm hiệu năng đến mức cho phép được quy định, cần đáp ứng các yêu cầu cách ly giữa các hệ thống. Các dạng nhiễu quan trọng nhất là:  Tạp âm máy phát hay phát xạ nhiễu giả Tạp âm nền máy phát hay phát xạ nhiễu máy phát của hệ thống “A” trong băng tần thu của hệ thống “B” gây nhiễu cho máy thu hệ thống “B” và ngược lại. Có thể tránh điều này bằng cách tăng suy hao băng chặn của mạng anten hệ thống “A” trong tuyến phát đối với băng thu của máy thu hệ thống “B” hay bằng cách cách ly hai hệ thống theo không gian hoặc bằng bộ lọc song công.  Nhiễu chặn máy thu

512

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Các tín hiệu phát của hệ thống “A” gây nhiễu chặn máy thu hệ thống “B” và ngược lại. Mặc dù các tín hiệu phát cuả hệ thống “A” được máy thu hệ thống “B” thu ngoài băng (không trong băng tần hệ thống “B”), nhưng chúng có thể làm tê liệt máy thu B nếu quá mạnh. Có thể tránh được vấn đề này bằng cách tăng suy hao băng chặn (ngoài băng) của mạng anten hệ thống “B” trong tuyến thu các tần số phát của hệ thống “A” hay bằng cách tăng cách ly giữa hai hệ thống (không gian hoặc bộ lọc song công).  Các sản phẩm điều chế giao thoa Các sản phẩm điều chế giao thoa gây nhiễu cho các máy thu của một hoặc cả hai hệ thống. Các sản phẩm này đựơc tạo ra đáng kể trong các thiết bị phi tuyến (đặc biệt là các bộ trộn và các bộ khuếch đại), nếu hai hay nhiều tín hiệu mạnh được đưa vào. Trong trường hợp của chúng ta các tín hiệu mạnh có thể là các sóng mang khác nhau đựơc phát hoặc từ hệ thống “A” hoặc từ hệ thống “B” hoặc từ cả hai hệ thống. Để xét, trong tài liệu này ta coi rằng hiệu năng tránh nhiễu điều chế giao thoa của thiết bị thu phát (TRE: Transceiver Equipment) đã được quy định. Ta cũng không xét các cơ chế nhiễu bên trong một hệ thống, bởi vì chúng xảy ra ngay cả khi không đặt cùng trạm. 9.7.1.2. Các yêu cầu cách ly Đối với các hệ thống đặt cùng trạm, cách ly anten tương ứng với cách ly bộ lọc song công ít nhất là 30dB đối với tất cả các kiểu cách ly được đảm bảo bởi các anten băng đơn, các anten lưỡng băng hay các bộ lọc song công. Theo các kết qủa đo, thậm chi các anten đặt cạnh nhau cũng đảm bảo giá trị này. Vì thế ta chỉ đánh giá các cách ly lớn hơn 30 dB trong các giải pháp dưới đây. Trong các bảng cách ly dưới đây vì thế giá trị 30dB được chỉ ra ngay cả khi giá trị cách ly thấp hơn cũng đã đủ. Tất cả các giá trị cách ly đều tham chuẩn đến cách ly giữa hai connectơ anten (hình 9.33). Để tính toán cách ly yêu cầu, các trường hợp khác nhau đựơc khảo sát theo hiệu năng thiết bị của Alcatel và hiệu năng GSM theo khuyến nghị GSM 05.05 và 3G TS 25.104.

513

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hệ thống anten

Các connectơ anten

ANC

ANC

TRE

GSM BTS

TRE

UMTS node B

ANC: Antenna Network Combiner: bộ kết hợp mạng anten TRE: Transceiver Equipment: thiết bị thu phát

Hình 9.33. Điểm tham khảo cách ly

9.7.2. Các yêu cầu cách ly do các phát xạ nhiễu giả 9.7.2.1. Lắt đặt các trạm GSM 1800 và UMTS cùng vị trí Phát xạ nhiễu giả hay tạp âm nền máy phát là nguy hiểm nhất khi đặt các hệ thống GSM1800 và UMTS cùng site. Yếu tố giới hạn đối với các yêu cầu độ cách ly xuất phát từ tạp âm nền của máy phát GSM 1800 hay các phát xạ nhiễu giả của GSM 1800 BTS trong băng tần thu của UMTS. Các lý do này xuất phát từ lịch sử: tại thởi điểm đưa ra tiêu chuẩn GSM, chưa ai nghĩ đến hoạt động của hệ thống UMTS trong băng tần lân cận. Vì thế các yêu cầu lọc của GSM 1800 BTS là không thích hợp. Theo khuyến nghị GSM 05.05 của ETSI thì các phát xạ nhiễu giả trong băng thông 3MHz trong băng tần UMTS phải thấp hơn -30dBm tại connectơ anten. Sau khi chuyển đổi yêu cầu này vào băng 3,84 MHz là độ rộng băng tần hiệu dụng của sóng mang UMTS, nhiễu cực đại có thể đạt đến: -30dBm +10lg(3,84/3)= -29dBm. Giá trị này cao hơn nhiều so với mức mà nút B của UMTS có thể chấp thuận.

514

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Để hiểu cách tính toán cách ly yêu cầu, dưới đây ta xét thí dụ tính toán các trường hợp khác nhau dựa trên hiệu năng thiết bị EVOLIUM GSM 1800 BTS của Alcatel và hiệu năng theo khuyến nghị GSM 05.05. Để xác định các yêu cầu cách ly, ta giả thiết là mức độ giảm cấp chấp thuận của độ nhạy nút B gây ra do các phát xạ nhiễu giả là 0,4dB. Để xác định công suất tap âm máy phát gây ra giảm cấp này ta có thể viết lại phương trình (4.12) trong chương 4 như sau: NTx noise[dB] = NBB intrinsic[dB]+  [dB] (9.12) DTxnoise/10 Với  [dB] =10lg(10 -1) DTx noise =0,4 dB ; nên  [dB] =10lg(100,04-1)=-10dB Vì thế NTx noise[dB] = NBB intrinsic[dB]- 10 [dB] Bảng 9.8 cho thấy tính toán độ phân cách các phát xạ tạp âm/nhiễu giả GSM1800 trong dải tần thu UMTS. Bảng 9.8. Tính toán cách ly đối với phát xạ tạp âm/nhiễu của GSM 1800 trong băng tần thu UMTS Thông số và kết Kiểu thiết bị quả tính toán Đặc tả ETSI (GSM EVOLIUM GSM 1800 của Alcatel 05.05) TX: các phát xạ nhiễu giả -27dBm Phát xạ nhiễu -29 dBm ANC: suy hao trong băng UMTS: giả (tại connectơ 40dB của anten) -27 dBm- 40 dB= -67 dBm Mức nhiễu giả Tạp âm tại máy thu UMTS khi không có ảnh hưởng GSM1800: giới hạn Tạp âm nhiệt (-108 dBm) cộng tạp âm máy thu (4 dB) bằng 104 dBm Cho phép giảm độ nhạy là Dleak= 0,4 . Từ phương trình 9.12 tính được  [dB] =-10dB (mức tạp âm do nhiễu giả 10 dB thấp hơn sàn tạp âm) Rò công suất cho phép: NTx noise[dB] = - 104 dBm – 10 dB = -114 dBm Độ cách ly yêu -29dBm-độ cách ly= -67dBm-độ cách ly = -114dBm -114 dBm cầu Độ cách ly = 47dB Độ cách ly = 85 dB Hình 9.34 cho thấy các điều kiện đối với tạp âm/phát xạ nhiễu GSM1800 váo băng tần thu của UMTS.

515

TS. Nguyễn Phạm Anh Dũng

Hệ thống anten

Các phát xạ nhiễu giả ETSI: