Radioteknikk : lavfrekvens 3 [3] 8200263444 [PDF]

Zitiervorschau

EDMUND SVANES

Radioteknikk

Lavfrekvens Del 3

E Nasjonalbiblioteket Depotbiblioteket

UNIVERSITETSFORLAGET

© Universitetsforlaget 1979.

Etter lov av 12. mai 1961 om opphavsrett til åndsverk er det forbudt å mangfoldiggjøre innholdet i denne bok, helt eller delvis, uten tillatelse fra forlaget. Forbudet gjelder enhver form for mangfoldiggjøring ved trykking, kopiering, stensilering, båndinnspilling o.l.

Omslag: Pål Haugs

ISBN 82-00-26344-4

Trykk: Ant. Anderssens Trykkeri a/s, Larvik 1979.

Forord Dette heftet, som omhandler emnene effektforsterkere, høyttaler­ anlegg og musikkanlegg, inngår i serien radioteknikk. Heftet er først og fremst beregnet på å dekke pensum for kurs I på radio/TV-linjen i den videregående skole i studieretning håndverks- og industrifag. Jeg håper imidlertid at heftet også kan være av interesse for andre som ønsker å sette seg grundig inn i disse emnene. Kapittelet om høyttaleranlegg er såpass grundig behandlet at det også skulle dekke pensum i dette emnet for videregående kurs II. Jeg er takknemlig for forslag til forbedringer for eventuelle seinere utgaver. Kristiansand, høsten 1979.

Edmund Svanes.

Innhold 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8.

9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18.

19.

20. 21.

22.

Side 7 9 11 19 26 28 35 37 37

Effektforsterkere. Innledning............................................. Effektforsterker i klasse B i helbrukopling ....................... Effektforsterker i klasse B i halvbrukopling ..................... Temperaturstabilisering av effektforsterkeren................. Høyttalerimpedans og dempningsfaktor............................ Effektforsterkere for større uteffekter............................... Beskyttelse av utgangstrinnet mot overbelastning............. Høyttalerbeskyttelse............................................................. 8.1 Tidsforsinkelse på høyttalerinnkopling .................... 8.2 Høyttalerbeskyttelse ved likespenning ut fra effektforsterkerne............................................................ 38 Integrerte effektforsterkere................................................. Koplinger av effektforsterkere i praksis............................. Høyttaleranlegg. Effekttilpasning..................................... Høresløyfe............................................................................. Romakustikk......................................................................... Høyttalernes polaritet og plassering................................... Effektbehov........................................................................... Forsterkere til høyttaleranlegg ........................................... Musikkanlegg. Innledning................................................... DIN 45500 ............................................................................. 18.1 Sinuseffekt................................................................... 18.2 Frekvensområde........................................................ 18.3 Dempningsfaktor ...................................................... 18.4 Kanalseparasjon........................................................ 18.5 Inngangsfølsomhet.................................................... Stereo..................................................................................... 19.1 Tidsskillestereo.......................................................... 19.2 Styrkeskillestereo........................................................ 19.3 Panorering.................................................................. 19.4 Plassering av høyttalerne ved stereogjengivelse...... Ambiofonisk stereo............................................................. Kvadrofoni........................................................................... 21.1 Fullstendig firekanal, 4-4-4 (CD-4)........................... 21.2 Matrisesystemet, 4-2-4.............................................. Kontrolloppgaver................................................................. Fasit til kontrolloppgaver ....................................................

40 43 49 53 56 58 62 64 68 70 72 73 74 75 76 77 77 78 79 79 81 84 84 87 89 94

7

1. Effektforsterkere. Innledning Effektforsterkeren er det siste forsterkertrinnet i en lavfrekvensforsterker. Den skal arbeide med store strømmer og spenninger. Dette medfører at utgangstransistorene blir svært varme, og derfor blir de som regel montert på store kjøleplater. På grunn av varmen er det også behov for god temperaturstabilisering i utgangstrinnet. Spenningsforsterkningen i et utgangstrinn er vanlig­ vis ca. 1, men strømforsterkningen er vanligvis høy. Den store utstyringen av effektforsterkeren kan lett føre til mye forvrengning i utgangstrinnet. Det blir derfor en viktig oppgave for konstruktøren å holde forvrengningen tilstrekkelig lav. Trinnet foran utgangstrinnet kalles drivertrinnet. Drivertrinnet har også høy effektforsterkning. Derfor vil det vanligvis gå store strømmer også i dette trinnet. Drivertransistorene blir som regel montert på samme kjøleplate som utgangstransistorene. Den nød­ vendige spenningsforsterkningen får man i de første trinnene i en lavfrekvensforsterker. Etter hvilket arbeidspunkt utgangstransistorene arbeider i, skiller man mellom:

1. Klasse A. 2. Klasse AB. 3. Klasse B.

Når det gjelder lavfrekvensforsterkere, kan klasse AB og B bare brukes når to transistorer arbeider sammen i det vi kaller pushpull- eller mottaktkopling. De to transistorene arbeider da med hver sin halvperiode av signalspenningen.

^BE

Fig. 1.1 viser hvordan arbeidspunktet er plassert på overføringskarakteristikken for en silisiumtransistor i de tre tilfellene. Den teoretisk høyeste virkningsgraden man kan få for en klasse A-effektforsterker er 50 %, mens man kan få en teoretisk virkningsgrad på opptil 78,5 % for en klasse B-effektforsterker. I praksis får man som regel en virkningsgrad på 20—30 % for en klasse A-forsterker, mens klasse B-forsterkeren gjerne har en virkningsgrad som ligger mellom 50 og 60 %. Etter hvordan

8 arbeidspunktet er plassert har klasse AB-forsterkeren en virk­ ningsgrad som ligger mellom verdiene for klasse A- og klasse Bforsterkerne. Det er altså klasse B-forsterkeren som har den høyeste virk­ ningsgrad. En rein klasse B-forsterker gir imidlertid svært stor forvrengning. Dette skal vi komme nærmere inn på seinere. For å redusere forvrengningen gir man utgangstransistorene en liten forspenning mellom basis og emitter slik at de arbeider i klasse AB. Hvilestrømmen er imidlertid svært lav, så man kan si at de tilnærmet arbeider i klasse B. I dette heftet blir derfor disse for­ sterkerne omtalt som klasse B-forsterkere. Dersom hvilestrøm­ men er null, har vi en rein klasse B-forsterker. Tidligere ble det brukt en utgangstransformator i forbindelse med effektforsterkeren for å gi tilpasning til høyttaleren. Disse transformatorene er imidlertid svært dyre å produsere, og dessuten tar de stor plass. Det oppstår også en god del klirr og intermodulasjon i slike transformatorer på grunn av den krumme magnetiseringskurven. I moderne effektforterkere har man derfor gått bort fra utgangstransformatorer. Man bruker i stedet brukoplede effektforsterkere i klasse B. 1 det følgende skal vi se nærmere på ulike koplinger som blir brukt i moderne effektforsterkere.

9

2. Effektforsterker i klasse B i helbrukopling Dersom vi ønsker en effektforsterker som skal levere en utgangseffekt på mer enn 100 W, kan det være aktuelt å bruke en helbru­ kopling i utgangstrinnet.

Fig. 2.1. Grunnprinsippet for en helbrukopling i rein klasse B.

Fig. 2.1 viser grunnprinsippet for en helbrukopling i rein klasse B. Tri og Tr3 er NPN-transistorer, mens Tr2 og Tr4 er PNPtransistorer. Dersom resultatet skal bli godt, må transistorene ha så like data som mulig. Av figuren ser vi at dersom spenningene mellom kollektor og emitter på Tri og Tr3 er like store, er brua i balanse, og det vil ikke være noen likespenning over høyt­ taleren Rh. Foran brukoplingen må vi ha et fasevendertrinn slik at høyre og venstre del av brua får påtrykt like sterkt signal samtidig, men i motsatt fase.

Fig. 2.2. En enkel fasevenderkopling.

10 Fig. 2.2 viser et eksempel på et svært enkelt fasevendertrinn. Fra basis til kollektor er det 180° faseforskyvning på signalet, mens det er 0 ° faseforskyvning fra basis til emitter. For at signal­ spenningen fra generatoren skal være like stor både i punkt 1 og 2, må vi ha: ZE ’^4 — ZK

• R3

Rj og R4 må da være tilnærmet like store, ettersom forskjellen

mellom IE og ZK vanligvis er svært liten. Fasevenderen i fig. 2.1 sørger for negativ halvperiode til Tr3 og Tr4 når Tri og Tr2 får til­ ført positiv halvperiode av signalspenningen. Da leder Tri og Tr4, og det oppstår en strømpuls ix som vist i fig. 2.1. Tr3 og Tr2 er blokkert i denne halvperioden av signalspenningen. Dersom vi ser bort fra spenningsfallet over Tri og Tr4, betyr det at hele batterispenningen t/b blir liggende over /?H når amplitudeverdien av sig­ nalspenningen blir tilført og når transistorene samtidig er fullt ut­ styrt. I neste halvperiode leder Tr2 og Tr3, mens Tri og Tr4 blir blok­ kert. Det oppstår da en strømpuls i kretsen slik som pilen z2 viser i /zg. 2.1. Amplitudeverdien av signalspenningen over høyttaleren RH blir altså lik t/b. Det betyr at maksimal avgitt effekt teoretisk blir: £h

P =

= =

|/T

R»

R»

\2 ■ |z2 {7h:

£h

' |/T

2-Æh

Signalspenning over høyttalerlasten 7?H.

Talleksempel 2.1 En helbruforsterker som fig. 2.1 viser, har batterispenningen (7b - 64 V. Høyttalerlasten er Rtt =4 Q. Hva blir maksimal avgitt effekt til høyttalerlasten teoretisk?

Løsning: 64I2 2-Æh

2-4

= 512 W

I praksis blir den effekten vi kan få ut av effektforsterkeren, betraktelig lavere. Utgangstrinn som skal gi en uteffekt som er så stor, må ha flere drivertrinn foran hver utgangstransistor. Dessuten krever slike forsterkere svært god kjøling. I tillegg til å bruke store kjøleplater kan det være aktuelt med forsert luftkjøling av transistorene. I forbindelse med utgangsforsterkeren finnes da en vifte som blåser kald luft på transistorene, slik at de ikke blir for varme.

11

3. Effektforsterker i klasse B i halvbrukopling

Fig. 3.1. Prinsippskjema for en halvbru­ kopling i rein klasse B.

Fig. 3.1 viser et prinsippskjema for en halvbrukopling i rein klasse B. I den positive halvperioden av signalspenningen inn på basis leder Tri, mens Tr2 er blokkert. Det blir en signalstrøm gjennom Tri og lasten slik som pilen merket zj viser. 1 den negative halvperioden av signalspenningen inn på basis leder Tr2, mens Tri er blokkert. Det blir da en strøm gjennom Tr2 og Rh som pilen merket z2 viser. Strømmene zj og z2 flyter altså motsatt vei gjennom lasten RH. Det betyr at vi får gjengitt hele vekselspenningsperioden over høyttalerlasten. Som det framgår av fig. 3.1, slipper man å bruke fasevendertrinn i en slik kopling. 1 stedet bruker man en PNP- og en NPNtransistor sammen. En slik kopling kalles en komplementær, symmetrisk halvbrukopling. Dersom vi hadde brukt to PNP- eller to NPN-transistorer i stedet, måtte vi hatt et fasevendertrinn foran. Fig. 3.2 viser et prinsippskjema for en slik kopling med NPN-transistorer. Her er en transformator brukt som fasevender for at de to transistorene skal lede hver sin halvperiode av den tilførte signal­ spenningen. Når basis på Tri får tilført positiv halvperiode, vil den lede. Samtidig får Tr2 tilført negativ halvperiode og blir blokkert. Som vi har nevnt ovenfor, er transformatoren imidlertid lite ønskelig i effektforsterkeren, og man velger derfor koplinger uten transformator. Vi tenker oss at transistorene blir fullt utstyrt. Når amplitudeverdien av signalspenningen blir tilført basis på transistorene, blir det en spenning over høyttalerlasten RH som er:

Fig. 3.2. Halvbrukopling i rein klasse B med fasevender.

Vi har da sett bort fra spenningsfallet over den transistoren som leder. Maksimal avgitt effekt fra halvbrukoplingen blir da teoretisk:

p

t/j rh

' fl

=

Oh

1'7 • 1'7 -rh

rh

i'-? Olt \ 2 / P„= ----- — = -------2•R 2‘7?h

Ui U2 b = ------ -— = ---- — 2'4'T^n

(3.1)

12

Talleksempel 3.1 En effektforsterker som arbeider i rein klasse B, er koplet slik som fig. 3.1 viser. Høyttalerlasten RH =4 0, og batterispenningen t/b = 64 V. Hvor stor blir maksimal avgitt effekt fra forsterkeren teoretisk?

Løsning: 642

8-4

8-Æh

= 128 W

Vi ser at effekten nå bare blir 1/4 av den vi fikk for helbrukoplingen. Størrelsen av den likestrømmen vi tilfører effektforsterkeren som arbeider i klasse B, er avhengig av hvor stor signalspenningen er. Strømmen kommer dessuten i pulser fra batteriet i takt med det påtrykte signalet, slik som fig. 3.3 viser. Det er derfor svært viktig at likestrømseffekten blir tilført fra en spenningskilde med lav indre resistans, slik at den tilførte likespenningen holder seg tilnærmet konstant selv om signalspenningen forandrer verdi. Dersom vi kopler inn et amperemeter i kollektorkretsen på Tri i fig. 3.1 og setter det i stilling likestrøm (DC), vil utslaget vise gjennomsnittsverdien av likestrømmen i Tri. Denne verdien kalles aritmetisk middelverdi av strømmen. Den er:

(3.2)

Tri

Fig. 3.3. Hvordan likestrømmen blir truk­ ket fra batteriene i pulser i koplingen på Fig. 3.1.

fordi transistoren bare trekker strøm i den ene halvperioden av den tilførte vekselspenningen. Da Tr2 trekker like stor strøm fra det andre batteriet, blir det fra begge batteriene trukket en strøm som totalt er:

2-7

(3.3)

n

Når effektforsterkeren er fullt utstyrt, blir likestrømmen fra batteriene: Æ

2-Æh

Æh

7

1 = 2 — x 2- ------- ------ = ------------ - ---ti n n

h-/?h

Maksimal tilført effekt blir da teoretisk: p

=

Ub 2

i =

Ub . 2

Ub Rhu

=

Ub 2-RH-n

13

Fig. 3.4 viser hvordan hver transistor ville arbeide dersom arbeidsbetingelsene var helt ideelle. Ved hjelp av likningene (3.1) og (3.5) kan vi finne den teoretisk høyeste virkningsgrad for effektforsterkeren i rein klasse B. Den blir: _

8-Æh

TT

2-Rh -n

rjm = 0,785 ø: 78,5 %

Fig. 3.4. Hvordan strøm- og spennings­ pulsene ville bli for transistorene i kop­ lingen på fig. 3.1 dersom vi regner at den indre resistansen i transistorene er 0 ved full utstyring og at lekkasjestrømmen er 0 ved blokkering.

(3.6)

Talleksempel 3.2 En effektforsterker er koplet som fig. 3.1 viser. Ub = 12 V. Finn den teoretisk høyeste verdi som avgitt og tilført effekt kan ha når Rh =40, Kontroller at virkningsgraden blir 78,5 %.

Løsning: P, =

P,

12I2

2•7?n•n

2 • 4 • TT

Ul

122

8-Æh

8-4

5,73 W

= 4,5 W

P 45 ■Qm = —— = --------- = 0,785 o: 78,5 °7o Pt 5,73 I prinsippskjemaet som/zg. 3.1 viser, er det brukt to batterier. Dette er imidlertid ikke nødvendig. Vi kan nemlig tenke oss batte­ riet som en stor elektrolyttkondensator. Punktene A og B i fig. 3.1 er derfor samme punkt med hensyn til vekselstrøm. Av den grunn kan vi koplet utgangstrinnet slik som fig. 3.5 viser.

Fig. 3.5. Prinsippskjema for en halvbrukopling i rein klasse B med ett batteri.

14

Her er det bare brukt ett batteri. Dersom de to transistorene har like stor indre resistans, fordeler batterispenningen Ub seg likt

over begge transistorene, slik at de får

mellom kollektor og

emitter. Det betyr at kondensatoren C blir ladd opp til en spen­ ning

.

Det blir trukket strøm fra batteriet bare når Tri

leder, det vil si annenhver halvperiode. Det blir derfor konden­ satoren C som virker som batteri for Tr2, og som leverer nødvendig strøm til å utstyre Tr2. Denne kondensatoren må derfor ha så høy kapasitans at det ikke blir for store endringer i opp- og utladningsspenningen selv for lave frekvenser. Dersom vi velger C for liten, oppstår det betydelig forvrengning av signalet gjennom RH, spesielt for lave frekvenser. Som regel er C så stor at selv om opp- og utladningsstrømmene er store, er spenningsvaria­ sjonene over kondensatoren ubetydelige innenfor det frekvens­ området som forsterkeren arbeider i. Kondensatoren C hindrer at det flyter likestrøm gjennom høyttaleren. Vi tenker oss at signalspenning blir tilført basis på de to tran­ sistorene. I den positive halvperioden åpner Tri, og Tr2 er blokkert. Gjennom Tri og batteriet går det da en strømpuls zj lik den positive halvperioden av signalspenningen fra den positive platen på C. Strømpulsen går videre gjennom høyttaleren til den negative platen på C. I den negative halvperioden åpner Tr2, og Tri er blokkert. Det blir da trukket strøm fra den negative platen på C, gjennom høyttaleren og Tr2 til den positive platen på C (z2). Dermed får vi overført hele perioden av signalspenningen til høyt­ taleren. Den maksimale amplitudeverdien av strømpulsene som vi kan trekke fra batteriet i koplingen på fig. 3.5, blir bestemt av den drivende spenning U. Vi har et tilnærmet konstant spenningsfall

over kondensatoren C. Det betyr at den drivende spenning for strømmen i kretsen blir: L/b U = Ub - Uc = Ub - — = 2

2

(3.7)

Den maksimale amplitudeverdien av strømpulsene fra batteriet blir da:

2 7?h

= ___

(3.8)

2-/?h

Som nevnt foran, blir det bare trukket strøm fra batteriet i annenhver halvperiode når Tri leder. Middelverdien av strømmen fra batteriet blir derfor:

n

n

2-7?h-h

15 Maksimal tilført effekt blir da:

Pt = UbI =

(3.10)

2-n -7?h

Det vil si den samme effekt som ble tilført fra begge batteriene i fig- 3.1. Maksimal effekt fra effektforsterkeren i fig. 3.5 blir: t/b 2

2

2

/T ’ F7 ./?H

8-Æh

(3.11)

Den maksimale avgitte effekt blir også den samme som for kop­ lingen i fig. 3.1, og dermed blir også virkningsgraden lik for de to koplingene. I praksis er det ikke aktuelt å bruke rein klasse B for utgangs­ transistorene i en lavfrekvensforsterker siden dette fører til overgangsforvrengning. Det går fram av fig. 3.6 hvordan overgangsforvrengning oppstår. Her er overføringskarakteristikkene for de to utgangstransistorene satt sammen slik at man kan se hvordan signalstrømmen gjennom høyttaleren blir dersom transistorene arbeider uten forspenning mellom basis og emitter.

Fig. 3.6. Hvordan overgangsforvrengning oppstår i en halvbrukopling uten basisforspenning.

16 Silisiumtransistorene i fig. 3.7 har en forspenning på ca. 0,6 V mellom basis og emitter, slik at de får en liten hvilestrøm i arbeidspunktet. Etter definisjonen arbeider transistorene i klasse AB. Fordi hvilestrømmen er svært lav, sier vi imidlertid at de til­ nærmet arbeider i klasse B. De to overføringskarakteristikkene arbeider nå sammen slik at vi får en rettlinjet overføringskarakteristikk for de to utgangstransistorene, og vi unngår overgangsforvrengning.

Fig. 3.7. Arbeidsforhold når transistorene i halvbrukoplingen har en basisforspenning på ca. 0,6 V.

Fig. 3.8. Enkelt forspenningsarrangement for en halvbrukopling.

17

Fig. 3.8 viser hvordan man kan gi transistorene den nødvendige hvilestrøm ved hjelp av spenningsdeling mellom R,, R, og R3. For at man skal kunne innstille hvilestrømmen i arbeidspunktet til den verdi man ønsker, er R2 en variabel motstand. Spenningen mel­ lom A og B er vanligvis ca. 1,2 V (0,6 V mellom basis og emitter på hver transistor).

Fig. 3.9. Hvordan transistorene i en halvbrukopling i klasse B arbeider sammen på utgangskarakteristikkene. Lastlinjen er inn­ tegnet.

Fig. 3.9 viser hvordan transistorene arbeider sammen på ut­ gangskarakteristikkene. Lastlinjen er inntegnet. Transistorenes arbeidspunkt er merket A. Hvor stor hvilestrøm transistorene trenger i arbeidspunktet, varierer en del fra forsterker til forsterker. Vanlig verdi på hvile­ strømmen er 10—100 mA.

Fig. 3.10. Utgangstrinn med tilbakekopling for likestrøm og vek­ selstrøm fra utgangen til basis på Tr3.

18

Dersom vi skal få like stor utstyring i den negative og den posi­ tive halvperioden av signalspenningen, må vi ha halve batteri-

spenningen -y- i punktet C i fig. 3.8. For å hindre at spenningen i C forandrer seg ved temperaturvariasjoner, kan vi bruke koplingen \fig. 3.10. Her er det både en tilbakekopling for vekselstrøm og en tilbakekopling for likestrøm fra midtpunktet C gjennom R3 til basis på drivertransistoren Tr3. Ved hjelp av R3 kan vi innstille til riktig midtpunktspenning. Om nå likespenningen i C skulle øke på grunn av temperatur­ forandring, vil også basisspenningen på Tr3 øke. Dermed øker strømmen gjennom Tr3. Spenningsfallet over R, må da øke. Det fører til at basisspenningen på Tri og midtpunktspenningen i punktet C blir redusert. Ved hjelp av denne tilbakekoplingen oppnår vi altså en stabil midtpunktspenning.

19

4. Temperaturstabilisering av effektforsterkeren Når strømmen i en transistor øker, øker effekttapet i transistoren. Det totale effekttapet i en transistor er: P~

^KE ‘

+

^BE '

IB

(4.1)

Tapet i basis-emitterdioden ((7Be'4) er imidlertid så lite i for­ hold til kollektortapet, som er: A; —

• /K

(4.2)

at vi kan sette P » PK.

Fig. 4.1. Hvordan strømmen fra batteriet blir i koplingen på fig. 3.10 når signalet tilføres forsterkeren.

Fig. 4.1 viser hvordan strømmen fra batteriet blir i koplingen som er vist i fig. 3.10. Det går hele tiden en konstant hvilestrøm Io. I den positive halvperioden av signalspenningen som blir tilført basis på transistorene Tri og Tr2, blir det i tillegg til hvilestrømmen også trukket en strømpuls med amplitude 7K fra batteriet. Utgangstrinnet trekker altså en likestrøm fra batteriet som er:

(4.3) Io: Hvilestrøm i arbeidspunktet. 7k: Amplitudeverdien av signalstrømmen i utgangstransistorene.

Tilført effekt til utgangstrinnet blir: Pt — I • Ub — (lo + —— \

n

'j /

(Jb

(4.4)

20 Avgitt effekt til høyttaleren blir: p

_

a “

4< '4:

/T • fz

~

2

(4.5)

Effekttapet i utgangstransistorene blir: p - P - P 1 tap -*1 2a

(4.6)

Dersom utgangstransistoren arbeider i rein klasse B, blir effekt­ tapet: p,v

(4.7) TT

2

Likningene (4.6) og (4.7) viser at effekttapet i utgangstran­ sistorene blir minst når det ikke er noen hvilestrøm i arbeidspunktet. Effekttapet fører til økt temperatur i transistorene. Når tempe­ raturen øker i transistorene, øker strømmen, og dermed øker effekttapet enda mer. Strømkretsen i et effektforsterkertrinn er vanligvis så lavohmig overfor rein likestrøm at dette effekttapet medfører strømrusing (eng. thermal runaway). Det betyr at strømmen og dermed effekttapet i transistorene blir så høyt at de blir ødelagt. Hvis dette ikke skal skje, må det være svært god varmeavledning fra transistorene. Transistorene monteres derfor på store kjøleplater eller kjøleribber. I tillegg blir det brukt egne stabiliseringskoplinger. En måte å begrense strømmen på er å bruke emittermotstander, slik som fig. 4.2 viser. Nå gir en økning av strømmen i Tri og Tr2 en økning av spenningsfallet over emittermotstandene. Dermed går basis-emitterspenningen ned, og dette fører til redusert kollektorstrøm og mindre effekttap.

Fig. 4.2. Utgangstrinn med emittermotstander til temperaturstabilisering.

21

Emittermotstandene kan imidlertid ikke lages så store at de gir god nok stabilisering. I den positive halvperiode av signalstrømmen går jo hele signalstrømmen gjennom RE1, og i den negative halvperioden går den gjennom RE2. Dette innebærer at det blir omsatt vekselstrømseffekt i emittermotstandene, og dermed blir avgitt effekt til høyttalerlasten redusert. Når temperaturen i en transistor øker, går resistansen mel­ lom basis og emitter ned, og basis-emitterspenningen synker med ca. 2 mV/°C. Dette fører til at basisstrømmen øker med A/B, og kollektorstrømmen øker med Afe-AZB. Strømforsterkningsfaktoren hfe stiger som regel også når temperaturen øker i tran­ sistorene.

Fig. 4.3. Utgangstrinn med emittermotstander og en NTCmotstand (termistor) til temperaturstabilisering.

Selv om emittermotstander er innkoplet i strømkretsen, er de som regel ikke store nok til å forhindre strømrusing. Det er derfor nødvendig med en bedre stabiliseringsmetode. I praksis brukes flere ulike metoder. Fig. 4.3 viser et utgangstrinn med tempe­ raturstabilisering. Her er en NTC-motstand (termistor) koplet i parallell med R2.

Fig. 4.4. Temperaturstabilisert utgangstrinn med forspenningsdioder.

22

Fig. 4.5. Strøm/spenning-karakteristikk for en silisiumdiode.

I tillegg til NTC-motstanden bruker man ofte også dioder, slik som fig. 4.4 viser. Over diodene Dl, D2 og D3 er det tilnærmet konstant spenning, selv om spenningen fra spenningskilden varierer. En silisiumdiode har en bratt strøm/spenning-karakteristikk. Se fig. 4.5. En stor forandring av diodestrømmen gir svært liten forandring av spenningen over dioden. Dioden i fig. 4.4 kan derfor betraktes som et batteri. Dl, D2 og D3 stabiliserer også arbeidspunktet slik at klirren blir redusert i utgangstrinnet. NTC-motstanden blir montert på kjøleplaten på utgangstransistorene. Ved økende temperatur går resistansen i NTC-motstan­ den ned. Spenningen mellom A og B vil dermed synke. Basisemitterspenningen på Tri og Tr2 blir også redusert, og kollektorstrømmen synker. Sammen med emittermotstandene til utgangstransistorene holder NTC-motstanden hvilestrømmen i utgangstrinnet konstant. I enkelte tilfeller blir også forspenningsdiodene Dl, D2 og D3 montert på kjøleplaten for utgangstransistorene. I likhet med NTC-motstanden har disse diodene negativ temperaturkoeffisient. Når temperaturen øker, synker resistansen i diodene, og på den måten er de med på å holde hvilestrømmen i utgangstran­ sistorene konstant.

Fig. 4.6. Tr4 blir her brukt til temperaturstabilisering av utgangs­ trinnet. Hvilestrømmen for utgangstrinnet blir bestemt av innstil­ lingen av R2.

Fig. 4.6 viser en annen løsning som blir brukt en del. Vi kaller den øvre delen av den variable motstanden R2 for Ra og den nedre for Rb. Tr4 er en forspennings- og stabiliseringstransistor. Størstedelen av strømmen fra drivertransistoren Tr3 går gjennom Tr4, men litt av strømmen går gjennom den variable motstanden R2. Fig. 4.6 viser at spenningen mellom basis og emitter på Tr4 tilnærmet blir: ^KE4 '^b

(4.8)

^BE4

7?a +

23 -^a +

^KE4

(4.9)

o: ------------ = -------------^BE4 Rb

(7KE4: Kollektor-emitterspenning på Tr4. C/BE4: Basis-emitterspenning på Tr4. Når R.d = Rb, ser vi av likning (4.9) at C/KE4 = 2 t/BE4. Ved å regulere R2 kan vi gi riktig forspenning til utgangstransistorene. Tr4 blir som regel montert på kjøleplaten for utgangstran­ sistorene. Når temperaturen på kjøleplaten stiger, synker t/BE4 like mye som basis-emitterspenningene på hver utgangstransistor. Vi har:

Ra + R b ^KE4 =

(4.10)

^BE4

~

Rb

Ved en temperaturforandring i Tr4 i fig. 4.6 blir spenningsforandringen mellom A og B tilnærmet: △^KE4

— △^BE4‘2

Det betyr altså at spenningen fra basis til basis på utgangs­ transistorene har blitt så mye redusert at hvilestrømmen i utgangs­ transistorene holder seg tilnærmet konstant. Denne løsningen regnes for å være svært effektiv med hensyn til temperaturstabilitet. Den blir derfor ofte brukt i utgangsforsterkere som skal gi høy uteffekt. R5 er innkoplet i emitterkretsen på Tr3 for å gi bedre temperaturstabilisering for drivertransistoren. C, skal avkople R, for vekselstrøm. Når det er fire basis-emitteroverganger i forbindelse med ut­ gangen, må R2 i fig. 4.6 innstilles slik at

Ra = 3Rb Da får vi:

Ra + 3 • Rb + Rb --------------- = ----------------Rb Rb

= 4

Ved en temperaturforandring i Tr4 blir spenningsforandringen mellom A og B:

4

△ ^KE4 = △ ^BE4'

Spenningen over Tr4 synker altså like mye som spenningen over de fire basis-emitterovergangene i utgangen. I likning (3.6) kom vi fram til at maksimal virkningsgrad for en halvbrukoplet effektforsterker i rein klasse B er teoretisk 78,5 %. Vi forutsatte da blant annet at spenningsfallet mellom kollektor og emitter var null ved full utstyring av transistorene. Dette er imidlertid ikke riktig. Transistorene har en viss resistans (transistorenes minste resistans) selv om de leder maksimalt. Speningsfallet varierer mellom ca. 0,1 V og 0,3 V for en germaniumtransistor og mellom ca. 0,15 V og 0,5 V for en silisiumtransistor. Hvor stort spenningsfallet blir over transistorene ved full utstyring, er avhengig av transistortypen, og størrelsen på lasten. Dette går fram av fig. 4.7.

24 På grunn av /KE0 får vi også en begrensning i utstyringen ved cut off (t/KEm). Dette gjelder særlig for germaniumtransistorer. Silisiumtransistorer har svært lav /KE0.

Fig. 4.7. Utstyringen av en transistor er begrenset av den minste resistansen transistoren har ved OKEmin og av nullstrømmen /KE0 ved é/KEm.

Talleksempel 4.1 En halvbrukoplet effektforsterker med komplementær symmetri er koplet slik som fig. 4.2 viser. Høyttalerlasten = 4 Q. Spenningskilden Ub = 12 V. Hvilestrømmen i utgangstransistorene er Zo = 10 mA. ÆE1 = RE2 = 1 O. Amplitudeverdien av signalspenningen over emittermotstand og høyttaler last er (7k’ = (7RE + C/RH = 5,8 V.

a. Finn tilført effekt til utgangsforsterkeren. (Vi ser bort fra basisstrømmene.) b. Hvor stor blir avgitt effekt til høyttalerlasten?

c. Hvor høy blir virkningsgraden?

d. Hvor stor vekselstrømseffekt går tapt i hver emitter­ motstand? e. Hvor stort blir effekttapet i utgangstransistorene?

Løsning: a.

Amplitudeverdien av signalstrømmen er:

Ul 5,8 Zk = ------------------ = ----- ------ = 1,16 A ^E1 + 1+4 Ved full utstyring blir tilført effekt:

p. = [/„('/„+ —'l \

TT

/

25

Pt = 12 flO- 1O~3 +

1,16

\

n

= 4,55 W /

1,162-4 2

c.

= 2,7 W

P 27 77 = —— = ---- ----- = 0,59 □ : 59 % Pt 4,55 1,162 -1 ------------ = 0,337 W 4 ^rei = PrE2

e.

= 0,337 W

Tapet i transistorene blir: ^tap

— Pt ~ Pa

- PrEI

“ PRE2

Ptap = 4,55 - 2,7 - 0,337 - 0,337 = 1,18 W

Dette talleksemplet viser at virkningsgraden blir en del lavere enn det vi maksimalt kan få fra et slikt trinn. I dette tilfellet er den effekten som går tapt over emittermotstandene forholdsvis stor.

26

5. Høyttalerimpedans og dempningsfaktor

o-

Fabrikanten oppgir som regel en høyttalers nominelle impedans som impedansen ved midlere frekvenser, det vil si ved ca. 1000 Hz. Høyttalerimpedansen er ikke uavhengig av frekvensen. Ekvivalentskjemaet for en elektrodynamisk høyttaler med bevege­ lig svingespole består av en kombinasjon av motstander, spoler og en kondensator. Fig. 5.1 viser ekvivalentskjemaet for en elektrodynamisk høyt­ taler opp til ca. 400 Hz. Komponentverdiene varierer en del for bass-, mellomtone- og diskanthøyttalere.

Fig. 5.7. Ekvivalentskjema for en elektrodynamisk høyttaler for frekvenser opp til ca. 400 Hz.

Fig. 5.2. Eksempel på hvordan impedansen i en elektrodynamisk høyttaler varierer med frekvensen.

Fig. 5.3. Ekvivalentskjema for en elektro­ dynamisk høyttaler for frekvenser over ca. 400 Hz.

Fig. 5.2 viser et typisk eksempel på hvordan impedansen i en elektrodynamisk høyttaler på 8 Q varierer som funksjon av frekvensen. Vi ser av denne figuren at impedansen har en tydelig topp i bassområdet. Denne markerte toppen i impedansen skyldes resonans i det svingende systemet i høyttaleren. Resonansfrekvensen er lavere for basshøyttalere enn for diskanthøyttalere. Fig. 5.3 viser ekvivalentskjenaet for høyttaleren for frekvenser over ca. 400 Hz. Begge ekvivalentskjemaene gjelder for både mekaniske og elektriske størrelser for en elektrodynamisk høyttaler. De mekaniske størrelsene er omregnet til elektriske størrelser. R2, R3 og Cm forandrer verdi når frekvensen blir forandret. Når vi tilfører signal til en høyttaler, svinger høyttalermembranen i takt med det tilførte signalet. Dette kalles tvungne sving­ ninger. Da de elektrodynamiske høyttalerne har en bevegelig spole i et magnetfelt, oppstår det i tillegg til tvungne svingninger også frie, dempede svingninger som varer en kort tid etter at signalet er opphørt. Disse frie svingninger blir spesielt framtredende når frekvensen for det tilførte signalet er lik resonansfrekvensen for høyttaleren. Når resonansfrekvensen er høy, kan de frie sving­ ningene føre til sjenerende dunkelyder i høyttaleren.

27 Moderne forsterkere har imidlertid så lav utgangsimpedans at disse frie svingningene blir dempet sterkt. Den lave utgangsimpedansen opppnår man ved å bruke emitterfølgere i utgangs­ trinnet og til en viss grad ved å bruke motkoplinger. Utgangsimpedansen synker med økende spenningsmotkopling i en forsterker. En forsterker med lav utgangsimpedans har også en høy dempningsfaktor. Dempningsfaktoren defineres som:

Zul: Forsterkerens utgangsimpedans. ZH: Høyttalerlast. DIN-krav:

Dt =

ZH Zul

> "

3 1

i frekvensområdet fra 40 Hz til 12,5 kHz. I moderne effektforsterkere er dempningsfaktoren vanligvis langt bedre enn dette. Dersom høyttalerledningene er for tynne, kan en høy dempningsfaktor lett bli redusert.

28

6. Effektforsterkere for større uteffekter For å få større uteffekt av en utgangsforsterker må vi kople en driver og i enkelte tilfeller en predriver foran utgangstransistorene i hver bruhalvdel. Utgangstransistorer med innebygde drivere («Darlington-transistorer») blir stadig mer vanlig i utgangsforsterkere.

Fig. 6.1. Utgangsforsterker med Darlington-kopling.

Fig. 6.1 viser prinsippskjema for en komplementær utgangs­ forsterker med Darlington-kopling. Vi ser at Tri og Tr2 danner en Darlington-kopling for positiv halvperiode, mens Tr3 og Tr4 danner en Darlington-kopling for negativ halvperiode av signalspenningen. Trinnet arbeider i klasse B. Tr5 er forspennings- og temperaturstabiliseringstransistor. En Darlington-kopling har høy inngangsimpedans, lav utgangsimpedans og stor strømforsterkning. Spenningsforsterkningen er imidlertid mindre enn 1. Den lave utgangsimpedansen er gunstig med hensyn til dempningsfaktoren. Fig. 6.2 viser et prinsippskjema for en utgangsforsterker med komplementær Darlington-kopling. I denne koplingen blir utgangen drevet bare gjennom to basis-emitter-overganger i stedet for fire som i fig. 6.1. Det betyr at den forspenningen som er nødvendig for å hindre overgangsforvrengning, er halvert. Denne koplingen gir en bedre temperaturstabilisering for likestrømsforandringer. I fig. 6.2 skal Tr5 nemlig bare kompensere for spenningsforandringer i basis-emitterdiodene i Tri og Tr3 som skyldes temperaturforandringer. En ulempe med koplingen ifig. 6.2 er at vi ikke får ledet bort nullstrømmen fra kollektor til basis, ZKB0. Det kan føre til at nullstrømmen fra kollektor til emitter i utgangstransistorene, /KE0,

29

blir nokså stor. Hvilestrømmen i utgangstransistorene øker altså. I verste fall fører dette til strømrusing. Dette kan vi imidlertid rette på ved å kople inn motstander på ca. 1 kD mellom basis og emitter på utgangstransistorene, slik som vist i fig. 6.3. Disse motstandene hindrer altså at basisstrømmen i Tr2 og Tr4 blir for stor. Fig. 6.2 viser at den hvilestrømmen i Tri og Tr3 som er nødvendig for å hindre overgangsforvrengning, blir lik basis­ strømmen i Tr2 og Tr4.

Fig. 6.3. Tilsvarende kopling som i fig. 6.2, men basismotstandene R4 og R5 er innkoplet.

30 R4 og R5 reduserer også risikoen for sekundær overgangsforvrengning i utgangstransistorene. Vi har tidligere vært inne på problemet med overgangsforvrengning. Denne typen kaller vi gjerne primær overgangsforvrengning. Sekundær overgangsfor­ vrengning oppstår i det øyeblikket utgangstransistorene begynner å lede, eller når de blir blokkert. Transistorene er nemlig verken i stand til å bli fylt eller å bli tømt for ladningsbærere momentant. Dette fører til forvrengning av signalet. R4 og R5 leder bort den ladningen som er lagret i basis når transistorene begynner å lede, slik at omkoplingstiden blir redusert. Dermed blir også den sekundære overgangsforvrengningen redusert. Ved at vi øker hvilestrømmen litt mer enn det som er nødvendig for å hindre primær overgangsforvrengning, reduserer vi også risikoen for sekundær overgangsforvrengning.

Fig. 6.4. Kvasikomplementært utgangstrinn.

Fig. 6.4 viser et kvasi-komplementært utgangstrinn i klasse B. I slike trinn kan det brukes to NPN- eller to PNP-transistorer i utgangen. Drivertransistorene er imidlertid et komplementært par. Dette er nødvendig for at signalspenningen til utgangstran­ sistorene skal få riktig fase. Utgangstransistorene i fig. 6.4 er NPN-transistorer. I øverste bruhalvdel er det en Darlington-kopling som tilsvarer den på fig. 6.1, mens i nederste bruhalvdel er det en kopling som tilsvarer den på fig. 6.2. R, og R4 skal hindre at hvilestrømmen til basis blir for stor for utgangstransistorene. Dessuten gir disse motstandene bedre temperaturstabilisering for hvilestrømmen. R2 og R5 bedrer også temperaturstabiliteten for utgangstrinnet. I likhet med utgangstrinnene foran, vil denne koplingen også lede positiv halvperiode av signalspenningen gjennom Tri og Tr2, mens negative halvperiode blir ledet gjennom Tr3 og Tr4.

31

Ubalansen i symmetri når det gjelder spenningsforsterkning og utgangsimpedans i de to bruhalvdelene, blir rettet opp av den kraftige motkoplingen fra midtpunktet A tilbake til emitter på Tr3. Denne motkoplingen gir lav utgangsimpedans og en spen­ ningsforsterkning på ca. 1 for nedre bruhalvdel. Darlingtonkoplingen i øvre bruhalvdel har en spenningsforsterkning på ca. 1 og en lav utgangsimpedans. Selv om de utgangstrinn vi her har omtalt ikke har noen spen­ ningsforsterkning, har de en stor strømforsterkning og dermed også en stor effektforsterkning. Forsterkertrinnene foran utgangsforsterkeren må altså sørge for den spenningsforsterk­ ningen som er nødvendig for å drive utgangstransistorene fullt ut.

Fig. 6.5. Utgangsforsterker med Darlington-kopling og predriver Trinnet foran drivertransistorene kalles predriver. Fig. 6.5 viser et prinsippskjema for en utgangsforsterker med Darlingtonkopling og predriver. Predriveren skal levere nødvendig spenning og strøm for å utstyre driver- og utgangstransistorer. Den må også gi en lineær spenningsforsterkning. I den negative halvperioden ut fra predriver Tr6 må basisstrømmen fra Tr3, ib2, passere gjennom Tr6. Dette er ikke noe problem. I den positive halvperioden ut fra Tr6 må imidlertid basisstrømmen fra Tri, zbl, passere motstanden Rj. Spennings­ fallet over R, medfører at vi ikke får full utstyring av Tri og Tr2. Dermed blir det produsert en god del klirr. Men dette kan forhindres ved hjelp av en «bootstrap-kopling» som fig. 6.6 viser. En positiv tilbakekopling går fra forsterkerens høyttalerutgang (punkt A) via Q til predriverens delte lastmotstand R! og R2 (punkt B). Q må ha så stor kapasitans at den gir kortslutning for vekselstrøm.

32

Fig. 6.6. Utgangsforsterker med «bootstrap-kopling».

Denne positive tilbakekoplingen fører til at spenningen i punkt C tilnærmet blir lik + Ub i det øyeblikk vi har tilført amplitude­ verdien av signalspenningens positive halvperiode inn på basis på Tri og Tr2. Dermed er vi sikret at Tri og Tr2 er fullt utstyrt. En annen løsning for å sikre full utstyring av Tri er vist i fig. 6.7. I stedet for å kople R! direkte til + Ub kopler vi den til høyttaleruttaket. Dette fører til en positiv tilbakekopling via Rj til basis på Tri, noe som sikrer full utstyring.

Fig. 6.7. Utgangsforsterker med positiv tilbakekopling via Rt.

33 I fig. 6.7 er det også et felles emitterkoplet transistortrinn Tr5 foran drivertrinnet Tr4. Dette er mye brukt i praksis. Det er dessuten en negativ tilbakekopling fra utgangen til emitter på Tr5. Spenningsforsterkningen i utgangsforsterkeren blir nesten helt ut bestemt av resistansene i R5 og R6. Ved motkopling blir spennings­ forsterkningen:

1

(6.1)

— +P Fu: Spenningsforsterkning uten motkopling.

P =

(6.2)

Rb + R5

Dersom —Jr— < B , får vi ^6 +

(6.3) #6

C2 skal sperre for likestrøm samtidig som den leder R6 til jord for vekselstrøm. Det blir også en likespenningstilbakekopling fra midtlinjen A til emitter på Tr5. Denne tilbakekoplingen holder midtpunktspenningen konstant. Ved positiv drift i midtpunktet A leder Tr5 mer. Basis på Tr4 blir mer positiv, slik at også denne transistoren vil lede mer, og spenningsfallet over R! øker. Dermed synker både basisspenningen på Tri og midtpunktspenningen. Spenningen til midtlinjen kan innstilles med Ry. Rl( og C4 er et filter for rippelspenning og signalspenning på pluss-linjen. R8 er kollektorlast for Tr5.

Fig. 6.8. Prinsipp for strømstyring av slutt-trinnene i en utqanqsforsterker.

34

Fig. 6.9. Overføringskarakteristikk for en silisiumtransistor ved spenningsstyring.

Fig. 6.10. Overføringskarakteristikk for en silisiumtransistor ved strømstyring.

En teknisk bedre løsning er å bruke en konstantstrøm-generator (generator med svært høy indre resistans) i stedet for «lastmotstanden» (lavohmig generator) i kollektorkretsen til predriveren. Prinsippet for dette er vist i fig. 6.8. Tri har svært høy vekselstrømsimpedans. Siden både Tri og Tr3 har høy utgangsimpedans, kan vi si at utgangstrinnet er strømstyrt. Vi har nå to strømgeneratorer i parallell. Den ene, Tri, gir konstant strøm, mens den andre, Tr3, gir en strøm som varierer i takt med signalspenningen. Det er differansen mellom disse to strømmene som styrer drivertransistorene og utgangstransistorene. Strømstyring av utgangstrinnet gir en mer rettlinjet overførings­ karakteristikk enn det en spenningsstyring (generator med lav indre resistans) kan gi. Fig. 6.9 viser overføringskarakteristikken for en silisiumtransistor ved spenningsstyring, mens/zg. 6.10 viser overføringskarakteristikken ved strømstyring. Vi kan se at et strømstyrt utgangstrinn ikke har behov for så stor hvilestrøm for å hindre overgangsforvrengning som et spenningsstyrt utgangs­ trinn. Dette er gunstig med hensyn til temperaturstabilisering.

35

7. Beskyttelse av utgangs­ trinnet mot overbelastning

Fig. 7.1. Lampe er koplet i serie med strømforsyningen for å beskytte utgangs­ transistorene dersom utgangen blir kortsluttet.

Dersom vi skulle komme i skade for å kortslutte forsterkerutgangen mens signal er tilført, kan transistorene i utgangstrinnet bli ødelagt. Ved en slik kortslutning er det nemlig bare emittermotstandene, transistorene og spenningsforsyningen som kan begrense strømmen. Det bør derfor være en egen beskyttelseskrets i forbindelse med utgangstrinnet. En enkel beskyttelseskrets som kan brukes på utgangsforsterkere med forholdsvis lav uteffekt, er en lampe i serie med spen­ ningsforsyningen, slik som vist i fig. 7.1 Dersom strømmen til utgangstrinnet blir for stor, øker spenningsfallet over lampen så mye at utgangstrinnet nesten ikke får tilført spenning. I serie med lampen kan det koples en sikringsfjær som varmes opp av lampen. Dersom lampen blir stående og lyse en stund, blir sikringsfjæra utløst, og strømkretsen blir brutt. En annen enkel form for beskyttelse av utgangstransistorene er vist \fig. 7.2. 1 forbindelse med motstanden R, er det en sikrings­ fjær. Dersom strømmen i utgangstransistorene blir for stor, blir fjæra utløst, og strømkretsen blir brutt. En ulempe med disse metodene er at sikringsfjæra må loddes på plass. Om ikke noe spesielt er anmerket, brukes vanlig loddetinn til loddingen. Fig. 7.3 viser prinsippet for en kortslutningssikring som kan brukes for forsterkere med en uteffekt rundt 20 W. Her har vi bare vist den delen som tar seg av de positive halvperiodene av signalet. Tr3 er vanligvis blokkert. Basis-emitterspenningen på denne transistoren blir bestemt av spenningsdelingen mellom R3 og R4.

Fig. 7.2. Emittermotstand med sikringsfjær for kortslutningssikring.

Fig. 7.3. Kortslutningssikring for utgangsforsterkere som har uteffekt rundt 20 W. Figuren viser den delen som tar seg av de positive halvperiodene av signalspenningen.

36 Vi har: ^R2^4

O'r4 ~

~

7?3 +

„

Når strømmen i R2 blir høy nok, blir t/R2 så stor at basisemitterdioden på Tr3 blir forspent i lederetning. Dermed går en del av basisstrømmen til drivertransistoren Tri gjennom Tr3 og begrenser strømmen i Tr2. En tilsvarende kopling er nødvendig for den delen av utgangsforsterkeren som skal ta seg av de negative halvperiodene av signalspenningen. Dioden Dl i kollektor på Tr3 skal hindre at basis-kollektordioden på denne transistoren blir forspent i lederetning ved stor utstyring av utgangstrinnet i de negative halvperiodene av signal­ spenningen. Denne måten å kople sikringskretsen på er ikke brukbar for effektforsterkere med en uteffekt på mer enn 20 W. I slike forsterkere er nemling amplitudeverdien av strømmen ved full utstyring større enn kortslutningsstrømmen. Årsaken til dette er at man ønsker å holde effekttapet lavt. For å hindre at Tr3 skal begynne å lede ved store utstyringer av signalspenningen ved normal belastning, kan man bruke kop­ lingen på fig. 7.4. Dioden D2 er til vanlig sperret. Når store signalspenninger blir tilført effektforsterkeren, blir D2 i den positive halvperioden forspent i lederetning. Det går da en strøm gjennom R4, D2 og R,. Spenningsfallet over R! blir så stort at det hindrer Tr3 i å bli forspent i lederetning. Dersom vi kortslutter høyttaleren, er det ikke noen vekselspenning over utgangen. Spenningsfallet over Rs blir så høyt at Tr3 blir forspent i lederetning og begrenser basisstrømmen til Tri. D2 vil da sperre. 1 forbindelse med praktiske effektforsterkere i kapittel 10 skal vi se nærmere på et par beskyttelseskretser for overbelastning av utgangstrinnet.

Fig. 7.4. Kortslutningssikring. Ved hjelp av D2 er sikringen for­ hindret i å tre i funksjon ved store utstyringer av utgangstrinnet. Figuren viser den delen som tar seg av de positive halvperiodene av signalspenningen.

37

8. Høyttalerbeskyttelse Når matespenningen til effektforsterkeren er symmetrisk om jord, fører kortslutning i en utgangstransistor til at høyttaleren får likespenning. Fig. 8.1 viser prinsippet for et utgangstrinn som er symmetrisk om jord. Tandberg har utviklet en spesiell høyttalerbeskyttelse til for­ sterkere med kondensatorløs utgang. Beskyttelsen består av et elektronisk styrt relé. Relékontaktene ligger i serie med høyt­ talerne og kopler dem fra forsterkeren når det er likespenning over utgangen. Fig. 8.2 viser skjemaet for den høyttalerbeskyttelseskretsen som blir brukt i Tandbergs TR1040/1055, i TR2000-serien og i Huldra 11. Virkemåten for høyttalerbeskyttelseskretsen i fig. 8.2 er forklart i avsnittene 8.1 og 8.2 Fig. 8.1. Prinsipp for med Darlington-kopling risk om jord.

Fig. 8.2. Høyttalerbeskyttelseskrets som blir brukt i Tandbergs TR1040/1055, TR2000-serien og Huldra 11.

8.1 Tidsforsinkelse på høyttalerinnkopling Det er kollektorstrømmen til Tr5 som får releet til å trekke til slik at det blir kontakt mellom forsterkerutgangene og høyt­ talerne. Når vi slår på strømmen, blir Tr5 og Tr4 blokkert. Det betyr at det ikke går strøm gjennom reléspolen, og dermed er høyttalerkretsen brutt. Emitterspenningen på Tr4 bestemmes av spenningsdeleren, som består av motstandene R6, R7 og R8. Tilført likespenning t/b = 39,5 V. Emitterspenningen på Tr4 blir:

38

/?6 + /?7 + R,

0,39 +10+1

Denne emitterspenningen holder Tr4 blokkert i ca. 3 sekunder til C3 i basiskretsen er ladd opp til ca. 4 V. Da åpner Tr4 og trekker Tr5 med. Kollektorstrømmen i Tr4 er den samme som basisstrømmen i Tr5. Releet trekker dermed til og forbinder høyt­ talerne til utgangsforsterkerne. Tidsforsinkelsen bestemmes av verdiene for C3 og Rs. Ved å bruke en slik tidsforsinkelse til innkopling av høyttalerne unngår man innkoplingsstøy. Når vi slår av apparatet, blir basis på Tr4 jordet gjennom AVPÅ-bryteren. Det betyr at C3 blir utladd øyeblikkelig, slik at Tr4 blir blokkert. Dermed blir også Tr5 blokkert, og releet bryter høyttalerforbindelsen. D4 som er koplet i parallell med releet, kortslutter den pulsen som oppstår når releet slipper.

8.2 Høyttalerbeskyttelse ved likespenning ut fra effektforsterkerne Dersom det oppstår en feil i en av effektforsterkerne slik at det blir likespenning over forsterkerutgangen, må høyttalerkretsen brytes. Ellers kan strømmen gjennom høyttaleren bli så stor at høyttaleren blir ødelagt. Dersom det oppstår en slik feil i en forsterker som har en beskyttelseskrets som fig. 8.2 viser, lader C3 seg ut gjennom Rl0 og Tri eller Tr3. Releet bryter da høyttaler­ kretsen. Tri er vanligvis blokkert. Dersom den positive likespenningen ut fra en av effektforsterkerne blir høyere enn ca. 1,1 V, blir Dl og basis-emitterdioden på Tri forspent i lederetning, og C3 lader seg ut gjennom R10 og Tri. Basisspenningen på Tr4 synker da så mye at Tr4 blir blokkert. Dermed blir også Tr5 blokkert, og releet bryter høyttalerforbindelsen til effektforsterkerne.

Tr2 vil vanligvis lede, mens Tr3 er blokkert. Dersom den negative likespenningen ut fra en av effektforsterkerne overstiger ca. 1,1 V, blir D2 og D3 forspent i lederetning, mens Tr2 blir blokkert. Strømmen i Tr2 går mot null, og basisspenningen på Tr3 stiger slik at basis-emitterdioden blir forspent i lederetning. C3 lader seg ut gjennom R10 og Tr3, og releet bryter høyttaler­ forbindelsen til effektforsterkerne. Fl og F2 er termostater. Fl er montert på kjøleplaten til ut­ gangstransistorene for venstre kanal, mens F2 er montert på kjøleplaten til utgangstransistorene for høyre kanal. Dersom temperaturene på en av kjøleplatene overstiger 110 °C, bryter termostaten forbindelsen med høyttalerbeskyttelseskretsen. Der­ med slipper releet, og høyttalerforbindelsen blir brutt. Ved 70 °C kopler termostatene høyttalerforbindelsen inn igjen.

39 Disse termostatene blir brukt til å hindre at kjøleplatene og utgangstransistorene blir for varme. Kjøleplatene og utgangs­ transistorene kan bli for varme når apparatet blir tildekket slik at luftsirkulasjonen blir hindret. Termostatene kopler også ut høyt­ talerlasten ved langvarig kortslutning av høyttalerledningene.

40

9. Integrerte effekt­ forsterkere I de seinere år har det vært en veldig utvikling av integrerte kret­ ser. Et av de største problemene med å bruke integrerte kretser i effektforsterkere har vært å holde temperaturen lav nok. I dag finnes det integrerte effektforsterkere som kan levere en uteffekt på 240 W i 4 Q. Slike forsterkere må avkjøles med et vifteanlegg. Etter hvert vil antakelig integrerte kretser bli stadig mer brukt som effektforsterkere. Foreløpig er det helst integrerte effektforsterkere med lav uteffekt som er blitt tatt noe i bruk. Et eksempel på det er TBA810AS, som er en monolittisk inte­ grert krets med 12 pinner. Den er montert i en plastikkpakke, og er beregnet til bruk som lavfrekvens effektforsterker i klasse B. Den kan gi en uteffekt på 7 W ved 16 V/4 Q og kan arbeide med tilført likespenning mellom 4 V og 20 V. Virkningsgraden er høy, nemlig 75 % ved 6 W uteffekt. Forsterkeren er dessuten svært gunstig med hensyn til ulineær forvrengning. Frekvenskarakteristikken er tilnærmet rettlinjet (-3 dB) i området fra 40 Hz til 20 kHz. Spennings-j forsyning C

12

□ Utgang

Ingen forb.Q 2

11

□ Ingen for b.

Ingen forb.C 3

10

□ Jord Jord

Jord Bootstrap □ 4

9

□ Jord (Substrat)

Kompensasjon C 5

8

□ Inngang

Motkopling □ 6

Fig. 9.1. Tilkoplingskontakter TBA810AS.

7 □ Rippelfilter

for

integrert

effektforsterker

Fig. 9.1 viser hvordan de ulike pinnenumrene skal tilkoples på TBA810AS. Fig. 9.2 viser hvordan TBA810AS er bygd opp. Vi ser av fig. 9.2 at den integrerte kretsen består av 16 transistorer, 7 dioder og 12 motstander. Signalet tilføres pinne 8 og går så videre til basis på Q1 gjennom motstanden Rt. Q1 er en emitterfølger. Fra emitter på Q1 går signalet videre til basis på Q4, blir så forsterket opp og tilført basis på Q9. Både Q4 og Q9 er felles emitterkoplet og gir derfor stor spenningsforsterkning. Fra kollektor på Q9 blir så signalet ført til selve utgangsforsterkeren. Q14 er drivertransistor for den positive halvperioden, mens Q15 er utgangstransistor. For den negative halvperioden av signal­ spenningen er Q13 driver, mens Q16 er utgangstransistor. Dersom vi betrakter skjemaet for effektforsterkeren, ser vi at den har en kvasikomplementær utgang.

41

Fig. 9.2. Hvordan TBA810AS er bygd opp.

Fig. 9.3 viser TBA810AS i en praktisk kopling med ytre kompo­ nenter tilkoplet. Figuren viser at det er en motkopling fra utgangen, pinne 12, tilbake til pinne 6. Motkoplingen er frekvensavhengig og er mest framtredende ved høye frekvenser. C] er en koplingskondensator. C5 er en filterkondensator for tilført likespenning. Det er også en motkopling tilbake til pinne 5 via C3 og C7. Denne motkoplingen er også mest framtredende ved høye fre­ kvenser. Ved å gjøre kapasitansen i C3 mindre øker man øvre grensefrekvens for forsterkeren.

Fig. 9.3. IC TBA810AS i en praktisk kopling med ytre komponen­ ter tilkoplet.

42

Når vi lodder på en integrert krets, må vi passe nøye på tempe­ raturen. Pinnene må ikke utsettes for høyere temperatur enn 260 °C, og loddetiden må ikke overstige 12 sekunder. For å holde temperaturen lav må man som regel montere den integrerte kretsen på en kjøleplate. Man kan også montere en kjølekappe på den integrerte kretsen. Jo større uteffekt den integrerte effektforsterkeren skal levere, desto større blir behovet for kjøling.

43

10. Koplinger av effekt­ forsterkere i praksis Fig. 10.1 viser et skjema for effektforsterkeren som blir brukt i radiomottakeren BEO901 fra Bang & Olufsen. Signalveien er markert med tykk strek. Signalspenningen blir tilført basis på Tri via koplingskondensatoren C2. R] og Ct danner et filter for likespenningen fra like­ retteren og for signalspenningen på plusslinjen. Basisspenningen for Tri blir bestemt av spenningsdeleren R15 R2 og R3. Midtpunktspenningen for utgangstrinnet blir også bestemt av denne spenningsdeleren. Emitterspenningen på Tri er ca. 0,6 V høyere enn basisspenningen. R6 er kollektorlast for Tri og ligger i parallell med inngangsimpedansen på Tr2. Ved høye frekvenser virker C3 som en kortslutning mellom basis og emitter på Tri. Signalet blir forsterket opp i Tri, som er koplet i felles emitterkopling. Signalet blir så ført til basis på Tr2, som også er koplet i felles emitterkopling. C6 gir en parallell spenningsmotkopling fra kollektor til basis på Tr2 for frekvenser over det hørbare området og motvirker derfor at det oppstår parasittoscillasjoner. Tomgangsstrømmen i utgangstrinnet blir bestemt av Tr3 og kan justeres ved hjelp av R9. Tr3 er termisk koplet til kjøleplaten for utgangstransistorene og sørger derfor for en god temperaturstabilisering av utgangstrinnet. Virkemåten er forklart i forbindelse med fig. 4.6. Både Tr3, Tr4 og Tr5 består av to Darlington-koplede tran­ sistorer og to motstander på 10 kQ og 150 Q som er koplet i samme kapsel. De er utstyrt med tre tilkoplingsledninger, basis, emitter og kollektor, på samme måte som en vanlig transistor. Se fig. 10.1.

Fig. 10.1. Utgangsforsterkeren i BEO901 fra Bang & Olufsen.

44

En Darlington-kopling har høy inngangsimpedans og stor strømforsterkning. Darlington-transistorene belaster ikke trin­ nene foran. Det fører til at forvrengningen blir liten. R13 og Rl4 er emittermotstander for utgangstransistorene. C7 er koplingskondensator for høyttalerlasten. C8 og R15 er belastning for forsterkeren dersom høyttaleren er frakoplet. Dl, D2, D3 og D4 virker som sikring for utgangstransistorene dersom høyttalerutgangen blir kortsluttet eller dersom utgangs­ transistorene blir overstyrt. Når strømmen i utgangen overstiger 5 A, blir signalet klipt. I den positive halvperioden av signalspenningen er spenningen mellom midtpunktet A og basis på Tr4 3,6 V når utgangsstrømmen er 5 A. Spenningen over D2, Dl og Tr3 må også være 3,6 V til sammen. R9 skal være justert slik at spenningsfallet over Tr3 er 2,5 V. Det blir da 0,55 V over hver av diodene Dl og D2, og de åpner. Det går en strøm fra midtpunktet gjennom D2, Dl og Tr3, slik at Tr4 blir «shuntet», og signalspenningen blir klipt. Pilen på fig. 10.2 viser hvordan strømmen går i den positive halvperioden av signalspenningen.

Fig. 10.2. Hvordan strømmen i sikringskretsen vil gå i den posi­ tive halvperioden dersom høyttalerutgangen blir kortsluttet eller dersom utgangstransistorene blir overstyrt.

På tilsvarende måte blir signalet klipt i den negative halv­ perioden når utgangsstrømmen overstiger 5 A. Da går en del av kollektorstrømmen fra Tr2 gjennom Tr3, D4 og D3 til midtpunktet A, slik at basisstrømmen til Tr5 ikke blir for stor. Fra utgangen er det en motkopling tilbake til emitter på Tri. Vi ser av fig. 10.1 at motkoplingen blir bestemt av motstandene R4 og R5. C4 skal sperre for likestrøm. Vi har:

/?4 4-

120

120

8 200 4- 120

8 320

45 Spenningsforsterkningen fra inngangen på Tri og til utgangen på effektforsterkeren blir:

1

8 320

120

69

Fu: Spenningsforsterkning uten motkopling.

Fig. 10.3. Utgangsforsterkeren i Huldra 11 fra Tandberg.

Fig. 10.3 viser skjemaet for utgangsforsterkeren i Tandbergs Huldra 11. Signalveien er markert med tykk strek. Signalet blir tilført basis på Tri A via koplingskondensatoren C3 og motstanden R2g, som sammen med C6 danner et lavpassfilter. Tri A og predriver Tr2 er felles emitterkoplet og gir derfor signalet en stor spenningsforsterkning. R[ er kollektorlast for Tri A i parallell med inngangsimpedansen til Tr2. C4 gir motkopling fra kollektor til basis på Tr2 ved høye frekvenser. Sammen med lavpassfilteret R2g og C6 i inngangskretsen bestemmer denne motkolingen øvre grensefrekvens for forsterkeren. Disse komponentene skal hindre ustabilitet (parasittoscillasj oner). Tr5 og TrlO er drivertransistorer for henholdsvis den positive og den negative halvperioden av signalspenningen. Tr6 og Tri 1 er utgangstransistorer. Både driver- og utgangstransistorene er emitterfølgere. Derfor blir det ikke noen spenningsforsterkning i disse transistorene, men strømforsterkningen blir stor.

46 Ved hjelp av R20 kan vi regulere spenningsfallet over Tr7. Det er dette spenningsfallet som bestemmer hvor stor hvilestrøm det skal bli i driver- og utgangstransistorene. Tr7 er montert på den samme kjøleplaten som utgangstransistorene, og sørger for at hvilestrøm­ men er konstant og uavhengig av temperaturen på kjøleplaten. Tr9 arbeider som en konstantstrøm-generator og har en viktig funksjon ved at den sikrer forsterkeren dersom høyttalerutgangen blir kortsluttet. Den er dessuten en del av kollektorlasten for Tr2. TrlA og TrlB er koplet som et differensialforsterkertrinn. De er dessuten laget på det samme krystallet. Dermed er vi sikret at forskjeller i data mellom de to transistorene er minimale. Kompo­ nenten koster mer enn to transistorer, men den har flere fordeler. Basis på TrlA er koplet til jord via R28 og R17. Emitterspenningen på TrlA og TrlB blir 0,6 V lavere enn jordpotensialet. Dette fører til at basisspenningen på TrlB og dermed midtpunkt­ spenningen automatisk blir 0 V. Ved hjelp av denne koplingen forhindrer man altså muligheten for feiljusteringer. Temperaturen i de to transistorene er helt lik fordi de har så nær fysisk kontakt med hverandre. Dette betyr at likespenningen på forsterkerutgangen blir tilnærmet null volt også når tempera­ turen i omgivelsene er høye. R, og C] danner et filter for rippelspenning og eventuell signal­ spenning på plusslinjen. Emittermotstanden R4 gir strømmotkopling i forbindelse med Tr2. Fra utgangen er det en motkopling tilbake til basis på TrlB og videre til emitter på TrlA. Motkoplingen blir bestemt av spen­ ningsdeleren Rn og R19. Vi har: Æ19 470 P x --------- - ------ - -----------/?,, + Æ19 22470 Da spenningsforsterkningen uten denne motkoplingen blir høy i de to felles emitterkoplede forsterkertrinn, kan vi sette:

På grunn av C5 får motkoplingen en liten økning ved de laveste bassfrekvensene, og den bestemmer derfor sammen med C3 den nedre grensefrekensen for forsterkeren. I høyttalerutgangen er det en drossel med T, = 1,5 pH. Dros­ selen gir høy reaktans for radiosignaler som blir oppfanget av høyttalerledningen, og hindrer at de kommer inn i forsterkeren. Drosselen gjør også at forsterkeren tåler større kapasitiv last. R16 og C7 virker som last for forsterkeren når høyttaleren er frakoplet. Kl er et relé som bryter høyttalerforbindelsen dersom det oppstår likespenning mellom midtlinjen og jord. Dette kan f.eks. skje dersom Tr6 eller Trll blir kortsluttet. Når vi slår på apparatet, tar det noen sekunder før releet slår inn. Vi unngår dermed å få innkoplingsstøy i høyttaleren. Denne kretsen er forklart i forbindelse med fig. 8.2. Til slutt skal vi se litt på sikringskretsen som skal forhindre at utgangstransistorene blir ødelagt på grunn av for stor strøm

47

Fig. 10.4. Sikringskrets i Huldra 11 som skal hindre at strømmen i utgangstransistorene blir for stor dersom høyttalerlasten blir kortsluttet.

dersom høyttalerkontaktene blir kortsluttet. Denne kretsen er vist i fig. 10.4. Dersom vi ikke har kretsene der Tr4, D2, Trl2 og D5 er innkoplet, ville Tr3 og Tr8 bli forspent i lederetning når spenningen over Rg og R15 er cal. 1,4 V til sammen (0,7 V over hver motstand), selv om vi ikke kan betrakte forsterkeren som overbelastet. Dl og Tr3 «shunter» Tr5 og Tr6, mens D4 og Tr8 «shunter» TrlO og Trll. Dette hindrer at strømmen i utgangstransistorene øker ytterligere. Tr3 og Tr8 begynner å lede når strømmen gjennom utgangs­ transistorene har amplitudeverdien: 0,7

0,7 ------0,47

= 1,47 A

Amplitudeverdien av strømmen ved en uteffekt på 40 W er:

Amplitudeverdien av strømmen ved en uteffekt på 40 W er altså mye større enn den strømmen som skal til for å forspenne Tr3 og Tr8 i lederetning. Fig. 5.2 viser at høyttalerlasten er svært avhengig av frekven­ sen. Når strømmen og spenningen i lasten ikke er i fase, kan det gå strøm i høyttaleren når spenningen over den er null. Forsterkeren oppfatter dette som at utgangen er kortsluttet, og begrenser der­ med strømmen til 1,47 A dersom det ikke er gjort noe for å hindre

48 dette. Vi skal se hva som skjer dersom vi tar med kretsene med Tr4, D2, Tri2 og D5. For at beskyttelseskretsene ikke skal tre i funksjon ved normal belastning, blir signalet over utgangen likerettet ved hjelp av diodene D2 og D5. Elektronstrømmen går mot pilen i diodene. Det betyr at det blir trukket elektroner bort fra den øvre platen på C2 i den positive halvperioden av signalspenningen. Dermed blir C2 ladd positivt i forhold til jord, og Tr4 blir forspent i lederetning. Det går da en strøm gjennom R15, R21, R5, Tr4 og R3. Spenningsfallet over R21 blir så stort at Tr8 blir blokkert. På tilsvarende måte får C9 negativ ladning i forhold til jord i den negative halvperioden av signalspenningen, og Trl2 blir forspent i lederetning. Det går en strøm gjennom R27, Trl2, R9, R6 og R8 som legger basis på Tr3 negativ i forhold til emitter. Dermed vil også denne transistoren bli blokkert. Transistorene Tr3 og Tr8 registrerer nå ikke at utgangen er reaktivt belastet, fordi spenningen over C2 og C9 har så lang utladetid at den holder spenningen over en hel periode for frekvenser ned til 5 Hz, og Tr3 og Tr8 blir holdt sperret. Kortslutter vi derimot utgangen, blir det ingen spenning å likerette. C2 og C9 lader seg ut gjennom henholdsvis Tr4 og Trl2. Tr3 og Tr8 blir forspent i lederetning og begrenser basisstrømmen til drivertransistorene Tr5 og TrlO og dermed også strømmen i ut­ gangstransistorene Tr6 og Trll. For at Tr3 og Tr8 skal begrense basisstrømmen til driverne effektivt, må de arbeide med en så høy impedans som mulig i kollektorkretsen. Fig. 10.3 viser at dette kravet er oppfylt ved Tr9 og Tr2, som arbeider som konstantstrøm-kilder. På denne måten blir altså kortslutningsstrømmen holdt under kontroll i Huldra 11. Diodene Dl og D4 hindrer at basis-kollektordiodene på Tr3 og Tr8 blir forspent i lederetning ved stor utstyring av utgangs­ trinnet. Dl virker for negativ halvperiode, mens D4 virker for positiv halvperiode av signalspenningen. Det er viktig at spenningen over de to utgangstransistorene fordeler seg likt dersom utgangen blir kortsluttet. Man har derfor sløyfet koplingskondensatoren til høyttaleren. For at det ikke skal flyte likestrøm i høyttaleren, er forsterkerutgangen lagt på 0 V. Dette er gjort ved at driftspenningen er symmetrisk til jord. Som tidligere nevnt, sørger differensialtrinnet (som består av TrlA og TrlB) for at midtspenningen blir mest mulig symmetrisk, også når forsterkerutgangen er kortsluttet.

49

11. Høyttaleranlegg. Effekttilpasning Dersom vi skal montere et høyttaleranlegg i et større lokale, er det svært viktig at forsterkerutgangen får riktig impedans. Når vi bruker mange høyttalere sammen, må vi derfor sørge for å serieeller parallellkople høyttalerne slik at impedansen blir riktig. For å gi effekttilpasning blir det ofte brukt egne tilpasningstransformatorer i forbindelse med høyttaleranlegg. I en transformator har vi disse effekttapene: — jerntap — koppertap

Jerntapene består av hysterese- og virvelstrømstap, mens koppertapene er tap på grunn av resistansen i primær- og sekundærviklingene. Jern- og koppertapene gir effekttap i transformatoren slik at den blir varm. For de transformatortyper vi skal behandle, er disse tapene forholdsvis små. Vi regner derfor med at disse trans­ formatorene er tilnærmet tapsfrie. Når det er slik at hele fluksen fra primærviklingen omsluttes av sekundærviklingen, sier vi at transformatoren er spredefri. Fig. 11.1 viser en transformator som er belastet med en motstand R2. Impedansen mellom klemmene a og b kaller vi P,. I en taps- og spredefri transformator er en rein resistans dersom R2 er en rein resistans. Vi har: = P2

Fig. 11.1. Belastet transformator.

(11.1)

(/[/i = U2I2

der P, og P2 er omsatt effekt på henholdsvis primær- og sekundærside. Likning (11.1) kan også uttrykkes som:

U2

I2 /,

(11.2)

n: Transformatorens omsetningsforhold.

Fra elektroteknikken husker vi: JVi n = --------- = --------M u2

(11.3)

N}: Antall vindinger i primærviklingen. N2: Antall vindinger i sekundærviklingen.

Videre har vi at effekten på primærsiden er:

og effekten på sekundærsiden er: •*2 —

— ----------^1

F2

50

Dette gir oss: A =

(11-4)

=

W

Vi får altså: Rx=n2R2 o--------------------------------------------------

/?,

[J n2R2

o

Fig. 11.2. Ekvivalentskjema for en tapsog spredefri transformator som er bela­ stet med en resistans.

(11.5)

Dette uttrykket kommer vi tilbake til i forbindelse med trans­ formatorer i høyfrekvensteknikken. Uttrykket viser at en taps- og sprededri transformator som er belastet med en motstand R2, ekvivalent kan betraktes som fig. 11.2 viser. Forsterkerne er vanligvis tilpasset 4 eller 8 Q på utgangen. Dersom vi ønsker en annen last, må vi bruke en tilpasningstransformator. For forsterkere som er beregnet til høyttaler­ anlegg, er det vanlig med uttak på 70 V og 100 V. Det er spen­ ningen over utgangsklemmene ved full uteffekt som blir oppgitt.

Talleksempel 11.1 En forsterker leverer en utgangseffekt på 50 W til lasten. a. Hvor stor blir strømmen i høyttalerledningen og spen­ ningen over utgangsklemmene på forsterkeren når lasten er 4 Q?

b. Hvor stor blir strømmen og spenningen dersom lasten er 200 Q?

Løsning: a.

P = PR

/ =

i/ P 1/-----f R

U = |/ P-R

b.

I =

1/ P V -----f R

=

1/50 F-----f 4

= ^50-4

=

=3,54 A

= 14,1 V

1/50 F --------r 200

,-------= Vo,25 = 0,5 A

P 50 U = ------ = -------- = 100 V 1 0,5 Som vi kan se av dette talleksemplet, blir strømmen bare 0,5 A når utspenningen er 100 V. Effekttapet i høyttalerledningene blir: Pt=m

(11.6)

Rt = Resistansen i høyttalerledningene.

I talleksempel 11.1a er strømmen 3,54 A. Dette gir et forholds­ vis stort effekttap i høyttalerledningene. I talleksempel 11.1b er

51

strømmen bare 0,5 A, og dermed blir effekttapet vesentlig mindre. Det er altså en fordel å ha høy spenning og lav strøm dersom høyttalerledningene er lange. Men på grunn av den høye impedansen som vi da har, må vi ha en tilpasningstransformator til hver høyttalerenhet. Bruk av transformator i forbindelse med hver høyttalerenhet er også en stor fordel med hensyn til koplinger. Ved faste opplegg blir høyttalerledningene som regel lagt i skjult anlegg fra forster­ ker til høyttalere. En kombinasjon av serie- og parallell-koplinger av høyttalerne er derfor vanskelig å få til i praksis. Ved å bruke til­ pasningstransformator til hver høyttalerenhet kan vi kople alle høyttalerenhetene i parallell over høyttalerlinjen. På sekundærsiden av tilpasningstransformatorene er det vanligvis flere uttak. Ved hjelp av disse uttakene kan vi bestemme hvilken effekt vi ønsker omsatt i høyttalerne som er tilkoplet transformatoren, og vi kan også variere høyttalerlasten noe. Sammen med tilpasningstransformatorene følger det vanligvis en tabell som viser hvordan vi skal kople i de ulike tilfeller. Vi må imidlertid sørge for at den resulterende høyttalerimpedansen ikke blir lavere enn den forsterkeren skal ha. Dersom lasten er for lav, kan vi risikere at forsterkeren blir ødelagt.

Talleksempel 11.2 Høyttaleren i et høyttaleranlegg skal koples til 100 V-uttaket på en lavfrekvensforsterker som kan levere en uteffekt på 50 W. Anleg­ get har ti høyttalere. Hver høyttaler har ved 1 000 Hz en impedans /?h = 4 Q. Ved full uteffekt fra forsterkeren skal det omsettes en effekt på 5 W i hver høyttaler. Høyttaleranlegget blir brukt i et forsamlingslokale. På begge sider foran i lokalet er det plassert høyttalerkasser, som hver inneholder fire høyttalere. De to siste høyttalerne er plassert lenger bak i salen. Til hver høyttalerenhet blir det brukt en tilpasningstransfor­ mator som kan betraktes som taps- og spredefri. Høyttalerne i kassene med fire høyttalere skal koples slik at de gir en resulter­ ende impedans på 4 Q.

a. Lag et forslag til skjema over anlegget. b. Hvor stor last skal forsterkeren ha ved full tilpasning?

c. Hvor stor ekvivalent impedans belaster hver høyttaler­ enhet forsterkeren med på 100 V-linjen?

d. Regn ut omsetningsforholdet for hver tilpasningstrans­ formator.

52

Løsning: a.

En mulig løsning er vist på denne figuren.

c.

I høyttalerne som er koplet til TI og T2, blir det i hver enhet omsatt en effekt:

P1 = P2 = 4 • 5 = 20 W På 100 V-linjen representerer hver av disse enhetene en belastningsimpedans:

Hver av høyttalerne som er koplet til T3 og T4, belaster for­ sterkeren på 100 V-linjen med en impedans:

1002 = —- = 2000 Q

Pp3 =

Disse fire resistansene kommer i parallell på 100 V-linjen og har til sammen en impedans på 200 Q.

d.

Ifølge likning (11.5) har vi: R} = n2-R2

Rp = n2-Rs o: n Dette gir for TI og T2:

= 11,18

For T3 og T4 får vi: 1/2000“ «3

= «4

=

V

—“

'

4

= 22,36

53

12. Høresløyfe I enkelte tilfeller brukes en såkalt høresløyfe (eng. inductive loop) i forbindelse med et høyttaleranlegg i f.eks. kirker og forsamlings­ lokaler. Den er beregnet på hørselssvekkede. Systemet er basert på prinsippet om induktiv overføring av lyd. Dette er mulig ved at man kopler en kabelsløyfe til en forsterker, slik som vist i fig. 12.1. I et lite område utenfor sløyfen og i området innenfor sløyfen oppstår det et magnetisk felt når det flyter strøm i lederen. En induktiv mottaker som er plassert i dette magnetfeltet, kan motta de lavfrekvenssignalene som er til stede i høresløyfen. I mottakeren er det en spole der det magnetiske feltet induserer en signalspenning. Denne signalspenningen blir så for­ sterket opp i lavfrekvensforsterkeren i mottakeren før den går til en høretelefon.

Fig. 12.1. Høresløyfe som er tilkoplet utgangen på en forsterker via en tilpasningstransformator.

Mange høreapparater er utstyrt slik at de kan motta slike signaler. Ellers brukes vanligvis spesialbygde mottakere som man får låne på steder der det er høresløyfe. I større anlegg bruker man ofte en egen forsterker for høre­ sløyfen. I mindre anlegg blir høresløyfen som regel koplet til den samme forsterkeren som høyttalerne. I disse tilfeller bruker man gjerne en egen tilpasningstransformator fra 100 V-linjen til høre­ sløyfen. Høresløyfen kan imidlertid også koples direkte til 4 Qeller 8 Q-uttaket på forsterkeren. Hvilken tilkopling man velger, er avhengig av impedansen i høresløyfen. Det er vanlig å bruke 2x0,75 mm2 lampettledning til høre­ sløyfen. Denne ledningen har en resistans pr. lengdeenhet på 22 Q/km i hver leder. I høresløyfen er selvinduktansen så liten at vi kan se bort fra reaktansen den gir. Impedansen blir derfor til-

Fig. 12.2. Seriekopling av 2x0,75 mm2 lampettledning brukt som høresløyfe.

54

nærmet lik resistansen i høresløyfen. De to lederne i lampettledningen kan enten koples i serie eller i parallell. Fig. 12.2 viser hvordan lederne i lampettledningen koples i serie. Resistansen pr. lengdeenhet blir da 44 Q/km. Når lederne parallellkoples, blir resistansen pr. lengdeenhet 11 Q/km. Man kan også bruke 1,5 mm2 eller 2,5 mm2 isolert koppertråd til høresløyfen. De har resistans pr. lengdeenhet på henholdsvis 11 Q/km og 6,6 Q/km. Dersom høresløyfen skal legges i skjult anlegg, blir ledningen trukket gjennom PVC-rør. Høresløyfen kan også lages av 8 cm bred kopperfolie som blir limt fast på golvet og dekket av et golv­ belegg. Innenfor sløyfen øker magnetfeltet når sløyfen blir smalere og når strømmen i den øker. En signalstrøm på 2 A er som regel passende.

Talleksempel 12.1 En høresløyfe blir koplet til en tilpasningstransformator som er beregnet for 100 V-uttaket på en forsterker. Til høresløyfen brukes en 2x0,75 mm2 lampettledning der lederne er seriekoplet og har en resistans pr. lengdeenhet på 44 Q/km. Signalstrømmen i høresløyfen skal være / = 2 A ved full utstyring av forsterkeren, og resistansen skal være R = 2 Q.

a. Hvor lang må høresløyfen være? b. Hvor stor effekt blir omsatt i høresløyfen?

c. Hvilket spenningsuttak på tilpasningstransformatoren må velges?

Løsning: a.

44-/ = R 2 l = --------- = 0,0455 km o: 45,5 m 44

b.

p = PR = 22-2 = 8 W

c.

U2 /---P = --------- o: U = \ PR R

8-2

16

= 4V

En passelig bredde på en høresløyfe som er plassert i en bygning er 10—15 m, mens høresløyfer ute kan ha en bredde på 25—35 m. Dersom det er sterke støykilder, som f.eks. elektriske motorer, i nærheten av høresløyfen, må bredden reduseres vesentlig for at signalet skal bli brukbart. Bredden kan være større i bygninger av tre enn i bygninger av armert betong. Utenfor selve høresløyfen kan man også motta signaler

innenfor et område som er -y b

bredt, se fig. 12.3.

Fig. 12.4 viser hvordan sløyfen kan legges dersom bredden må reduseres. Høresløyfen bør ikke plasseres under benkene eller

55 stolene i en forsamlingssal, ettersom dette som regel gir dårlige mottakingsforhold for de som sitter rett over sløyfen. I stedet bør høresløyfen plasseres mellom benkeradene slik som fig. 12.5 viser. Det er fornuftig å prøve hvordan høresløyfen virker før den monteres fast.

Fig. 12.3. Enkel høresløyfe. Signal kan mottas innenfor den stiplete grenselinjen.

Fig. 12.4. Eksempel på hvordan høresløyfen kan legges dersom bredden må reduseres.

jyiiifi ■■i

Fig. 12.5. Eksempel på hvordan høresløyfen kan plasseres mel­ lom benkeradene i et forsamlingslokale.

56

13. Romakustikk I forbindelse med f.eks. forsamlingslokaler, konsertlokaler og kirker snakker vi ofte om god eller dårlig akustikk. Med god akustikk mener vi som regel at det er lett å høre hva som blir sagt fra en talerstol i lokalet, og at musikk som blir spilt i lokalet, oppfattes som åpen og klangfull. Noen entydig definisjon av hva god akustikk er, har vi ikke. Men selv om vi mennesker er nokså forskjellige, er vi stort sett enige om hvilke lokaler eller rom som har god eller dårlig akustikk. Når vi f.eks. lytter til en tale i et forsamlingslokale, er det ikke bare den direkte lyden fra taleren vi hører. I tillegg hører vi også lydbølger som er blitt reflektert fra golv, tak og vegger. Se fig. 13.1. Dette er årsaken til at lyd oppfattes mye sterkere i et lokale enn ute i fri luft, der reflektert lyd er ubetydelig.

Fig. 13.1. Eksempel på hvordan lyden i et rom er sammensatt av direkte lydbølger og reflekterte lydbølger.

Hvor godt lydbølger skal bli reflektert fra en flate i et rom, er svært avhengig av materialet i flaten og evnen den har til å absorbere lydenergi. All lydenergien blir nemlig ikke reflektert. Materialets evne til å absorbere lydenergi uttrykkes ved absorpsjonskoeffisienten a, som ligger mellom 0 og 1. Harde, glatte overflater, f.eks. pusset betong, har svært lav absorpsjonskoeffisient (ca. 0,01), mens porøse stoffer som f.eks. steinull absorberer en stor del av energien. Absorpsjonskoeffisienten for steinull er 0,7—0,8. Et åpent vindu absorberer all lydenergien og har derfor absorpsjonskoeffisienten a = 1,0. Et viktig begrep i forbindelse med romakustikk er etterklangstid. Etterklangstiden blir definert som den tiden det tar fra en lydkilde blir avbrutt til det gjennomsnittlige lydtrykknivå er sunket 60 dB (til en milliondel). Det tar altså en viss tid fra en lydkilde blir brutt i et rom og til lyden dør ut. Amerikaneren W. C. Sabine var en av de første som begynte å undersøke og systematisere de akustiske egenskapene for rom. Han fant fram til følgende formel:

V 7= 0,16------A

(13.1)

57 T: Etterklangstid (s). V: Romvolum (m3). A: Samlet lydabsorpsjon (m2 Sabine). I det tomme rommet er den samlede absorpsjon gitt ved:

A=Z (a,-F,)

(13.2)

F,: Flateinnhold i m2 for flaten med absorpsjonskoeffisient aie

Inventar og personer i et rom har stor innvirkning på den samlede absorpsjonen. Ved beregninger må man derfor ta hensyn til dette. Etterklangstiden har stor betydning når vi skal betegne et rom med hensyn til akustiske egenskaper. Et rom med svært kort etterklangstid blir gjerne betegnet som dødt, mens et rom med forholdsvis lang etterklangstid, f.eks. en steinkirke, betegnes som klangfullt. Et ideelt lydstudio skal ha en etterklangstid nær null. Nødvendig etterklang blir lagt på kunstig ved hjelp av ekkomaskiner. Etterklangstiden må imidlertid ikke være for lang. Da blir lydbildet uklart og grøtet. Lang etterklangstid forsterker f.eks. en talers stemme, men blir etterklangstiden for lang, blir det vanskelig å oppfatte hva som blir sagt. Vanlige oppholdsrom har som regel en etterklangstid på om­ kring et halvt sekund. Hvor lang etterklangstid man skal ha i en konsertsal, er i sterk grad avhengig av personlig smak og av hva slags musikk som skal framføres. Et rom av vanlig størrelse som er beregnet for tale, bør ha en etterklangstid på noe under ett sekund. Etterklangstiden i et rom kan reguleres ved å bruke mate­ rialer som er mer eller mindre lydabsorberende. Som tidligere nevnt, skiller vi mellom direkte lyd og reflektert lyd. Dersom det går for lang tid, over 50 millisekunder, fra man mottar den direkte lyden til man mottar reflektert lyd, oppfatter man den reflekterte lyden som ekko, og dette er selvfølgelig svært uheldig. Forsinkelsen på 50 millisekunder tilsvarer en lydvei på ca. 17 m. En bygningsingeniør må ta hensyn til dette ved konstruksjon av forsamlingslokaler, kirker osv. Reflekterende flater må plasseres slik at første refleksjon får en lydvei sogi ikke er lengre enn den direkte lydens vei + 17 m. I visse tilfeller kan man få flere gjen­ tatte ekkoer ved at lyden blir reflektert fram og tilbake mellom to motstående flater. Dette kalles klapreekko.

58

14. Høyttalernes polaritet og plassering Dersom mange høyttalere skal arbeide sammen i forbindelse med et forsterkeranlegg, er det viktig at vi får alle høyttalerne til å bevege høyttalermembranene samme vei samtidig. Dette kan vi lett kontrollere ved hjelp av et batteri på 1,5—4,5 V. Vi kopler batteriet over tilkoplingsklemmene på høyttalerenheten. Membra­ nen på alle høyttalerne skal da bevege seg samme vei. De fleste høyttalerne har et merke på den ene tilkoplingskontakten for at det skal være enklere å bestemme polariteten. Dersom ikke alle høyttalerne arbeider sammen, går dette ut over kvaliteten på gjengivelsen. Ved enkelte frekvenser kan lyd­ bølgene fra de forskjellige høyttalerne arbeide mot hverandre i stedet for å arbeide sammen. Dette kan føre til at styrkeforholdet mellom ulike frekvenser blir galt. Det er også svært viktig hvordan høyttalerne er plassert i lokalet. I de fleste tilfeller er det fornuftig å plassere en høyttaler på hver side av salen så langt framme ved talerstolen som mulig.

Fig. 14.1. I mindre lokaler bør man plassere høyttalerne framme ved podiet. Fig. 14.1 viser en høyttalerplassering som er egnet for mindre forsamlingslokaler. Størrelsen på dette lokalet er 60 m2 (12x5 m). Her er det brukt to søylehøyttalere som hver inneholder seks 2 Whøyttalere. Når høyttalerne er plassert framme ved podiet, kan alle i salen uten vansker høre hva som blir sagt fra talerstolen. Videre høres det som om lyden kommer fra podiet. Fig. 14.2 viser en ideell høyttalerplassering for en noe større sal. Denne salen er 360 m2 (30x12 m), og den er derfor for stor til å kunne dekkes av bare to søylehøyttalere. Hvor langt skal så søylehøyttalerne plasseres fra hverandre bakover i salen? En generell regel er at de aldri skal plasseres med større mellomrom enn 16—17 m. Grensen for å få ekkovirkning er jo 50 ms. Dersom vi regner at lydhastigheten er 330 m/s, får vi at avstanden mellom høyttalerne bakover i salen maksimalt kan være:

/ = v-t = 330-50-10'3 = 16,5 m

59

For å være på den sikre siden er det fornuftig å plassere høyt­ talerne noe nærmere hverandre enn dette, f.eks. 10—12 m. Er avstanden mellom dem for stor, blir det svært vanskelig for de som sitter bak i salen å oppfatte hva som blir sagt.

Fig. 14.2. Ideell høyttalerplassering i et større forsamlingslokale. Maksimal avstand mellom høyttalerne langs salen er 16 m.

Fig. 14.3 viser en grei måte å plassere søylehøyttalerne på i en kirke som har alter og prekestol framme i koret. Fig. 14.4 viser hvordan søylehøyttalerne kan være plassert i en kirke med tverrskip. Vi må imidlertid være oppmerksomme på at det er fare for akustisk tilbakekopling dersom avstanden mellom høyttalere og mikrofon blir for liten. Ved akustisk tilbakekopling går lyden fra høyttaleren tilbake til mikrofonen, gjennom forsterkeren og tilbake til høyttalerne. Det oppstår en svært ubehagelig hyling. Høyttalerne som er beregnet på tverrskipene i fig. 14.4 gir lett akustisk tilbakekopling dersom de er plassert for lite på skrå. En generell regel er at høyttalere ikke bør plasseres rett foran mikrofonen. Nå skal vi også være oppmerksomme på at det er store variasjoner i retningsdiagrammene for ulike mikrofoner. De kan f.eks. være sirkelformede eller hjerteformede. For å unngå

60 akustisk tilbakekopling bør vi sørge for at mikrofonen har et retningsdiagram som ikke går mot det stedet høyttalerne er plassert. Når det gjelder plassering av høyttalere ute, må vi også her være oppmerksomme på faren for ekkovirkning dersom flere høyt­ talere skal arbeide sammen.

Fig. 14.5 viser høyttalerplassering på en jernbanestasjon. I fig. 14.5a er avstanden 16 m mellom hver høyttaler, men med systemet på fig. 14.5b kan avstanden mellom høyttalerne være opptil 32 m.

Fig. 14.5. Høyttalerplassering på en jernbanestasjon, a. Maks. avstand 16 m. b. Maks. avstand 32 m.

61

Fig. 14.6. Hornhøyttaler (Philips).

Hornhøyttaleren, som er vist i fig. 14.6, er som regel best egnet til bruk utendørs. Den gir en mer konsentrert utstråling av lyden enn en søylehøyttaler. Dessuten er den bedre beskyttet mot vær og vind. Fig. 14.7 viser et eksempel på en gunstig høyttalerplassering på en idrettsplass. Her er alle høyttalerne plassert på ene siden av idrettsplassen. Man unngår da problemet med ekko. Tilskuerne på den andre siden av idrettsplassen får lyden fra hornhøyttalere som er plassert på toppen av halvtaket. De tilskuerne som er under halvtaket, får lyden fra høyttalere som er festet i dette taket, slik/zg. 14.7b viser. Her brukes «circo-phone»-høyttalere. Se fig. 14.8. I f.eks. større butikker og restauranter der man ønsker å spille musikk fra plater og bånd, er det fornuftig å plassere høyttalerne i taket med jevne mellomrom, slik som fig. 14.9n\sqx.

Fig. 14.7. Gunstig høyttalerplassering på en idrettsplass. I taket over sittetribunen er det brukt «circophone»-høyttalere.

Fig. 14.9. Høyttalere kan plasseres i taket f.eks. i større butikker og på restauranter.

62

15. Effektbehov Et av de største problemene vi møter når et høyttaleranlegg skal monteres, er effektbehovet. Innenfor elektroakustikken finnes det en rekke formler, målemetoder og grafiske beregningsmetoder som kan brukes til å løse dette problemet. Disse metodene er imidlertid forholdsvis kompliserte. Vi skal derfor se på en enklere metode som kan brukes til å bestemme effektbehovet. Vi må ha kjennskap til tre ulike størrelser, nemlig: a. Volumet (V) av rommet der høyttaleranlegget skal brukes. (V = lengde x bredde x høyde.)

a. Etterklangstiden i rommet. Ved å foreta et raskt klapp med hendene og så registrere hvor lang tid det tar før lyden i rommet dør ut, kan vi finne den omtrentlige etterklangstiden. c. Støynivået. Dette må måles med et støymålingsapparat dersom det skal bestemmes nøyaktig. Slike apparater kan imidlertid være vanskelige å skaffe. Vi kan derfor bruke tabell 15.1 for å få et noenlunde riktig bilde av støynivået i rommet. Lydnivået fra høyttalerne må være ca. 10 dB høyere enn dette. Tabell 15.1

Svak rasling fra trær Visking 1 m borte Svak radiomusikk Støy i et kinolokale før filmen starter Normal stemme i en avstand på 1 m Støyfull restaurant Gatestøy Stort orkester som spiller sterkt Vevefabrikk Propellfly, 10 m borte Trykkluftbor, 50 cm avstand Jetfly, 15 m borte

20 dB 30dB 40 dB 50 dB 60 dB 70 dB 80 dB 90 dB 100 dB HOdB 120 dB 130dB

Talleksempel 15.1 Det skal monteres et høyttaleranlegg i et lokale som har lengde / = 40 m, bredde b = 20 m og høyde h = 10 m. Etterklangstiden i rommet er 2 sekunder. Støynivået i rommet er 70 dB. Finn hvor stor effekt forsterkeren som skal brukes i forbindelse med høyttaleranlegget må levere.

Løsning: V = l-b-h = 40-20-10 = 8000 m3

8 000 2

= 4000

63 Nivået må være 70 + 10 = 80 dB Av kurven for V/T = 4000 i fig. 15.1 finner vi at effektbehovet for 80 dB er 60 W. Vi kan altså avlese effektbehovet direkte av fig. 15.1 når vi kjenner volumet av rommet, etterklangstiden og støynivået. Gjennomsnittlig lydtrykknivå ved tale og musikk.

V = Rommets volum i m3. T = Etterklangstid i

Forsterkeref fekt i watt

Fig. 15.1. På disse kurvene kan vi avlese effektbehovet for et rom.

64

16. Forsterkere til høyt­ taleranlegg I mange tilfeller nytter man en mikseforsterker i forbindelse med et høyttaleranlegg. Mikseforsterkeren er som regel utstyrt med flere mikrofoninnganger og egne innganger for «tape», «phono» og «line». På enkelte moderne forsterkere er det mulig å kople om slik at de fleste inngangene kan brukes til mikrofoner. Fig. 16.1 viser blokkskjema av Philips mikseforsterker SQ4 som kan levere en uteffekt på 50 W. Den finnes i to ulike utgaver, nemlig for 50 W og 100 W. Forsterkeren har fem innganger. Inn­ gangene 1—4 kan omkoples slik at de etter ønske kan brukes til mikrofon, dynamisk pickup eller et musikksignal. Med musikksignal mener vi signaler fra radio, signaler fra keramisk pickup eller krystall-pickup, båndopptaker, elektrisk gitar, elektronisk orgel osv. Omkoplingen foretas ved hjelp av et printkort som kan koples på forskjellige måter i forbindelse med forforsterkeren. Ved hjelp av omkoplinger med printkort kan inngang 5 brukes til båndopptaker (inn- og avspilling), «line» eller musikksignal. Ved hjelp av «preset»-kontrollene i forbindelse med inngangene 1—4 kan ønsket følsomhet innstilles. «Preset» kan stilles ved hjelp av en skrutrekker på fronten av forsterkeren. Etter forforsterkeren er det et miksetrinn. Deretter følger bassog diskantkontroll. En emitterfølger virker som buffer foran volumkontrollen. Foran utgangstrinnet finnes et drivertrinn og en «preset»-kontroll til følsomhetsinnstilling.

Fig. 16.1. Blokkskjema av Philips mikseforsterker SQ4 (50 W).

65 I forbindelse med utgangstrinnet er det et VU-meter som viser hvor mye forsterkeren utstyres. Det er direkte uttak for 15 V og dessuten transformatoruttak for 100 V, 70 V og 50 V.

Talleksempel 16.1 Hvor høy impedans kan en forsterker som leverer en uteffekt på 50 W, maksimalt belastes med når forsterkeren har følgende uttak:

a. b. c. d.

15 V? 50 V? 70 V? 100 V?

Løsning: 152 50

5O2

= 4,5 Q

= 50 Q

50

c.

p

-

W

702

P

50

1002 50

= 98 Q

= 200 Q

Dersom forsterkeren blir belastet med en impedans som er lavere enn den som er utregnet i talleksemplet, blir strømmen i utgangstrinnene for høy. Dette er uheldig for forsterkeren og fører til redusert uteffekt. Dersom utgangstrinnet ikke er utstyrt med egen sikringskrets mot for stor strøm, kan store mistilpasninger føre til at utgangstransistorene blir varme og ødeleg­ ges, eller at termosikringen i nett-transformatoren ryker. Størrelsen på det signalet som tilføres forsterkeren fra ulike signalkilder er omtrent som følger:

Mikrofon med bevegelig spole Magnetisk pickup Keramisk pickup Krystall-pickup Radiomottaker Båndopptaker

0,25 mV 5 mV 300 mV 500 mV 250 mV 800 mV

Fig. 16.2 gir en oversikt over følsomhet og inngangsimpedans for Philips mikseforsterker SQ4.

66

Forforsterkeren på inngangen til dynamisk eller magnetisk pickup må være utstyrt med RIAA-eller IEC-korreksjon. Mellom signalkilden og forforsterkeren må det alltid brukes skjermet kabel for at støyen skal bli så lav som mulig. Vi skiller mellom balansert og ubalansert inngang. Balansert inngang er mest gunstig med hensyn til støy. Fra signalkilden til en ubalansert inngang kan det brukes bare en signalledning + skjerm, mens foran en balansert inngang må det brukes to signalledninger + skjerm. Se fig. 16.3. I enkelte tilfeller blir det brukt skjerm rundt hver signalledning.

Fig. 16.3. a. Mikrofontilkopling for en forsterker med ubalansert inngang. b. Mikrofontilkopling for en forsterker med balansert inngang.

67

Foran forforsterkeren til en balansert inngang er det ofte en mikrofontransformator, men det finnes også balanserte inn­ ganger med spesielle koplinger uten mikrofontransformator. I enkelte tilfeller jorder man midtpunktet på primærsiden av mikrofontransformatoren. Da kommer støyspenningene som blir indusert i de to signalledningene i motfase og opphever hverandre. For at det ikke skal bli for mye dur i høyttaleren, bruker vi lavohmige mikrofoner. Vi kan da bruke lange mikrofonledninger uten at det fører til særlig dur. Dersom vi bruker høyohmige mikrofoner, kan vi bare ha noen få meter mikrofonkabel før duren blir svært sjenerende. Når vi skal montere en mikrofon fast på f.eks. en talerstol, må vi bruke et elastisk materiale mellom mikrofonfestet og det faste underlaget. Ellers kan mekaniske vibrasjoner lett bli overført til mikrofonen. I tillegg bør mikrofonen ha et retningsdiagram som er slik at det ikke så lett blir akustisk tilbakekopling. Når flere mikrofoner skal brukes sammen til samme forsterker, er det viktig at fasen er lik på alle. Hvorvidt to mikrofoner til samme forsterker er i fase, kan vi undersøke ved å plassere de to ca. 30 cm fra hverandre og så snakke fra et punkt midt mellom dem. Dersom de ikke er i fase, vil det bli en merkbar reduksjon av bassen i det gjengitte signalet. Når vi skal ha mikrofonstativ til bruk innendørs, bør vi anskaffe typer som ikke er så følsomme for mekaniske vibra­ sjoner fra underlaget.

68

17. Musikkanlegg. Innledning Et musikkanlegg er en komplett reproduksjonskjede for en natur­ tro gjengivelse av musikk fra plate, bånd eller FM-radio. I et full­ stendig anlegg må vi altså ha platespiller, båndopptaker, FMtuner, forsterker og høyttaler. Som regel bruker vi en komplett FM-radio i stedet for atskilt FM-tuner og forsterker. I moderne musikkanlegg brukes enten stereo eller kvadrofoni. Til stereogjengivelse må man ha to like lavfrekvensforsterkere og to høyttalere, mens et kvadrofonianlegg omfatter fire like lav­ frekvensforsterkere og fire høyttalere. Moderne FM-mottakere er vanligvis utstyrt med det tilleggs­ utstyret som trengs for å kunne motta stereosignaler. På litt eldre mottakere kan man vanligvis kople inn en stereodekoder, som gjør det mulig å motta sendinger i stereo. Det har vært en sterk utvikling når det gjelder kvalitetsfor­ bedring på musikkanlegg i årene etter krigen. I forbindelse med LP- og EP-platene kom begrepet High Fidelity. Det betyr direkte oversatt «høy troskap». Begrepet forkortes til Hi-Fi, og i forbindelse med musikk oversettes det gjerne til «høy naturtrohet». Innenfor elektronikken blir dette uttrykket brukt for å karakterisere utstyr av virkelig førsteklasses kvalitet, utstyr som er i stand til å gjengi musikk så godt og naturlig at lytteren har følelsen av å sitte i samme rom som musikerne. I begrepet naturtro gjengivelse legger nok de fleste i dag mye mer enn de ville ha gjort for noen år tilbake. Dette skyldes antakelig bedre kvalitet på både forsterkere, platespillere, bånd­ opptakere og høyttalere. Men også gjennombruddet for stereo fikk stor betydning for hva man la i begrepet naturtro gjengivelse.

Fig. 17.1. Musikkanlegg for mono.

Fig. 17.2. Musikkanlegg for stereo.

69 I årene fram til 1960 var musikkanlegg for mono vanligst. Fig. 17.1 viser hva et musikkanlegg for mono består av. Vi ser at det er nødvendig med bare én forsterker og én høyttaler. I begynnelsen av 60-årene slo stereo igjennom for alvor. Årsaken til det var nok først og fremst at grammofonplatene etter hvert ble innspilt for stereo. Fabrikantene gikk over til å utstyre de fleste radiomodellene med to atskilte lavfrekvensforsterkere slik at stereogjengivelse var mulig. Fig. 17.2 viser et kompett musikkanlegg for stereo. De fleste mennesker oppfatter stereogjengivelse langt mer naturtro enn monogjengivelse. I de seinere årene er også kvadrofoni blitt tatt i bruk. Det er imidlertid vanskelig å si noe sikkert om hvordan utviklingen vil bli for musikkanlegg med kvadrofoni.

70

18. DIN 45500 Lavfrekvens Del 2 inneholder noen eksempler på forskjellige forbund som angir normer for kvalitet, korreksjonskurver og målemetoder for forskjellig elektronisk utstyr. Et eksempel på et slikt forbund er DIN (Deutsche Industrie-Normen). For underholdningselektronikk bruker vi DIN 45500. 45 betyr at det er elektronikk, og 500 viser at det dreier seg om underholdningsutstyr. DIN 45500 består av i alt åtte deler. Del 6 omhandler forsterkere. Nedenfor er en oversikt over hvilke krav som stilles til Hi-Fi-forsterkere:

1. Frekvensområde:

40 til 16000 Hz.

2. Frekvensgang:

Se fig. 18.5 og forklaring til denne figuren.

3. Klirr:

Forforsterkere: 1 % i området 40—4000 Hz ved full utstyring. Effektforsterkere: 1 % i området 40—12 500 Hz, målt ved oppgitt utgangseffekt.

4. Intermodulasjon:

3 % ved full utstyring og med et amplitudeforhold 4:1 for 250 og 8000 Hz.

5. Stereo Kanalsymmetri:

6. Stereo Kanalseparasjon:

7. Kanalseparasjon Programkanaler: 8. Utgangseffekt:

9. Utgangssignal fra forforsterkere:

3 dB innenfor området 200—6 300 Hz, målt ved full ut­ styring. 40 dB ved 1 000 Hz og 30 dB i området 200—10000 Hz.

50 dB ved 1 000 Hz og 40 dB i området 200—10000 Hz. Mono: 10 W Stereo: 2x6 W.

1 V over 47 kQ.

10. Støybegrenset følsomhet:

For forsterkere opp til 20 W skal signal/støy-forholdet være 50 dB ved 1000 Hz målt ved en total avgitt effekt på 100 mW (2x50 mW).

11. Dempningsfaktor:

Minimum 3 i området 40—12000 Hz.

12. Inngangsverdier:

0,5 V over 470 kQ for lineær inngang. 8 mV over 47 kil ved 1000 Hz for magnetisk pickup.

13. Utgangsimpedanser:

2, 4, 8, 16, 32, 50, 100, 400 og 800 Q.

71 14. Merkeskiltdata:

Alle inngangsspenninger. Alle inngangsimpedanser ved 1000 Hz. Sinus utgangseffekt. U tgangsimpedanser.

Punktene 12, 13 og 14 er ikke krav, men anbefalinger.

047k

JlOO k

250 pF

= = 1 nF

Fig. 18.1. Normerte erstatningsimpedanser etter DIN-normen for inngangene i en lavfrekvensforsterker. a. Radio eller båndopptaker. b. Høyohmig pickup. c. Magnetisk pickup.

Fig. 18.1 viser normerte erstatningsimpedanser som skal brukes på forsterkerinngangene. Fig. 18.1a viser erstatningsimpedansen for radio eller båndopptaker, fig. 18. Ib viser erstatningsimpe­ dansen for høyohmig pickup og fig. 18.1c viser erstatningsimpe­ dansen for magnetisk pickup. Tabell 18.1 gir en oversikt over DIN-normens krav til utgangsspenning og belastning for ulike typer signalgivere. Tabell 18.1

Signalgiver

Utspenning

Krystall-pickup Keramisk pickup Magnetisk pickup Båndopptaker Tuner Forsterkerutgang Høyttaler Hodetelefon

500 500 5 500 500

Venstre kanal

470 470 47 47 47

mV mV mV mV mV

Angitt verdi Angitt verdi

Venstre kanal

Tillatt belastning

kQ/100 kQ/100 kQ kQ/100 kQ/100

pF pF pF pF

-20 % av angitt verdi Angitt verdi. Fortrinnsvis 400 Q

Venstre kanal

Signal -

tilkopling lAvspilling

tø 3A Opptak! A?50l Avspilling

Høyre kanal Høyre kanal

Høyre kanal

Fig. 18.2. DIN-kontakter. a. Tilkopling for pickup og tuner. b. Båndopptakertilkopling. c. Høyttalerkontakt.

72 Fig. 18.2a viser hvordan DIN-kontakten skal koples på signalledningen fra pickup og tuner. Fig. 18.2b viser hvordan DINkontakten skal koples på signalledningen fra en båndopptaker, mens fig. 18.2c viser en DIN høyttalerkontakt. Hvordan vi skal måle signal/støy-forhold, klirr og intermodulasjon for en lavfrekvensforsterker, er gjennomgått i Lavfrekvens Del 2. Nedenfor skal vi ta for oss målemetoder og måleoppstilling for en del andre forsterkeregenskaper. Figurene og forklaringen av framgangsmåten for målingene er hentet fra heftet «MÅLE­ TEKNIKK 3» av Bang & Olufsen.

18.1 Sinuseffekt Fig. 18.3 viser en måleoppstilling for måling av sinuseffekt fra en lavfrekvensforsterker. Sinuseffekten er den utgangseffekt for­ sterkeren kan levere i to kanaler samtidig ved 1 000 Hz sinusspenning, i minst 10 minutter og uten at klirren overstiger den verdien som er oppgitt for apparatet. Kravet i DIN 45500 er 2x6 W sinuseffekt ved maks 1 % klirr. Målingen foregår slik: Vi kopler en tonegenerator til TAPE-inngangen på forsterk­ eren, begge kanaler, pinne 3 og 5. Wattmetret blir koplet til høyttalerpluggene L og R på begge kanalene. De to utgangsforsterkerne skal være riktig belastet med motstander som har samme verdi som den oppgitte høyttalerimpedansen. Vi kopler også klirrmetret (merket «distortion») til høyttaleruttaket. Forsterkeren setter vi i stilling TAPE, og vi dreier volum­ kontrollen til maksimum, mens vi setter bass- og diskantkontrollen i midtstilling. Frekvensen fra tonegeneratoren blir innstillt til 1 000 Hz, og

Fig. 18.3. Måleoppstilling til måling av sinuseffekt fra en lavfre­ kvensforsterker.

73 signalspenningen justerer vi opp til uteffekten fra wattmetret er lik den effekten forsterkeren skal levere. Vi innstiller og avleser klirrmetret, og utspenningen fra tonegeneratoren varieres deretter inntil den angitte verdien for klirr kan avleses på klirrmetret. Vi avleser så utgangseffekten på watt­ metret for hver kanal. Forsterkeren skal holde disse måledata i minst 10 minutter.

18.2 Frekvensområde Minstekravet ifølge DIN 45500 er at utspenningen bare skal avvike maksimalt ±1,5 dB i frekvensområdet 40—16000 Hz. Referansenivået er 1 000 Hz med en uteffekt 10 dB lavere enn angitt sinuseffekt. Fig. 18.4 viser måleoppstillingen. Tonekontrollene på forsterkeren skal innstilles til mest mulig rettlinjet frekvenskarakteristikk. Volumkontrollen setter vi på maksimum. Vi stiller inn tonegeneratoren til 1 000 Hz, og vi regulerer signal­ spenningen opp til angitt sinuseffekt ut av forsterkeren. Deretter reguleres den ned med 10 dB. Frekvensen fra tonegeneratoren varierer vi så oppover og ned­ over mens vi avleser utslaget på wattmeteret for ulike frekvenser. Det skal ikke avvike mer enn maksimalt ± 1,5 dB i forhold til refe­ ransenivået.

Fig. 18.4. Måleoppstilling til måling av frekvensområdet for en lavfrekvensforsterker.

Fig. 18.5. Frekvenskarakteristikk for en lavfrekvensforsterker.

74 Vi må selvfølgelig holde konstant utspenning fra generatoren hele tiden. Vi gjør målingene for begge kanaler. Fig. 18.5 viser et eksempel på en frekvenskarakteristikk for en lavfrekvensfor­ sterker. Det maksimalt tillatte avviket på ± 1,5 dB er avmerket på figuren.

18.3 Dempningsfaktor Vi har tidligere sett på hva som menes med dempningsfaktoren for en forsterker. Fig. 18.6 viser en måleoppstilling som kan brukes til å måle dempningsfaktoren. Vi utstyrer forsterkeren ved frekvensen 1 000 Hz inntil wattmetret viser den angitte sinuseffekten. Spenningen leser vi av på voltmetret over utgangen, og vi kaller den (7,. Wattmetret blir så frakoplet, og spenningen over utgangen blir målt igjen. Denne spenningen kaller vi U2. De to spenningsverdiene setter vi så inn i denne formelen:

t/.

(18.1)

Vi gjør tilsvarende målinger og beregninger for flere forskjellige frekvenser mellom 40 Hz og 12 500 Hz. Den laveste dempnings­ faktoren er den som gjelder for forsterkeren.

Fig. 18.6. Måleoppstilling til måling av dempningsfaktor for en lavfrekvensforsterker.

75

18.4 Kanalseparasjon Kanalseparasjon (overhøring) er betegnelsen på uønsket over­ føring av et signal fra den ene stereokanalen til den andre. Fig. 18.7 viser måleoppstillingen når forsterkeren står i stilling TAPE. Ifølge DIN 45500 er kravet til kanalseparasjon for 1 000 Hz minst 40 dB både for TAPE- og PHONO-inngangen. Når det gjelder forsterkere med svært høy kanalseparasjon, kan man bare utføre denne målingen helt korrekt med selektive filtre. Dette skyldes at signal/støy-forholdet spiller inn. I frekvensområdet 250—10000 Hz er kravet etter DIN 45500 minst 26 dB både for TAPE- og PHONO-inngangen. Målingen utføres ved at man i første omgang tilfører 1 000 Hz til bare venstre kanal (pinne 3), mens inngangen på høyre kanal (pinne 5) blir belastet med en motstand på 47 kQ i parallell med en konden­ sator på 250 pF. Venstre kanal blir så utstyrt til den angitt sinuseffekten. Lydstyrkekontrollen på forsterkeren reguleres ned til uteffekten synker 10 dB. Forskjellen i dB mellom venstre og høyre kanal i uteffekt er lik kanalseparasjonen eller overhøringsdempningen for forsterkeren. Vi gjør tilsvarende målinger mens tonegeneratoren er innstilt til 250 Hz og 10000 Hz. Fig. 18.8 viser hvordan måleoppstillingen blir når forsterkeren skal måles i stilling PHONO. Målemetoden blir som i stilling TAPE.

Fig. 18.7. Måling av kanalseparasjon (overhøringsdempning) for en stereo lavfrekvensforsterker i stilling TAPE.

Fig. 18.8. Måling av kanalseparasjon for en stereo lavfrekvensfor­ sterker i stilling PHONO.

76

18.5 Inngangsfølsomhet Med inngangsfølsomhet for en forsterker mener man det signal­ nivå ved 1 000 Hz som må påtrykkes inngangen for å få ut den angitte sinuseffekten når lydstyrkekontrollen står på maksimum. Ifølge DIN 45500 er kravet maksimalt 5 mV på PHONO-inngangen med en inngangsimpedans på 47 kQ. På TAPE-inngangen er kravet maksimalt 500 mV med en inngangsimpedans på minst 470 kfi. Fig. 18.9 viser måleoppstilling i stilling TAPE, og fig. 18.10 viser måleoppstilling i stilling PHONO.

Fig. 18.9. Måleoppstilling til måling av inngangsfølsomhet for en lavfrekvensforsterker i stilling TAPE.

Fig. 18.10. Måleoppstilling til måling av inngangsfølsomhet for en lavfrekvensforsterker i stilling PHONO.

77

19. Stereo Det er vanskelig å bedømme avstander rett dersom vi bare ser med det ene øyet. På tilsvarende måte er det vanskelig å bestemme hvilken retning en lyd kommer fra dersom vi bare hører på det ene øret. Lytter vi med begge ørene, vil lyd som kommer fra én av sidene, nå ørene på forskjellig tid og med ulik styrke. Differansen i styrke og tid varierer med den retning lyden kommer fra. Lyd som kommer rett forfra, kommer fram til begge ørene samtidig og med lik styrke. Lyd som derimot kommer rett fra siden, kommer fram til ørene våre med en tidsdifferanse på ca. 630 ps og med ulik styrke. Det er også en tydelig forskjell i klangfarge mellom disse signalene. Det er denne forskjellen i tid, styrke og klangfarge som gjør det mulig for oss å bestemme hvilken retning lyden kommer fra. Spesielt gjelder dette ved midlere og høyere frekvenser (1 —16 kHz). Ved lavere frekvenser er det svært vanskelig å be­ stemme hvilken retning lyden kommer fra. En monoforsterker er ikke i stand til å gjengi denne forskjellen i tid, styrke og klangfarge, selv om vi bruker to eller flere høyttalere. Ved stereo-opptak brukes to mikrofoner som mottar lydbøl­ gene med ulik styrke og fase. Vi skiller mellom to ulike systemer for stereo, nemlig tidsskillestereo og styrkeskillestereo.

19.1 Tidsskillestereo Dersom vi tar opp lyd med to mikrofoner som er plassert i en bestemt avstand fra hverandre, slik som vist i fig. 19.1, får vi tids­ skillestereo. Denne teknikken kalles AB-teknikk. Her vil lyden fra fiolinen, som er plasert midt mellom de to mikrofonene, nå de to mikrofonene samtidig, mens lyden fra klarinetten og trompeten vil nå de to mikrofonene til forskjellig tid. Også styrken blir forskjellig. De to mikrofonene må være helt like.

Fig. 19.1. Stereo-opptak med to atskilte mikrofoner. AB-teknikk.

78

Signalene som de to mikrofonene mottar, blir ført til en stereobåndopptaker. Når lyden så blir gjengitt fra båndopptakeren via en stereoforsterker til to høyttalere, vil den venstre høyttaleren gjengi signalet fra den venstre mikrofonen, og den høyre høyttaleren gjengir signalet fra den høyre mikrofonen. Derom avstanden mellom høyttalerne er riktig i forhold til plas­ seringen av lytteren, framkommer en tydelig stereovirkning (romklang), og man får et visst inntrykk av hvordan de forskjellige instrumenter er plassert i forhold til hverandre. Se fig. 19.2.

Fig. 19.2. Når man spiller av stereo, får man inntrykk av hvordan instrumentene er plassert ved innspilling.

19.2 Styrkeskillestereo Fig. 19.3. Stereoopptak med to mikrofo­ ner med hjerteformede retningsdiagrammer (kardioide-diagrammer) i samme punkt over hverandre. XY-teknikk.

Fig. 19.4. Stereoopptak med to mikrofo­ ner i samme punkt over hverandre. Den ene mikrofonen har hjerteformet retningsdiagram, mens den andre har et retningsdiagram som er formet som et 8-tall. MSteknikk.

Ved styrkeskillestereo plasseres de to mikrofonene i samme punkt (stereomikrofon). Dersom mikrofonene har hjerteformede retningsdiagrammer slik som fig. 19.3 viser, kalles denne opptaks­ teknikken XY-teknikk. De to mikrofonene mottar signalene fra lydkilden med ulik styrke. Lyden fra trompeten blir mottatt vesentlig sterkere av mikrofon Y enn av mikrofon X, mens lyden fra klarinetten blir mottatt med størst styrke i mikrofon X. Lyden fra fiolinen blir mottatt med samme styrke av de to mikrofonene. Den samme styrkeforskjellen framkommer i høyttalerne når programmet blir avspilt fra f.eks. en båndopptaker. En annen teknikk er vist i fig. 19.4 Her brukes det mikrofoner med ulike retningsdiagrammer. Den ene mikrofonen har hjerte­ formet retningsdiagram, mens den andre har et retningsdiagram som er formet som et 8-tall. Denne teknikken kalles MS-teknikk. Mikrofonen M med det hjerteformede retningsdiagrammet mottar et monosignal. Den mottar altså med tilnærmet samme styrke fra alle tre lydkildene. Mikrofonen S mottar derimot et signal som varierer i styrke og fase med retningen til lydkilden. Dette signalet inneholder altså stereoinformasjonen. Før man kan motta MS-signalet, må man gjøre det om til ett høyresignal og ett venstresignal. Dette blir gjort i en matrise. MS-teknikken er altså en rein opptaksteknikk. Man bruker det samme utstyret når man spiller av programmet uansett hvilken teknikk som er brukt ved innspilling.

79 Det viser seg i praksis at styrkeskillestereo gir en svært god retningsbedømmelse, men ved avspilling blir romklangen gjengitt fra et punkt midt mellom høyttalerne. I AB-systemet er forholdet motsatt, retningsbedømmelsen blir mer usikker, men spredningen i romklangen blir god.

19.3 Panorering Ved opptak i studio er det vanlig å bruke en rekke monomikrofoner. Én eller flere mikrofoner blir ofte plassert ved hvert instru­ ment eller ved hver instrumentgruppe. Mikrofonene blir plassert så nær instrumentene at romklangen elimineres. Signalene fra de ulike mikrofonene blir så ført til noen panoreringspotensiometre som fordeler signalene mellom venstre og høyre kanal. På denne måten blir retningene til instrumentene bestemt elektrisk. Når signalet er mikset, blir det så tilført kunstig etterklang og faseforskyvning etter ønske. I prinsippet er derfor dette egentlig AB-teknikk.

19.4 Plassering av høyttalerne ved stereogjengivelse For at vi skal få en fullverdig gjengivelse, bør ørene våre få noe forskjellig informasjon. Dermed kan vi ved hjelp av det lydinntrykk vi mottar, bestemme retningen og i en viss grad avstanden til lydkilden. Hvordan høyttalerne er plassert har mye å si for at vi skal få så god stereovirkning som mulig. Den beste stereovirkningen får vi når høyttalerne er rettet mot lytteren, og når lytteren og de to høyttalerne sammen danner en likesidet trekant. Se fig. 19.5.

Fig. 19.5. Høttalerplassering i forhold til lytter ved stereolytting. a. Rom av ulike størrelser. b. Ideell høyttalerplassering. A = B.

80 I det følgende skal vi se på en del høyttalerplasseringer som gir god stereovirkning. Forsøk har vist at man kan oppnå stereovirkning på flere steder i rommet. Se fig. 19.6. Det skraverte feltet viser området der man får stereoinntrykk. Fig. 19.7 viser en annen måte å plassere høyttalerne på. Denne plasseringen er egnet dersom man f.eks. har en salong i ene hjørnet av rommet. I store rom kan høyttalerne med fordel plasseres slik som fig. 19.8 viser. Området der man får stereovirkning, kan man øke betraktelig ved å bruke fire høyttalere slik som fig. 19.9 viser.

Fig. 19.6. Det skraverte feltet viser om­ rådet der man får stereoinntrykk. Den lille ringen angir den ideelle plassen for lytte­ ren.

Fig. 19.7. Høyttalerplassering dersom man vil ha stereoeffekt i det ene hjørnet av rommet.

store

Fig. 19.9. Området der man får stereovirkning øker man betrakte­ lig ved å bruke fire høyttalere.

Fig. 19.8. Høyttalerplassering rom.

81

20. Ambiofonisk stereo Med stereo får vi et mer klangfullt lydbilde enn med mono, og dessuten får vi et inntrykk av hvordan de ulike instrumentene har vært plassert ved innspillingen. Vanlig stereoteknikk overfører imidlertid ikke tilstrekkelig gode informasjoner om romakustikken i konsertsalen der innspillingen har funnet sted. Ambiofoniteknikken er en metode som kan brukes til å forbedre den vanlige stereoteknikken. Ambiofoni er et firekanalsystem der man kan trekke ut ekstra informasjon fra den vanlige stereolyden. Metoden må imidlertid ikke betraktes som noen erstatning for kvadrofoni, men som en forbedring av vanlig stereo. For å forstå ambiofonisk stereo skal vi ta for oss prinsippet for MS-teknikken. Vi bruker da to mikrofoner i samme punkt. Se fig. 19.4. Signalene blir omdannet til en venstre og en høyre kanal i en matrise. Dette skjer ved at signalene fra mikrofonene blir addert og subtrahert. Summen av signalene utgjør venstre kanal V = M + S, mens differansen utgjør høyre kanal

H = M - S.

Ved å subtrahere venstre kanal fra høyre kanal får vi: V - H = M + S - (M - S) = M + S- M + S = 2S Vi ser at differansesignalet bare omfatter signalet som kommer fra mikrofonen S. Det er imidlertid denne mikrofonen som mottar mesteparten av de reflekterte signalene i større rom, det vil si romklangen. For å få en bedre gjengivelse av romakustikken benytter man dette differansesignalet. Plater og bånd som er innspilt ved hjelp

Fig. 20.1. Musikkanlegg som er beregnet for ambiofoni (2-2-4).

82

av AB-teknikk og XY-teknikk gjengir også romakustikken godt dersom det blir mottatt tilstrekkelig S-signal ved innspillingen. Ved innspillinger i lydstudio blir signalet mikset av lyd fra en rekke monomikrofoner. Slike innspillinger inneholder ingen rominformasjon utenom den som lydteknikeren tilfører kunstig. Derfor blir gjengivelsen ikke alltid så god med ambiofoni. Fig. 20.1 viser prinsippet for et musikkanlegg som er beregnet for ambiofoni, 2-2-4. Det første sifferet angir hvor mange uav­ hengige kanaler man bruker ved innspillingen. Det andre sifferet angir hvor mange uavhengige kanaler man bruker ved over­ føring fra plater, lydbånd og radio. Det tredje sifferet angir hvor mange uavhengige høyttalere man bruker ved gjengivelsen, det vil si antall gjengivelseskanaler. Etter dette systemet blir da mono betegnet som 1-1-1 og stereo som

2-2-2. Som vi ser av fig. 20.1, brukes det fire høyttalere for ambio­ foni. De to høyttalerne som er tilkoplet ambiodekoderen, skal gjengi differansesignalet mellom venstre kanal og høyre kanal. Mi fig. 20.2 ser vi at dersom de to kanalene blir parallellkoplet, blir resultatet summen av de to spenningene. En seriekopling av de to kanalene gir oss derimot differansesignalet V - H, slik som fig. 20.3 viser.

Fig. 20.2. Parallellkopling av venstre og høyre kanal i utgangen på en stereoforsterker.

Fig. 20.3. Seriekopling av venstre og høyre kanal i utgangen på en stereoforsterker.

83 Fig. 20.4 viser en enkel oppkopling av høyttalerne i en ambiofonikopling. Høyttalerne VB og HB er seriekoplet og gjengir derfor differansesignalet fra de to stereokanalene. Ved hjelp av balansepotensiometret kan man blande inn et signal med egnet styrke fra framhøyttalerne til bakhøyttalerne. Hensikten med motstandene på 1 Q er å hindre at slutttransistorene blir overbelastet. Sammenkoplingen av begge stereo­ kanalene kan nemlig føre til at det oppstår kortvarige overbelast­ ninger av slutt-transistorene ved bestemte fasetilstander. Dersom forsterkeren er utstyrt med elektronisk sikring, kan den tre i funksjon og bryte kretsen. Ellers kan vi risikere at utgangs­ transistorene blir ødelagt. Fig. 20.5 viser noen eksempler på plassering av høyttalerne ved ambiofoni. Disse plasseringene kan også brukes ved kvadrofoni.

Fig. 20.4. Enkel oppkopling av høyttalerne i en ambiofonikopling. VF: Venstre foran. HF: Høyre foran. VB: Venstre bak. HB: Høyre bak.

Fig. 20.5. Eksempler på plassering av høyttalerne og lytteren ved ambiofoni og kvadrofoni.

84

21. Kvadrofoni Kvadrofonien har gitt oss muligheten til å få en nesten fullkommen gjengivelse av romakustikken i konsertsalen der et musikkprogram blir tatt opp. Vi kan altså flytte musikk og rom fra et vilkårlig sted inn i vår egen stue. De kvadrofonisystemene som brukes i dag, blir inndelt i to hovedgrupper. Det er: 1. Fullstendig firekanal 4-4-4 (CD-4).

2. Matrisesystemet 4-2-4 (SQ og QS). I alle systemer for ekte kvadrofoni begynner man i studio eller konsertsal med fire mikrofoner og slutter i stua med fire høyt­ talere som har hver sin forsterkerkanal. Fig. 21.1 viser prinsippet for kvadrofoni.

Fig. 21.1. Prinsippet for overføring av ekte kvadrofoni.

21.1 Fullstendig firekanal, 4-4-4 (CD-4) I dette systemet blir det brukt fire atskilte kanaler til overføring og gjengivelse. Derfor har systemet betegnelsen 4-4-4. Fullstendig firekanal blir kalt CD-4-metoden i forbindelse med plater. CD-4 er forkortelse for «Compatible 4-channel» og blir markedsført under navnet «Quadradisc». Det er det japanske firmaet JVC-Nivico i samarbeid med det amerikanske firmaet RCA som har utviklet CD-4-systemet. Vi skal i første omgang se litt på hvordan plateskjæringsteknikken er i CD-4-systemt. Fig. 21.2 viser et blokkskjema av prin­ sippet for innspilling av en plate.

85

I platene skjæres vanlig stereoinformasjon, som inneholder både for- og bak-informasjon for både høyre og venstre kanal. Med en svært raffinert skjæreteknikk innspilles også i området over høregrensen (20000—45 000 Hz) et høyre- og venstre-signal som inneholder differansen mellom for- og bak-signalene i kanalene.

Fig. 21.2. Blokkskjema for innspilling av plate med fullstendig firekanal (CD-4). Vi ser av fig. 21.2 at de fire atskilte kanalene, K], K2, K3 og K4, først blir koplet inn på en koplingsmatrise. Ut fra denne matrisen får vi så summen og differansen av signalene i de fire kanalene.

K, + K2 k3 + k4 k.-k2 k3-k4

K,: K2: K3: K4:

Høyre kanal foran. Venstre kanal foran. Venstre kanal bak. Høyre kanal bak.

Fra koplingsmatrisen blir sumsignalene ført direkte til et blandetrinn, mens differansesignalene blir ført til et modulatortrinn der de blir modulert inn på en hjelpebærebølge på 30 kHz før de går til blandetrinnet. Fra blandetrinnet får vi så to kanaler med signalene (K, + K2) + (K, - K2) og

(K3 + K4) + (K3 - K4).

Fra blandetrinnet går så signalene til platen via en forsterker og en stereoskriver. En vanlig pickup i et stereoanlegg kan ikke oppfatte de høyfre­ kvente differansesignalene, så her blir CD-4-platen avspilt som om den er en vanlig stereoplate. Vi sier at platen er kompatibel. Med en pickup som har utvidet frekvensområde og en dekoder som består av en demodulator og en matrisekopling, kan alle fire

86 kanalene atskilles med svært høy kanalseparasjon til en nesten perfekt kvadrofonisk gjengivelse. Fig. 21.3 viser et blokkskjema for det utstyret vi trenger til å spille av en CD-4-plate. Fig. 21.4 viser et komplett musikkanlegg for fullstendig firekanal. Båndopptakere som skal brukes til avspilling av programmer i fullstendig firekanal, må være utstyrt slik at alle fire kanalene kan avspilles samtidig. Det må altså være fire spor i samme retning. Dette innebærer at man ikke kan bruke en vanlig stereobåndopptaker. Det må også brukes eget utstyr til å overføre radiosignaler på FM.

Fig. 21.3. Blokkskjema for nødvendig utstyr ved avspilling av plate for fullstendig firekanal.

4 forsterkere

Fig. 21.4. Komplett musikkanlegg for fullstendig firekanal.

87

21.2 Matrisesystemet, 4-2-4 Det finnes to slike systemer, nemlig:

1. SQ-systemet (Stereofonisk Quadrofoni) utviklet av CBS og SONY. 2. QS-systemet (Quadrofonisk Stereofoni) utviklet av SANSUI.

Fig. 21.5. Prinsippet for matrisesystemet (4-2-4).

Fig. 21.6. Kanalseparasjon (overhøringsdempning) mellom kanalene for de to kvadrofonisystemene. a. 4-4-4-systemet. b. 4-2-4 SQ-systemet.

Prinsippet er vist i fig. 21.5. Signalene fra de fire kanalene blir omdannet til to kanaler i en kodermatrise. Ved hjelp av en kon­ trollert tidsforsinkelse (fasedreining) mellom høyre og venstre stereokanal kan signalet dekodes i en en dekodermatrise etter mottaking/avspilling som normal stereo. I dekodermatrisen blir fire signaler gjenoppbygd på grunnlag av de to overførte, og disse signalene blir tilført de fire forsterkerne. Både SQ- og QS-systemet kan overføres ved hjelp av utstyr for vanlig stereo både når det gjelder FM, plater og bånd. Dette er en stor fordel med dette systemet, som dessverre også har en del mangler. Stereo-overføringen setter nemlig en grense for hvor stor kanalseparasjon man kan oppnå. Fig. 21.6 viser en sammenlikning mellom 4-4-4-systemet og 4-2-4 SQ-systemet når det gjelder kanalseparasjon. Vi ser av fig. 21.6a at 4-4-4-systemet har en langt bedre kanalseparasjon enn 4-2-4-systemet i fig. 21.6b. Så lenge matrisesystemet skal brukes til opptak av konserter, der musikerne er plassert foran lytteren, er kanalseparasjonen i 4-2-4-systemet tilstrekkelig. Når komplekse lydbilder med vilkårlige lyder fra alle retninger skal gjengis, begrenser kanalseparasjonen retningsvirkningen. Systemet gir imidlertid et brukbart resultat for mange typer musikk. Fig. 21.7 viser et komplett musikkanlegg for kvadrofoni etter matrisesystemet. Dersom en SQ-plate blir avspilt via en QS-dekoder eller omvendt, oppstår det en forandring i hvordan de enkelte instrumenter er plassert i lydbildet. Som vi så av fig. 21.6 har SQsystemet en forholdsvis god kanalseparasjon mellom høyre og venstre kanal, mens separasjonen mellom for og bak er dårlig.

88

QS-systemet har litt dårligere kanalseparasjon enn vanlige stereoplater og SQ, men har til gjengjeld bedre separasjon mellom kanalene foran og bak. Fra et teknisk synspunkt er nok QS-systemet å foretrekke framfor SQ.

4 forsterkere

Fig. 21.7. Komplett musikkanlegg for kvadrofoni etter matrisesystemet.

89

22. Kontrolloppgaver Oppgave 1 a. Vis på en overføringskarakteristikk (/K/t/Bh) f°r en silisium­ transistor hvordan arbeidspunktet er plassert dersom transis­ torene arbeider i:

1. Klasse A. 2. Klasse AB. 3. Klasse B. b. Hvorfor har man gått bort fra å bruke effektforsterkere med utgangstransformator?

Oppgave 2 a. Når kan det være aktuelt å bruke en effektforsterker i helbru­ kopling?

b. Forklar hvorfor maksimal avgitt effekt fra en effektforsterker i helbrukopling i rein klasse B blir teoretisk:

2-/?h

Oppgave 3 a. Tegn et prinsippskjema for en effektforsterker med komple­ mentær, symmetrisk halvbrukopling, og forklar virkemåten. b. Definer disse størrelsene for en strøm: 1. Topp-til-topp-verdi. 2. Amplitudeverdi. 3. Effektivverdi. 4. Aritmetisk middelverdi.

Oppgave 4 a. Vis med matematisk utledning at maksimal virkningsgrad for en effektforsterker i halvbrukopling som arbeider i rein klasse B, blir teoretisk 78,5 %.

b. Forklar hvorfor strømmen blir trukket i pulser fra batteriet når effektforsterkeren arbeider i klasse B.

Oppgave 5 a. Hva menes med overgangsforvrengning i forbindelse med en effektforsterker?

b. Hva er forskjellen mellom primær og sekundær overgangsfor­ vrengning? c. Hva kan gjøres for å hindre at overgangsforvrengning opp­ står?

Oppgave 6 a. Hvorfor er det så viktig at vi har halve batterispenningen på midtlinjen i en halvbrukoplet effektforsterker? b. Vis et prinsippskjema for en halvbrukoplet effektforsterker som gir tilnærmet konstant spenning på midtlinjen selv om temperaturen varierer. Forklar virkemåten.

90

Oppgave 7 a. Hva menes med kollektortapet i en transistor?

b. Hva kan gjøres for at temperaturen ikke skal bli for høy i ut­ gangstransistorene i en effektforsterker?

Oppgave 8 a. Den halvbrukoplede effektforsterkeren på fig. 3.5 får tilført likespenningen t/b = 24 V. 7?h =4 Q. Hvor stor blir den maksimale amplitudeverdien på signalstrømmen gjennom lasten Z?H teoretisk, og hvor stor blir den maksimale ampli­ tudeverdien på signalspenningen over lasten /?H teoretisk? b. Hvor stor blir tilført og avgitt effekt for forsterkeren? c. Hvor stort kollektortap blir det i hver transistor?

d. Hvor stor virkningsgrad har trinnet dersom vi ser bort fra spenningsfallet over transistorene når de går i full ledning?

Oppgave 9 a. Gjør rede for ulike metoder til å framskaffe forspenning på basis til utgangstransistorene i en halvbrukoplet effektfor­ sterker. b. Hvilken hensikt har diodene Dl, D2 og D3 i fig. 4.42

Oppgave 10 a. Hva menes med dempningsfaktoren for en effektforsterker? b. Hvordan kan tynne høyttalerledninger ødelegge en god demp­ ningsfaktor?

Oppgave 11 a. Tegn et prinsippskjema av en halvbrukoplet effektforsterker med Darlington-kopling, og forklar virkemåten. b. Hvilke egenskaper har en Darlington-kopling med hensyn til strøm- og spenningsforsterkning og inn- og utgangsimpedans?

Oppgave 12 a. Hva menes med en «bootstrap-kopling» i forbindelse med en halvbrukoplet forsterker? b. Gjør rede for hvordan en slik «bootstrap-kopling» virker.

Oppgave 13 a. Hva er forskjellen mellom strømstyring og spenningsstyring av et halvbrukoplet utgangstrinn?

b. Hvordan kan man i praksis få til strømstyring av utgangs­ trinnet?

Oppgave 14 a. Hvorfor er det nødvendig å beskytte utgangstrinnet i en effekt­ forsterker mot overbelastning? b. Forklar hvordan koplingen i fig. 7.4 virker.

91

Oppgave 15 a. I hvilke tilfeller er det nødvendig med egen høyttalerbeskyttelse i forbindelse med halvbrukoplede effektforsterkere?

b. Forklar hvordan beskyttelseskretsen i fig. 8.2 virker.

Oppgave 16 a. Hvorfor bruker man som regel integrerte effektforsterkere når uteffekten skal være lav?

b. Hvor høy temperatur kan man utsette en integrert krets for når man lodder?

Oppgave 17 a. Forklar hvordan sikringskretsen virker for BEO 901, fig. 10.2.

b. Hvilke motkoplinger kan du finne i utgangsforsterkeren i BEO 901, fig. 10.7?

Oppgave 18 Hva er hensikten med disse komponentene i fig. 10.4: 1. Dl og D4? 2. D2 og D5? 3. C2 og C9?

Oppgave 19 Du skal ha ansvaret for å legge opp et forsterkeranlegg i en forsamlingssal.

a. Hvorfor bør du bruke lavohmige mikrofoner?

b. Gjør rede for forskjellen mellom balansert og ubalansert inn­ gang for en forsterker. c. Hvilken stor fordel har en balansert inngang framfor en ubalansert inngang i en forsterker?

d. Til anlegget skal du kople ni høyttalere med RH = 4 Q. Hvordan vil du kople høyttalerne dersom 4 Q-uttaket på for­ sterkeren skal brukes? e. Hvordan vil du i praksis legge en høresløyfe?

Oppgave 20 En forsterker som skal brukes i forbindelse med et høyttaleranlegg, leverer en uteffekt på 100 W. Høyttalerne som brukes, har en impedans RH = 8 Q ved 1 000 Hz. Det skal brukes tolv høyttalere til anlegget. Åtte av dem tåler en effekt på 10 W, og de resterende fire tåler en effekt på 5 W. Høyttalerne skal koples enkeltvis i parallell over 100 V-uttaket på forsterkeren via tilpasningstransformatorer. Når forsterkeren leverer full uteffekt, skal høyttalerne tilføres så høy effekt som de tåler. a. Hvor stor impedans belaster høyttalerne forsterkeren med? b. Hvor stor spenning får 10 W- og 5 W-høyttalerne ved full uteffekt?

c. Finn omsetningsforholdet for de transformatorene som blir brukt til 10 W-høyttalerne og for de transformatorene som blir brukt til 5 W-høyttalerne.

92

d. Hvor stor impedans belaster hver av de to høyttalertypene for­ sterkeren med? e. Vis at når du parallellkopler belastningsimpedansene i alle høyttalerne, blir den resulterende impedans lik svaret i a.

Oppgave 21 a. Hva menes med etterklangstid i et rom? b. Hvilke forhold virker inn på etterklangstiden i et rom?

c. Hva er passende etterklangstid i et rom som er beregnet for tale? d. Hvordan kan etterklangstiden reguleres i et rom? e. Hvor stort kan tidsintervallet mellom direkte lyd og reflektert lyd være dersom den reflekterte lyden ikke skal bli oppfattet som ekko? f. Hva menes med klapreekko?

Oppgave 22 a. Hvordan oppstår akustisk tilbakekopling i et høyttaleranlegg? b. Hva kan vi gjøre for å hindre at det skal oppstå akustisk til­ bakekopling? c. Hvorfor bør høyttalere maksimalt ha en innbyrdes avstand på 16 m?

d. Hvilke forhold bestemmer effektbehovet for en forsterker som skal brukes i forbindelse med et høyttaleranlegg?

Oppgave 23 a. Hva legger du i begrepet Hi-Fi?

b. Hva er DIN forkortelse for? c. Hva menes med kanalseparasjon i en stereoforsterker eller en kvadrofoniforsterker? d. Hvordan vil du måle kanalseparasjonen i en forsterker?

Oppgave 24 a. Hva er årsaken til at gjengivelse fra et stereoanlegg er mer klangfull enn fra et monoanlegg?

b. Gjør rede for forskjellen mellom tidsskillestereo og styrke­ skillestereo?

c. Forklar følgende begreper i forbindelse med stereo-opptak: 1. AB-teknikk. 2. XY-teknikk. 3. MS-teknikk. d. Hva er panorering? e. Hvordan bør høyttalerplasseringen være i et rom når vi skal lytte til stereo?

Oppgave 25 a. Hva er ambiofonisk stereo? b. Hva er årsaken til at romklangen blir gjengitt bedre i ambio­ fonisk stereo enn i vanlig stereo?

93

c. Hva er kvadrofoni?

d. Hva menes med at en plate som er innspilt med kvadrofoni er kompatibel?

Oppgave 26 a. Forklar prinsippet (4-4-4).

for fullstendig

firekanal

kvadrofoni

b. Forklar prinsippet for kvadrofoni etter matrisesystemet (4-2-4).

94

Fasit til kontrolloppgaver Oppgave 2b Den høyeste amplitudeverdi på signalspenningen over høyttaler­ lasten blir teoretisk lik spenningskilden Ub. Effektivverdien blir:

Avgitt effekt blir:

p = €/2 ‘ RH

Ul ^2 • \'2 Rh

=

=

Oppgave 4a Tilført effekt blir:

I P, = Ub- — n

Ub: Spenningskilde

Avgitt effekt blir: U± p -

“

=-^~ /2

V2

4

ubi

r) = 78,5 %

Oppgave 8 a. 7 = 3 A U = 12 V

b. Pt = 22,9 W Pa = 18 W c. Pki = P^2 = 2,45 W d. rj = 78,5