Radioteknikk : strømforsyning 8200260879 [PDF]

Zitiervorschau

(DE OPPLÆRING AOET FOR VIDERte

BIBU

EDMUND SVANES

Radioteknikk

Strømforsyning

UNIVERSITETSFORLAGET

fl Nasjonalbiblioteket Depotbiblioteket

© Universitetsforlaget 1979.

Etter lov av 12. mai 1961 om opphavsrett til åndsverk er det forbudt å mangfoldiggjøre innholdet i denne bok, helt eller delvis, uten tillatelse fra forlaget. Forbudet gjelder enhver form for mangfoldiggjøring ved trykking, kopiering, stensilering, båndinnspilling o.l.

ISBN 82-00-26087-9

Trykk: Ant. Anderssens Trykkeri a/s, Larvik 1979.

Forord Dette heftet gir en innføring i de kretser som inngår i strømforsy­ ningen til radiomottakere og lavfrekvensforsterkere. Heftet tar i første rekke sikte på å dekke behovet for lærestoff i emnet strømforsyning i radio- og fjernsynsfaget, videregående kurs I i studieretning for håndverks- og industrifag i den videregå­ ende skolen. Oppgavene i slutten av heftet er ment som kontrolloppgaver. Jeg takker Tandberg radiofabrikk og Matsushita Electric for at de velvillig har stilt lærestoff til rådighet. Med tanke på seinere utgaver er jeg takknemlig for å få forslag til forandringer og forbedringer av heftet.

Kristiansand, høsten 1978.

Edtnund Svanes.

Innhold 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17.

Innledning.......................................................................... Enveis likeretting.............................................................. Toveis likeretting.............................................................. Spenningsdoblere............................................................... Mangedoblere.................................................................... Utjevningsfilter ................................................................ Zenerdioden i stabiliseringskoblinger............................. Seriestabilisator med transistorog zenerdiode................ Shuntstabilisator ............................................................... Temperatur og kjøling....................................................... Strømforsyning med elektroniskkortslutningssikring ... Strømbegrensning ............................................................. Spenningsstabilisator med IC........................................... Strømforsyningskoplinger. Skjemagjennomgåelse....... Likespenningsomformere................................................. Batterier ............................................................................. Kontrolloppgaver............................................................... Fasit til kontrolloppgaver..................................................

7 8 14 18 20 22 28 35 38 40 43 45 47 49 52 54 73 78

7

1. Innledning Det er alltid behov for en strømforsyning i elektroniske kretser med aktive komponenter slik som transistorer og felteffekttransistorer. Radiomottakere, fjernsynsmottakere eller radiosendere er eksempler på elektroniske apparater som inneholder slike kretser. I elektriske komponenter omsettes effekt i form av varme. Den tilførte effekten til et elektronisk apparat er derfor høyere enn den avgitte effekten. Til transportabelt eller bærbart elektronisk utstyr er det vanlig å benytte batterier eller akkumulatorer som strømforsyning. Til sta­ sjonært elektronisk utstyr får vi vanligvis likespenning ved å like­ rette vekselspenning fra lysnettet. I enkelte tilfeller er det behov for å ha en likespenning som er høyere enn den en akkumulator eller et bestemt antall batterier kan levere. Man kan da ved hjelp av elektroniske kretser omforme likespenningen til vekselspenning. Vekselspenningen blir så trans­ formert opp til ønsket verdi ved hjelp av en transformator. Deret­ ter blir den likerettet og filtrert slik at man får en rein likespen­ ning. Likerettingen skjer normalt ved hjelp av silisiumdioder. Slike dioder har en meget høy virkningsgrad. Resistansen er lav når de påtrykkes en spenning i lederetningen, og meget høy i sperreretningen. Silisiumdioder har også lang levetid og høy driftsikkerhet. Filtreringen skjer ved hjelp av RC- eller LC-filtre samt spesielle stabiliseringskoplinger hvor det også benyttes zenerdioder og transistorer. Ved hjelp av stabiliseringskoplingene leverer likeret­ teren en tilnærmet konstant utspenning selv om lasten varierer el­ ler nettspenningen forandres i størrelse. I moderne FM-radiomottakere nyttes som regel diodeavstemning i avstemningskretsene. For at dette systemet skal arbeide til­ fredsstillende, må det stilles meget strenge krav til stabiliteten av den spenning likeretteren leverer. I slike mottakere er det derfor påkrevd med meget gode stabiliseringskoplinger. I blant annet fjernsynsmottakere nyttes det dioder i spesielle ko­ plinger for å få høyspenning til billedrøret. I det følgende skal vi behandle ulike koplinger som nyttes i for­ bindelse med likeretterenheten i lavfrekvensforsterkere, radio­ mottakere, fjernsynsmottakere og kommunikasjonsutstyr. Tørrbatterier og akkumulatorer blir også behandlet.

8

2. En veis likeretting Den enkleste form for likeretting er enveis likeretting. Et prinsippskjema for enveis likeretting er vist i fig. 2.1. Vi påtrykker silisiumdioden D en vekselspenning u fra en gene­ rator. I den negative halvperioden av vekselspenningen sperrer di­ oden. Vi får da ikke noen strøm i kretsen, og hele spenningen u blir liggende over dioden. I den delen av den positive halvperioden av vekselspenningen der anodepotensialet er ca. 0,55 V høyere enn katodepotensialet, leder dioden. Nesten hele spenningen u blir da liggende over motstanden R. Vi har: Or = I-R I : t/R :

(2.1)

Amplitudeverdi av strømpulser. Amplitudeverdi av spenningen over R.

Disse strømpulsene får vi bare i de positive halvperiodene av vekselspenningen. Vi har altså ved hjelp av dioden omdannet vek­ selspenningen til en pulserende likespenning.

Fig. 2.2 viser hvordan vi ved hjelp av diodens karakteristikk får fjernet den negative halvperioden av vekselspenningen. Dersom vi kopler inn et amperemeter i stilling DC i serie med motstanden R i kretsen som fig. 2.1 viser, kan vi avlese den arit­ metiske middelverdien av strømmen, som er:

' = 4I :

Amplitudeverdi av strømpulsene.

Effekten som omsettes i motstanden R, blir:

72

P= -5- -R

(2.3)

9 I fig. 2.3 er motstanden R erstattet med en elektrolyttkondensator C. Når dioden åpner, blir det trukket elektroner fra kondensatorens positive plate, gjennom dioden og generatoren til den nega­ tive plata. Elektrolyttkondensatoren lades dermed etter noen få perioder av vekselspenningen nesten opp til amplitudeverdien av vekselspenningen. To gode huskeregler som vi kan benyttet når vi skal bestemme polariteten på den likespenningen vi får over elek­ trolyttkondensatoren, er:

Fig. 2.3. Filtrering med kondensatorinngang.

1. Vi får alltid positiv spenning på den elektrolyttkondensatorplata som det blir trukket elektroner fra.

2. Elektronstrømmen går alltid mot spissen på diodesymbolet. Ved hjelp av en elektrolyttkondensator kan vi altså omdanne den pulserende likespenningen til en jevn likespenning. En elek­ trolyttkondensator som er koplet slik som fig. 2.3 viser, kalles en ladekondensator eller utjevningskondensator.

Fig. 2.4. Enveis likeretter med kondensatorinngang og last (R). I fig. 2.4 har vi koplet en lastmotstand R i parallell med kon­ densatoren C. Her har vi brukt en nettransformator i stedet for generatoren. Gjennom motstanden går det nå en utladningsstrøm I fra den negative plata til den positive plata på kondensatoren. Kondensatoren lader seg dermed litt ut over motstanden i den ne­ gative halvperioden av vekselspenningen. Imidlertid får konden­ satoren igjen en ladestrømpuls gjennom dioden når anodepotensialet er ca. 0,55 V høyere enn katodepotensialet. Ladestrømpulsene går slik som den stiplede linjen i fig. 2.4 viser.

Fig. 2.5 viser sammenhengen mellom tilført vekselspenning, likespenning over lasten, samt strømpulser i dioden. I punktene 1, 2, 3, 4 osv. er spenningen mellom katode og ano­ de på dioden ca. 0,55 V. Ved tidspunktet 1 begynner dioden å lede. Den leder strøm til punktet 2. Så er dioden blokkert helt til tidspunktet 3, og leder så til 4. Det går fram av fig. 2.5 at det går strømpulser i dioden bare i en liten del av vekselspenningsperioden. I disse små tidsintervallene lades kondensatoren C opp. Det betyr at spenningen over konden­ satoren stiger i dette tidsintervallet, mens den synker mellom 2 og 3, og mellom 4 og 5 osv. med en verdi Awr. Vi får altså også nå en pulserende likespenning over lasten. Men størrelsen av veksel-

10

Fig. 2.5. Spennings- og strømdiagrammer for likeretteren i fig. 2.4. / er likestrøm gjennom lastmotstanden R. spenningskomponenten er nå svært liten. Vekselspenningskomponenten A«r kaller vi ripplespenningen. Grunnfrekvensen for den er ved enveis likeretting den samme som nettfrekvensen, altså 50 Hz, men den inneholder også en rekke oversvingninger. Nettransformatoren i fig. 2.4 får tilført 220 V vekselspenning fra nettet. Størrelsen av ripplespenningen er imidlertid bestemt av størrel­ sen på kondensatoren og størrelsen på lastmotstanden. Jo større utladningsstrøm vi har, desto brattere blir utladningskurven, og desto høyere ripplespenning får vi. På tilsvarende måte gir høy kapasitans i kondensatoren C stor tidskonstant for kretsen, noe som fører til saktere opp- og utladning av kondensatoren. Stor verdi på R (liten belastning) og stor verdi på C gir minst ripplespenning. Dette går også fram av følgende tilnærmingsformel, som kan be­ nyttes til å beregne ripplespenningens størrelse over ladekondensatoren. Vi har at effektivverdien av ripplespenningen over ladekondensatoren tilnærmet blir:

I : C: f :

2 • \Z3~~ -f.C Laststrøm. Ladekondensatorens kapasitans. Nettfrekvensen.

(2.4)

11

Likespenning over lasten ved lav laststrøm.

Vi kan imidlertid ikke velge ladekondensatorens kapasitans C så stor vi vil. Velges C stor, blir den tiden det går strøm i dioden svært kort. Pulsstrømmen i dioden kan dermed bli høyere enn det dioden tåler, og den ødelegges. Det som altså setter en øvre grense for størrelsen på ladekondensatoren, er hvor stor pulsstrøm dio­ den tåler. Pulsstrømmens størrelse øker når belastningen øker. Det antall elektroner som flyter gjennom lasten mellom to strøm­ pulser, må nemlig tilføres ladekondensatoren i løpet av den korte tiden dioden leder. Det går jo hele tiden en tilnærmet konstant strøm gjennom lasten:

/= U: R :

Fig. 2.6. Ripplespenning ved enveis like­ retting.

Fig. 2.7. Ripplespenning som funksjon av laststrømmen.

K

(2.5)

Likespenning over lasten. Lastresistans.

Oppladningen av C skjer bare i en liten del av vekselspenningens positive halvperiode. Dermed blir oppladningsstrømmen mye større enn laststrømmen. At ripplespenningen øker når laststrømmen øker, er nokså selv­ følgelig. Jo større utladningsstrømmen fra C er, desto mer synker spenningen over C mellom to strømpulser i dioden. Dette resul­ terer i økt ripplespenning. Fig. 2.6 viser hvordan ripplespenningen over lastmotstanden øker med økende laststrøm. Fig. 2.7 viser at økningen i ripplespenningen er tilnærmet lineær med økningen av laststrømmen. Likeretteren kan ekvivalent erstattes med en ideell spenningskilde som leverer en spenning U, og har en indre resistans R, i serie, slik som fig. 2.8 viser. Belastningsmotstanden er R. Vi har at last­ strømmen I er:

I=

— R} + R

(2.6)

: Likeretternes indre spenning. : Likeretterens indre resistans. R : Likeretterens lastresistans.

t/,

Fig. 2.8. Ekvivalent skjema for en likeret­ ter.

Når laststrømmen øker, øker spenningsfallet over den indre re­ sistans Rt. Dermed synker spenningen U over lasten. Fig. 2.9 viser hvordan spenningen over lastmotstanden synker som funksjon av laststrømmen for en likeretter med forholdsvis høy indre resi­ stans. Vi har:

U=Ui-IRt

(2.7)

Av ligning (2.7) går det fram at jo større den indre resistans i li­ keretteren er, desto hurtigere synker spenningen fra likeretteren ved økende belastning. Dersom vi skal trekke store strømmer fra likeretteren, er det derfor viktig at den indre resistans er lav. Hvis vi øker laststrømmen I med en verdi A/, får vi et fall i klemmespenningen: At/ = R-, • A/

Fig. 2.9. Avgitt spenning som funksjon av laststrømmen.

At/: A/ :

En liten forandring i klemmespenningen. En liten forandring i laststrømmen.

12

For en likeretter med høy indre resistans kan vi risikere at spen­ ningen over lasten synker mot null dersom belastningen blir for stor. Dette går fram av likning (2.7). Av dette skjønner vi at den indre resistansen bestemmer hvor stor strøm vi kan trekke fra en likeretter. Nå er det selvfølgelig og­ så en grense for hvor stort effekttap vi kan tillate i transformator og diode. En transformator skal ikke ha høyere temperatur enn 60 °C når den arbeider med full belastning. Transformatoren må derfor dimensjoneres slik at dette kravet blir oppfylt. Jo større jernkjernen er og jo tykkere vikletråden er, desto mer effekt tåler transformatoren uten at den blir for varm. En nettransformator er normalt utstyrt med termosikring i serie med primærviklingen. Dersom transformatoren blir for varm på grunn av kortslut­ ning i strømkretsen, bryter termosikringen strømkretsen ved en temperatur på ca. 90 °C. For å kunne tillate større effekttap i diodene, må vi kjøle dem. Vi kan da benytte kjøleplater av aluminium eller kopper til å mon­ tere diodene på. Til større likeretteranlegg benyttes luftavkjøling fra egen vifte. Når vi påtrykker diodens anode den negative amplitudeverdien av vekselspenningen, ligger det en spenning som er tilnærmet to ganger amplitudeverdien mellom anoden og katoden på dioden. Vi kan f.eks. tenke oss at amplitudeverdien av vekselspenningen er 20 V. Spenningen over lasten R er da også tilnærmet 20 V. Mel­ lom anode og katode på dioden er spenningen tilnærmet 40 V.

Fig. 2.10. Invers spisspenning.

Denne spenningen kalles den inverse spisspenningen. Fig. 2.10 viser dette. Den maksimale inverse spisspenning en diode tåler, er oppgitt av fabrikanten og er angitt i databøker som PIV (peak in­ verse voltage).

13

Talleksempel 2.1. Hvor stor effektivverdi på vekselspenningen kan vi tillate på nettransformatorens sekundærside når en diode med maksimal invers spisspenning l/PIV = 100 V er koplet slik som fig. 2.10 viser?

Maksimal tillatt effektivverdi på vekselspenningen blir: 100 ---------- = 35,4 V i/ = — \/2 ■ 2 V2 • 2 Ved hjelp av nettransformatoren som de fleste likerettere er ut­ styrt med, kan vi transformere spenningen opp eller ned til den verdi vi ønsker. For likerettere til transistorisert utstyr blir det vanligvis foretatt en stor nedtransformering av nettspenningen. Normal driftspenning for transistorisert utstyr er 5—50 V.

14

3. Toveis likeretting Skjemaet i fig. 3.1 viser et eksempel på en toveis likeretter. Toveis likeretteren er i virkeligheten to enveis likerettere som arbeider i hver sin halvperiode av den tilførte vekselspenningen.

Fig. 3.1. Toveis likeretterkopling.

I den ene halvperioden av vekselspenningen leder Dl, og i den andre halvperioden leder D2. Over lastmotstanden R får vi derfor en pulserende likespenning som varierer likt med strømpulsene i fig. 3.2.

IT

21T

Fig. 3.2. Toveis likeretting.

3TT

4TF

15

Gjennomsnittsverdien av likestrømmen gjennom lastmotstanden R blir nå:

/= I:

n

(3.1)

Amplitudeverdien av strømpulsene.

For å få en tilnærmet jevn likespenning, kan vi også ved dobbel likeretting kople inn en elektrolyttkondensator i parallell med lastmotstanden R, slik som fig. 3.3 viser.

Fig. 3.3. Toveis likeretter med kondensatorinngang og last.

Når spenningen på anoden til D, er over ca. 0,55 V positiv i for­ hold til katoden, får vi en strømpuls (zj) gjennom dioden slik som den stiplede linjen viser. En positiv spenning på over ca. 0,55 V på D2’s anode i forhold til katoden resulterer i en strømpuls (z2) gjen­ nom D2 slik som den prikkede linjen viser i fig. 3.3 Strømpulsene lader opp kondensatoren C. Utladningsstrømmen (/) fra konden­ satoren flyter gjennom lastmotstanden R. Fig. 3.4 viser sammenhengen mellom tilført vekselspenning, li­ kespenning over lasten, samt strømpulser i diodene. Vi ser at ripplespenningen får dobbelt så høy grunnfrekvens som den veksel­ spenningen vi likeretter. Dersom vi får tilført vekselspenning fra nettet, blir altså ripplespenningens grunnfrekvens 100 Hz. Ved dobbel likeretting blir utladningstiden mellom hvert ladestrømstøt vesentlig mindre enn ved enkel likeretting. Størrelsen på ripplespenningen blir derfor mindre for toveis likeretteren enn for enveis likeretteren. Den gjennomsnittlige likespenningen blir også av samme grunn litt høyere for toveis likeretteren enn for enveislikeretteren. Effektivverdien for ripplespenningen over ladekondensatoren kan vi beregne tilnærmet etter følgende formel:

/:

Nettfrekvensen.

16

Fig. 3.4. Spennings- og strømdiagrammer for likeretteren i fig. 3.3. a. Tilført vekselspenning. b. Likespenning overlagret ripplespen­ ning over lastmotstand. Størrelsen på ripplespenningen er sterkt overdrevet, c. Strømpulser i diodene (7, og 72). I er likestrøm gjen­ nom lastmotstanden R.

Talleksempel 3.1 En likeretter skal kunne levere en strøm på 6 A til en stereo lavfrekvensforsterker ved full uteffekt fra forsterkeren. Det benyttes en ladekondensator med kapasitans C = 4700 pF. Hvor stor blir rip­ plespenningen over ladekondensatoren? a. Ved enveis likeretting? b. Ved toveis likeretting?

Løsning:

TT I 6 a- Ur = ------- -=-------- = ----------------------------- = 7 4 v 2-0./-C 2 • 0 • 50 • 4700 •10'6

, TT I 6 b. Ur = ------- -=-------- = ------- - ----------------- — = 3 7 V 4-0/-C 4-0.50-4700.10’6 Av dette talleksempelet går det fram at ripplespenningen blir bare halvparten så stor ved toveis likeretting som ved enveis like­ retting.

17 En krets som vist i fig. 3.5 gir oss en negativ spenning i forhold til jord.

Fig. 3.5. Toveis likeretter med negativ spenning mot jord.

Fig. 3.6. Brukoplet likeretter.

Fig. 3.6 viser en likeretter med brukopling. Brukopling brukes ofte i forbindelse med praktiske likerettere. Benytter vi brukop­ ling, klarer vi oss nemlig med halvparten av vindingene i sekundærviklingen på nettransformatoren, og vi slipper midtuttak. En annen fordel som brulikeretteren har framfor toveis likeretteren med bare to dioder, er at diodene bare blir utsatt for halve reversspenningen. Ulempen med brulikeretteren er at ladestrømstøtene ved opp­ ladning av ladekondensatoren må passere to dioder. Det resulterer i større effekttap og lavere virkningsgrad. Når vi har den positive halvperioden av vekselspenningen på toppen av nettransformatorens sekundærside, får vi en strømpuls gjennom diodene Dl og D2 slik som den stiplede linjen på fig. 3.6 viser. I neste halvperiode går ladestrømmen slik som den prikkede linjen viser. Oppladningsstrømpulsene fra ladekondensatoren C går også her bare i en liten del av den positive og negative halvperiode av vekselspennin­ gen.

18

4. Spenningsdoblere

R

Fig. 4.1 viser et enkelt eksempel på en likeretter som samtidig gir spenningsdobling. I fig. 4.1a tenker vi oss at den ene halvperioden av vekselspen­ ningen u fra generatoren blir tilført med en polaritet som angitt i figuren. Her leder D2, og Dl sperrer. Elektroner blir nå trukket fra den positive plata på C2 gjennom generatoren og D2 til C2’s negative plate. I neste halvperiode av tilført vekselspenning fra generatoren blir polariteten slik som vist i fig. 4.1b. Nå leder Dl mens D2 sper­ rer. Oppladningsstrømmen (z2), går da fra C,’s positive plate, gjennom Dl og generatoren til C/s negative plate. Oppladningsstrømpulsene gir en polaritet på spenningen over elektrolyttkondensatorene C, og C2 som angitt i figurene 4.1a og b. Etter noen få perioder av vekselspenningen har C, og C2 ladet seg opp nesten til vekselspenningens amplitudeverdi. Likespenningen over lastmotstanden R blir således tilnærmet 2 ganger amplitudeverdien (2(7) av tilført vekselspenning. Vi har: 0 = u■ ø Effektivverdien av tilført vekselspenning.

Utladningsstrømmen (/) går gjennom R. Etter at Cj og C2 er oppladd, går det strømpulser til C, og C2 ba­ re i et kort tidsrom av halvperiodene. Hvor store disse strømpulse­ ne skal bli, blir bestemt av lastmotstandens størrelse.

Fig. 4.1. Spenningsdobler.

Fig. 4.2. Spenningsdobler for signallikeretting.

Fig. 4.2 viser et skjema av en spenningsdobler vi ofte finner i AM-mottakere i forbindelse med signallikeretting. I signallikerettere nyttes det normalt germaniumdioder. I positiv halvperiode av den tilførte vekselspenningen leder Dl, og C, lades opp til amplitudeverdien U. Oppladningsstrømpulsen går slik som den stiplede linje på fig. 4.2 viser.

19

A

2U

Fig. 4.3. Spenningsdobler som kan kaskadekoples.

I negativ halvperiode, har den tilførte vekselspenningen samme polaritet som den spenning C\ er ladd opp til. Vi får da maksimalt en spenning som er 2(7mellom A og jord. D2 leder nå, og C2 lades opp til 20. Oppladningsstrømmen går slik som den prikkede lin­ jen på fig. 4.2 viser. C2 lades ut gjennom lastmotstanden R i paral­ lell med C2. Fig. 4.3 viser en type spenningsdobler som benyttes en del i for­ bindelse med høyspenningen til billedrøret i en fjernsynsmottaker. I prinsippet tilsvarer den spenningsdobleren i fig. 4.2. Ved å kople flere slike ledd etter hverandre får vi mangedoblet spenningen (kaskadekopling). I den positive halvperioden av generatorspenningen får vi en oppladning av C, gjennom Dl (prikket linje). Q lader seg opp til amplitudeverdien av den tilførte vekselspenningen. Polariteten på spenningen over C, blir som vist på fig. 4.3. Når vi har amplitudeverdien ((7) av den negative halvperiode til generatorspenningen, har vi en spenning like 10mellom punktene A og B. Dermed leder D2 og C2 lades opp til en spenning 2(7. Ret­ ningen på oppladningsstrømmen blir som den stiplede linjen på fig. 4.3 viser.

20

5. Mangedoblere I forbindelse med høyspenningen til TV-apparater kan det være aktuelt å benytte kretser som mangedobler spenningen samtidig med likerettingen. Vi setter da sammen mange slike kjeder som fig. 4.3 viser. Et eksempel på en slik krets er vist i fig. 5.7. C, og C2 lades opp som i fig. 4.3. I den positive halvperiode av vekselspenningen får vi oppladning av C,, C3 og C5. De stiplede linjene i fig. 5.7 viser hvordan oppladningsstrømmene går. C3 lades opp gjennom D3, C2 og C,, mens C5 lades opp gjennom D5, C4, C2, C, og C3. Amplitudeverdien på tilført vekselspenning er 0. Fig. 5.1. Kaskadekoplede spenningsdoblere. Positiv halvperiode av tilført vek­ selspenning.

C3 lades opp til spenningen: (7C3 = ^C2 +

0- UC] = 20 + 0- 0 = 20

C5 lades opp til spenningen: UC2 + 0- (7C1 ~ UC3 = 20 + 20 + 0-0-20 UC5 = 20 ^C5 = t/c4 +

(7C5

De stiplede linjene i fig. 5.2 viser hvordan oppladningsstrømpulsene går i den negative halvperioden av vekselspenningen. Vi får nå oppladning av C2 og C4. C4 lades opp gjennom D4, C3, C, og C2 til spenningen: t/C4 =

Fig. 5.2. Kaskadekoplede spenningsdoblere. Negativ halvperiode av tilført vekselspenning.

Uc3

+ (7C, +

0-

(7C2

Over kondensatorene C,, C3 og C5 får vi til sammen spenningen 5(7, mens vi over C2 og C4 får 4(7. Kjeden kan utvides slik at vi får enda høyere spenning. Denne type mangedoblere kan vi imidlertid ikke belaste særlig mye. Fig. 5.3c viser skjema av en mangedobler som brukes i fargefjernsynsmottakeren CTV 2283 fra Blaupunkt. Til mangedobleren føres en spenningspuls på 8,4 kV. Denne spenningspulsen fordeler seg med en positiv del = 8,2 kV og en negativ del (72 = 0,2 kV slik som vist i fig. 5.3a. Oppladningen av C,, C2, C3 og C4 blir derfor ikke 2(7, men lik pulsens amplitude­ verdi, det vil si 8,4 kV. Hvordan selve spenningsøkningen skjer, går fram av fig. 5.3b og d. C5 lades opp slik at spenningen mellom B og jord blir O{. C3 la­ des opp til (7, + (72, slik at spenningen fra D til jord blir 2OX + (72. Også C4 lades opp til Ox + (72. Mellom punktet F og jord får vi derfor en spenning som er 3(7, + 2(72. 3(7, + 2(72 = 3 • 8,2 + 2 • 0,2 = 24,6 + 0,4 = 25 kV

21

Fig. 5.3. Kaskadekoplede spenningsdoblere i fargefjernsynsmottaker CTV 2283 fra Blaupunkt. Arbeidsprinsipp.

22

6. Utjevningsfilter For å redusere ripplespenningen benyttes LC- og RC-filtre. I fig. 6.1 er vist et eksempel på en likeretter med LC-filter. Filtre av den­ ne typen kalles n-filtre. Ripplespenningen over C, fordeler seg over L og C2. Drosselen gir stor reaktans for ripplespenningen, mens elektrolyttkondensatoren C2 gir liten reaktans for den. Den største delen av ripplespenningen legger seg derfor over drosselen, og vi oppnår på den måten en god filtrering. En stor fordel med drosselen er at den gir lavt likespenningsfall. Det kommer av den lave resistansen i drosselen. Drosselen er imidlertid dyr å produse­ re, og den tar stor plass. Disse ulempene begrenser bruken en del.

Fig. 6.1. Toveis likeretter med kondensatorinngang og LC-filter (n-filter). Ripplespenningen over C2 ser nærmest ut som en sinusspenning. Grunnen til det er at de overharmoniske spenningskomponentene som er til stede i ripplespenningen over Cj, gir større spenningsfall over drosselen enn grunnsvingningen. Reaktansen i drosselen er: Åj = 2 • n • f ■ L. En hver periodisk spenning, uansett hvordan den ser ut, er sam­ mensatt av en grunnsvingning med frekvens fx og overharmoniske spenningskomponenter med frekvensene 2/j, 3/j, 4/j osv. Det er størrelsen og sammensetningen av disse overharmoniske spenningskomponentene som avgjør hvordan spenningspulsene skal bli. En firkantspenning består f.eks., foruten grunnsvingningen med frekvens/j, av oversvingninger med frekvensene 3/j, 5/j, osv., såkalt ulike overharmoniske. For toveis likeretting blir grunnsvingningens frekvens 100 Hz for ripplespenningen når likeretteren får tilført spenning fra net­ tet. I det følgende skal vi vise hvordan vi kan beregne størrelsen av ripplespenningen over filterkondensatoren C2. Av fig. 6.2 ser vi at absoluttverdien av ripplestrømmen blir:

Ripplespenningsfallet over C2 blir da:

Fig. 6.2. LC-filter.

23 Da resistansen r i drosselen vanligvis er meget liten, kan vi se bort fra den. Vi får da:

w2LC2 - 1

(6.2)

Forholdet mellom ripplespenningen til filteret, Ui> og ripple­ spenningen fra filteret, l/l2, gir oss et bilde av hvor stor dempning det er i filteret. Dempningsfaktoren blir: Ui D = ----- — = o)~LC,~ 1 U2

(6.3)

Fig. 6.3 viser en likeretter med kondensatorinngang og et etter­ følgende RC-ledd. Vi får her et betydelig likespenningsfall over filtermotstanden R. Dette begrenser den størrelsen vi kan velge for R. Det er derfor mest aktuelt å benytte RC-filtere i kretser med lav likestrøm.

Fig. 6.3. Toveis likeretter med kondensatorinngang og RC-filter (n-filter).

Av fig. 6.4 ser vi at ripplespenningen over filterkondensatoren C blir:

(6.4)

Vi multipliserer likning (6.4) med coC i teller og nevner, og får da:

I U.l \/(wC/?)2 + 1 Dersom (coCT?)2 > 1, får vi:

Fig. 6.4. RC-filter. U2

u. æCR

(6.5)

Dempningsfaktoren blir: Ul

D = ----- — = æCR = 2-n fCR U2

(6.6)

Rent erfaringsmessig viser det seg at ripplespenningen er årsak til en sjenerende brumming i høyttaleren dersom den blir større enn ca. 2 % av signalspenningen ved 50 mW uteffekt.

24 Ripplespenningen som tilføres de første trinnene i en lavfrekvensforsterker, må altså være meget liten. Ripplespenningen vil selv­ følgelig, i likhet med signalspenningen, bli forsterket opp i lavfrekvensforsterkeren. For å få ripplespenningen lav nok benyttes RC-filtre eller en spenningsstabiliseringskopling. En spenningsstabiliseringskopling holder utspenningen tilnærmet konstant selv om nettspenningen eller belastningen varierer. Den reduserer derfor også ripplespen­ ningen vesentlig. Dersom for mye ripplespenning er overlagret den likespennin­ gen som føres til en AM-mottakers høyfrekvensdel, oppstår det brummodulasjon. Det vil si at ripplespenningen moduleres inn på høyfrekvenssignalets bærebølge. I detektoren blir så de høyfre­ kvente spenningskomponentene som har oppstått på grunn av rip­ plespenningen omdannet til 100 Hz (dobbel likeretting), og de blir forsterket opp i mottakerens lavfrekvensforsterker.

Talleksempel 6.1 En likeretter som er koplet til nettet, har et LC-filter med L = 8 H og C = 1000 pF. Nettfrekvensen er f = 50 Hz. Regn ut hvor stor dempningen blir for ripplespenningen i filteret (likn . 6.3).

a. For enveis likeretting. b. For toveis likeretting.

Løsning: a. D = æ2ÅC = 4 • n2 ■ 5O2 • 8 • 1000 • 10 6 = 790

b. D =

w2£C

= 4 • rt2 • 1002 • 8 • 1000 • 10 6 = 3160

Filteret er altså fire ganger så effektivt i toveis likeretteren som det er i enveis likeretteren.

Talleksempel 6.2 I forbindelse med en likeretter benyttes et RC-filter hvor filtermotstanden har resistansen R = 2000 ohm og filterkondensatoren har kapasitansen C = 1000 pF. Likeretteren er koplet til nettet som har frekvensen f = 50 Hz. Regn ut hvor stor dempningen blir for ripplespenningen i dette filteret (likn. 6.6).

a. For enveis likeretting. b. For toveis likeretting.

Løsning: a. D = æCR = 2 • n • 50 • 1000 • 10’6- 2000 = 628 b. D =

ojCR

= 2 • n • 100 • 1000 • 10 6 • 2000 = 1256

Av talleksempel 6.2 ser vi at RC-filteret er dobbelt så effektivt i toveis likeretteren som i enveis likeretteren. Ved å sammenlikne

25 talleksemplene 6.1 og 6.2, skjønner vi at et LC-filter er mer effek­ tivt enn et RC-filter når det gjelder å redusere ripplespenningen.

Talleksempel 6.3 En likeretter skal benyttes til å levere likespenning til utgangstrinnet i en lavfrekvensforsterker. Utgangstrinnet består av følgende forsterkertrinn: 1 effektforsterker 1 driver 2 spenningsforsterkere

1 effektforsterkeren og drivertrinnet er det ingen spenningsforsterkning, men i de to spenningsforsterkerne er det en spenningsforsterkningen på Fu = 70. På grunn av denne spenningsforsterkningen kan vi ikke tilføre basis på det første spenningsforsterkertrinnet en likespenning med så høy overlagret ripplespenning som den vi tilfører driver og effektforsterker. For å redusere ripplespenningen benyttes et RC-filter som føl­ gende figur viser:

Fig. 6.3.

Ripplespenningen over kondensatoren C, er Crl = 2 V. Laststrømmen /, = 2,5 A ved full belastning, mens /2 = 108 pA. Likespenningen over kondensatoren C, er U\ - 40 V. Over filterkondensatoren C2 er likespenningen U2 = 27 V. R4 = 150 kQ.

a. Finn resistansen i lastmotstanden R, ved full belastning, samt resistansene i motstandene R2 og R3. Vi ser bort fra den likestrømmen som går inn i basis på 1. transistor (PNP-transistor). b. Hvor stor kapasitans må C2 ha dersom ripplespenningen over denne kondensatoren maksimalt skal være Ur2 = 1,15 mV? Ripplespenningens frekvens er f = 100 Hz.

c. Hvor stor blir ripplespenningen t/r3 over R4 dersom vi ser bort fra transistorens inngangsresistans?

26

Løsning: 40

= 16 Q

2,5

t/R2 = t/, - C/2 = 40 - 27 = 13 V 13 ------------108 • 106

R2

= 120 kfi

C/R4 = /;/?4 = 108 • 10’6 • 150 • 103 = 16,2 V 6/R3 = U2 - t/R4 = 27 - 16,2 = 10,8 V

t7R3

/2 b.

10,

_

108 • 10'

Da Z?3 og R4 er mye større enn Xc2, kan vi sette:

+ Xc2

R2

2

C2‘

„ Ut,-R, 1,15 • 10 3 • 120 • 103 Xc2 = ----- - ---- — = —-------------------------- = 69 Q 2

Xc2 — --------------------- o: 2 -n Q 1 1 C2 = --------------------- = ------------------------ « 23 pF 2 • n -f- Xc2 2 • n • 100 • 69

T, '•

^r3 —

Ur2 • R4 R. + R4

1,15 • 103 - 150 - 103 -----------------------------— ~ 0 69 mV 100 • 103 + 150 • 103

---

Som vi ser er størrelsen av den ripplespenningen som føres til inngangen på utgangstrinnet vesentlig redusert i forhold til den ripplespenning som var til stede over ladekondensatoren C,.

Talleksempel 6.4 Et dobbelt RC-filter er koplet slik som figuren viser. Filte­ ret blir benyttet i forbindelse med en lavfrekvensforsterker for å redusere ripplespenningen UT] som er overlagret likespenningen 6/..

Fig. 6.4.

27 Æ, = 10 kQ, R. = 100 kQ, C, = 100 jiF, C2 = 100 pF. Frekvensen for ripplespenningen er f = 100 Hz. Ux = 30 V.

a. Finn likespenningene U2 og t/3 når /R1 = 1 mA og /R3 = 80 jiA. b. Hvor store er lastresistansene R2 og R4? c. Finn ripplespenningen Ux2 over lasten R2, når ripplespen­ ningen over lasten R4 er t/r3 = 0,4 pV.

d. Finn størrelsen på tilført ripplespenning t/rl til filteret.

e. Finn rippledempningsfaktoren D{ for 1. RC-ledd og D2 for 2. RC-ledd. Finn også total D for begge RC-leddene.

Løsning: a.

CR1 = ZR1 •/?, = 1 • 10 3 • 10- 103 = 10 V U2 = C, - t/R1 = 30 - 10 = 20 V

t/R3 = /R3 . /?3 = 80 • 10’6 • 100 • 103 = 8 V

C3 = U2 - t/R3 = 20 - 8 = 12 V b.

U2 U2 20 R2 = ----- — = --------------------------------------------IR2 41-/r3 (1000 - 80) - 10 6

R2 = 21,7 kQ

c.

Vi kan se bort fra R4 i parallell med JVC2 i spenningsdelingen for ripplespenningen, da R4 > Xc2.

m3i

VC2

>1 • ^C2

C2-

28

7. Zenerdioden i stabili­ seringskoplinger Zenerdioden egner seg meget bra til bruk i spenningsstabiliseringskoplinger. Zenerdioden er en silisiumdiode som tåler at det går en stor strøm i sperreretning.

Fig. 7.1. Stabilisering med zenerdiode. Fig. 7.1 viser et eksempel på hvordan zenerdioden kan benyttes i en stabiliseringskopling. Fig. 7.2 viser zenerdiodens strøm/spenningskarakteristikk i sperreretning. Som det går fram av fig. 7.1 forspennes zenerdioden i sperreret­ ning. Dersom det er brudd i RL, får vi maksimal strøm gjennom zenerdioden. Vi får da maksimalt effekttap i zenerdioden. Som regel blir maksimalt tillatt effekttap PZm for zenerdioden oppgitt av fabrikanten. Vi har at: PZm=^z./Zm

/Zm : t/z :

(7 j)

Maksimal tillatt strøm i zenerdioden. Zenerspenning (t/z = L/Zmin).

Ved dimensjonering av en krets som vist i fig. 7.1, må vi sørge for å velge Rs så stor at PZm ikke kan overskrides. Som vi ser av fig. 7.1 er strømmen gjennom Rs:

^RS = 4 + 4 Fig. 7.2. Zenerdiodens regulerings­ område.

(7.2)

Innenfor reguleringsområdet for zenerdioden, det vil si mellom ^zmin °g Uzm På fig. 7.2, holder /RS seg tilnærmet konstant. Det betyr at dersom /z øker med A/, så minker /L med A/. I fig. 7.2 er det vist tre ulike arbeidspunkt, A], A2 og A3. Ved normal belastning er det fornuftig å velge et arbeidpunkt Au En økning av belastningen (RL minker) fører til at /L øker. På grunn av økt spenningsfall over Rs, synker dermed UL. Nå flytter imidlertid arbeidspunktet for zenerdioden seg fra A! til A2, det vil si at /z synker. Spenningsfallet over Rs minker, og UL blir nesten like stor som før. Se fig. 7.2.

29

Fig. 7.3. Zenerdiodens spenning/strømkarakteristikk.

Dersom belastningen økes enda mer, vil til sist zenerdioden slut­ te å lede. Zenerdioden kan da betraktes som et brudd, og spennin­ gen over lastmotstanden synker raskt mot null ved fortsatt økende belastning. Dette går fram av fig. 7.3. Vi bør sørge for at stabiliseringskretsen ikke belastes så mye at arbeidspunktet blir liggende i zenerknekkpunktet. Med et slikt lavt arbeidspunkt produserer nemlig zenerdioden mye støy på grunn av små, raske spenningsvariasjoner. I zenerknekkpunktet øker zenerdiodens indre resistans og stabiliseringsvirkningen avtar. Dersom belastningen minker (RL øker), minker ZL. Spennings­ fallet over Rs går ned, og C/L øker. Dette fører imidlertid til at Zz øker, og arbeidspunktet flyttes til A3. Spenningsfallet over Rs blir dermed omtrent det samme som før belastningsforandringen. Vi oppnår altså stabilisering i kretsen, slik at spenningen over lasten er tilnærmet konstant selv om laststrømmen varieres. Vi tenker oss at zenerdioden ekvivalent består av en konstant spenningskilde t/z og en indre resistans 7?D i serie slik som fig. 7.4 viser.

Fig. 7.5 viser karakteristikken for en zenerdiode i sperreretning. 7?d kan beregnes ut fra denne karakteristikken etter følgende

formel: Fig. 7.4. Ekvivalentskjema for en zenerdiode.

Spenningen over zenerdioden blir derfor:

(7.4)

t/L — Zz • Rq +

Av denne likningen skjønner vi at en lav verdi av ÆD gir stabil lastspenning U{ ved varierende belastning.

Uz

Fig. 7.5. Beregning av zenerdiodens indre resistans/?D (rz).

30 o

Katode

Katode

Anode

Anode

Fig. 7.6. Symboler for zenerdiode.

Ir • Fig. 7.6 viser to ulike symboler som benyttes for zenerdioden. I fig. 7.1 ble det vist et eksempel på hvordan zenerdioden kunne benyttes i en stabiliseringskopling. Fig. 7.7 viser hvordan ekvivalentskjemaet for denne kretsen blir. Spenningskilden U er her ekvivalent med en ideell spenningskilde U} med en indre resistans i serie. Zenerdioden er erstattet av ekvivalentskjemaet fra fig. 7.4.

Fig. 7.7. Ekvivalentskjema for stabilisering med zenerdiode.

Av fig. 7.7 ser vi:

(7.5)

— ^RS (Æj + RS) + l/Rl) + Uz Av likning (7.1) får vi:

(7.6)

Zm

Ved dimensjonering av en stabiliseringskrets som den vi har i fig. 7.7, må derfor R3 velges så stor at 7Z ikke kan overskride mak­ simal tillatt zenerstrøm, 7Zm. Vi ser av fig. 7.2 at ved 7Zm har vi UZm. Imidlertid er det (7Zmin som oppgis i datablad. Vi har derfor valgt å se bort fra denne for­ skjellen i likningene (7.1) og (7.6). Ved brudd i RL får 7Z sin høyeste verdi, som tidligere nevnt. Det betyr:

4. = „ R, + Rs + Rd

= ^z)

(7.7)

Da (7?j + Rs) > 7?d, kan vi sette:

Uttrykket i likning (7.8) kan utvikles videre. Vi får:

Wi + /Zm7?s = U. - t/z 7zm^s =

t/Z" 7Zm7?j

(7.9)

31

Spenningsfallet over den indre resistansen er: (7.10)

= Likning (7.10) innsatt i likning (7.9) gir:

- (7Z

7ni-^S —

a