Radioteknikk : lavfrekvens 2 [2] 8200263401 [PDF]

Zitiervorschau

EDMUND SVANES

Radioteknikk

Lavfrekvens Del 2

81 *

Nasjonalbiblioteket Depotbiblioteket

UNIVERSITETSFORLAGET

© Universitetsforlaget 1979.

Etter lov av 12. mai 1961 om opphavsrett til åndsverk er det forbudt å mangfoldiggjøre innholdet i denne bok, helt eller delvis, uten tillatelse fra forlaget. Forbudet gjelder enhver form for mangfoldiggjøring ved trykking, kopiering, stensilering, båndinnspilling o.l.

Omslag: Pål Haugs

ISBN 82-00-26340-1 Trykk: Ant. Anderssens Trykkeri a/s, Larvik 1979.

Forord Dette heftet gir en innføring i de forsterker- og tonekontrollkretser man finner i en lavfrekvensforsterker foran utgangstrinnet. I tillegg gir det en innføring i støy, ulineær forvrengning og motkopling. Heftet er først og fremst beregnet på videregående kurs I i radio/fjernsynsfaget i studieretning for håndverks- og industrifag i den videregående skolen. Men jeg håper det også kan være til hjelp for andre som er interessert i lavfrekvensteknikk. I framstillingen har jeg forsøkt å benytte populære forklaringer av kretsene. I forbindelse med motkopling har jeg imidlertid også funnet det nødvendig å benytte noen enkle matematiske betrakt­ ninger. Det har vært en god hjelp for meg i utarbeidelsen av dette heftet at Tandbergs Radiofabrikk og Bang & Olufsen velvillig har stilt lærestoff til rådighet. Oppgavene i slutten av heftet er ment som kontrolloppgaver.

Kristiansand, høsten 1979. Edmund Svanes.

Innhold 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18. 19. 20.

Støyforhold og forvrengning. Innledning........................ Signal/støy-forhold........................................................... Motstandsstøy...................................................................... Transistorstøy..................................................................... Brum og motorboating........................................................ Ulineære forvrengninger.................................................... Tilbakekopling. Innledning................................................ Med- og motkopling........................................................... Motkoplingens innvirkning på forsterkerenes egenskaper Serie strømmotkopling ....................................................... Parallell strømmotkopling.................................................. Serie spenningsmotkopling................................................ Parallell spenningsmotkopling......................................... Frekvensavhengig tilbakekopling..................................... Tilbakekopling over flere trinn......................................... Inngangsforsterkere........................................................... Lydstyrkekontroll (volumkontroll)................................. Tonekontroller ................................................................... Lavfrekvensfilter............................................................... Kontrolloppgaver.............................................................. Fasit til kontrolloppgaver..................................................

7 9 n 12 14 15 22 23 24 31 34 35 38 40 42 44 54 56 62 69 74

7

1. Støyforhold og forvrengning Innledning Ved all overføring av signaler i en forsterker er det ved siden av nyttesignalet uønskede signaler til stede. De uønskede signalene kaller vi støy. Støyen kan enten oppstå i selve forsterkeren, eller den kan komme fra støykilder utenfor forsterkeren. Det som vi kaller støy, har ingen sammenheng med nyttesignalet. Vi skal spe­ sielt omtale den type støy som oppstår i selve forsterkeren. Vi er interessert i at styrkeforholdet mellom signal og støy skal være så stort som mulig, det vil si størst mulig signal/støyforhold. For at vi skal oppnå dette er det spesielt viktig at det pro­ duseres så lite støy som mulig foran og i 1. forsterkertrinn. Støyen som blir produsert her, blir jo forsterket opp i alle forsterkertrinnene i forsterkeren, og kan derfor bli svært sjenerende i høyt­ taleren. I en forsterker oppstår det forvrengning av nyttesignalet. Vi skiller mellom to typer forvrengning, nemlig lineær og ulineær. Lineær forvrengning oppstår i en forsterker dersom de ulike fre­ kvenser ikke har samme innbyrdes styrkeforhold på utgangen og på inngangen av forsterkeren. Med ulineær forvrengning mener vi det at det har oppstått spenningskomponenter i forsterkeren som har andre frekvenser enn de som var til stede på inngangen. Slike forvrengninger opp­ står dersom forsterkeren har krum overføringskarakteristikk. Når vi konstruerer en forsterker, er det derfor viktig at vi forsøker å få en så rettlinjet (lineær) overføringskarakteristikk som mulig. Dette kan vi først og fremst oppnå ved å bruke motkoplinger i forsterkeren. Det er også viktig at transistorene i forsterkeren får riktig arbeidspunkt. Spesielt kan utgangs- og drivertransistorene forårsake kraftig overgangsforvrengning (eng. cross-over distortion) dersom arbeidspunktet er feilaktig. En rekke forbund har angitt normer for kvalitetskrav, korreksjonskurver og målemetoder på elektronisk utstyr, slik at en fabri­ kant har visse retningslinjer å følge. Enkelte forbund angir kvali­ tetskrav og målemetoder, mens andre konsentrerer seg om korreksjonskurver. Eksempler DIN: IHF: RIAA: NAB: IEC:

på slike forbund er DIN, IHF, RIAA, NAB og IEC. Deutsche Industrie-Normen. Institute of High Fidelity. Record Industry Association of America. National Association of Broadcasters. International Electrotechnical Commission.

DIN og IHF tar for seg målemetoder og kvalitetskrav, mens RIAA og NAB angir korreksjonskurver. IEC angav tidligere bare korreksjonskurver, men angir nå i tillegg også målemetoder og kvalitetskrav. Når det gjelder målemetoder og kvalitetskrav, er DIN-normen den mest brukte i Europa. For underholdningselektronikk benyt-

8 tes DIN 45500. Tallet 45 betyr at det er elektronikk og 500 at det er underholdningsutstyr. DIN 45500 består av i alt åtte deler, og hver del behandler krav­ ene til en spesiell produktgruppe innenfor området Hi-Fi (eng. High-Fidelityequipment). I det følgende er det gitt en oversikt over hva de ulike deler inneholder. Del 1: Generelle krav og betingelser. Del 2: FM-mottakeren. Del 3: Platespillere. Del 4: Båndopptakere. Del 5: Mikrofoner. Del 6: Forsterkere. Del 7: Høyttalere. Del 8: Kombinasjon av de ulike gruppene. RIAA og NAB er de vanligste normer i Europa når det gjelder korreksjonskurver. Felles for alle disse forbundene som er omtalt foran, er at de bare er rådgivende. Det er opp til den enkelte fabrikant om han vil følge en av disse normene eller om han vil velge andre metoder til å uttrykke kvaliteten på sitt produkt.

9

2. Signal/støy-forhold Som nevnt i innledningen har en forsterker en bestemt egenstøy. Resultanten av alle støyspenningene som vi får på utgangen av forsterkeren, kaller vi L/Støy. Hvor kraftig signal vi skal påtrykke forsterkeren og hvordan volum-, bass- og diskantkontrollene skal innstilles når vi bestem­ mer signalspenningen (C7sig), varierer etter hvilken norm vi måler etter. Signal/støy-forholdet defineres slik: signaleffekt S/N = 10 • log---------------------[dB] støyeffekt

S/N = 10 • log

Ps,g' ■ [dB]

(2.1)

p x sløy

Når både signaleffekten og støyeffekten måles over samme impedans, kan signal/støy-forholdet også uttrykkes slik:

signalspenning S/N = 20-log ---- --------------- — [dB] støyspenning S/N = 20 • log

(7slg-

[dB]

(2.2)

^Åtøy

For at vi skal få inntrykk av hvor mye av støyen som har opp­ stått i selve forsterkeren, er støyfaktoren definert slik:

signal/støy-forhold over inngangen

Np

signal/støy-forhold over utgangen NF angis vanligvis i dB.

Når signal/støy-forholdet skal måles for en forsterker, benyttes et signal med frekvens 1 kHz fra en tonegenerator. Uteffekten fra en stereoforsterker skal være 2x50 mW. DIN 45500-kravet er avhengig av hvor stor utgangseffekt for­ sterkeren skal avgi. Tabell 2.1 gir en oversikt over kravene. Tabell 2.1 Uteffekt inntil 20 40 80 120 160

Fig. 2.1. Måleoppstilling ved måling av signal/støy-forhold for en LF-forsterker, tape-inngang.

W W W W W

(2x10) (2x20) (2x40) (2x60) (2x80)

Krav til signal/støy-forhold 50 dB 47 dB 44 dB 42,5 dB 41 dB

Fig. 2.1 viser måleoppstillingen som blir brukt når signal/støyforholdet skal måles for tape-inngangen på forsterkeren. Vi må sørge for at både venstre og høyre kanal er riktig belastet. I fig. 2.1. ser vi at det er brukt en motstand på 47 kQ og en kon­ densator på 250 pF. Dersom vi går ut fra at generatorens impe­ dans er svært lav, f.eks. 75 Q, kan vi kople belstningsmotstandene i serie med signalet.

10

Tonekontrollene settes til rettlinjet frekvenskarakteristikk. Fre­ kvensen på signalet fre generatoren skal være 1000 Hz, og nivået innstilles til 500 mV. Volumkontrollen justeres til wattmeteret viser 50 mW i hver kanal (100 mW for en monoforsterker), og deretter avleses dBtallet. Generatoren koples så fra, og bryteren på inngang slås på slik at 47 kQ-motstandene kommer i parallell med kondensatorene over inngangsklemmene på forsterkeren. Til slutt avleses dB-tallet for egenstøyen på wattmeteret. Differansen mellom de to dB-verdiene utgjør signal/støyforholdet for tape-inngangen. For den lavohmige phono-inngangen bruker man en opp­ kopling som fig. 2.2 viser. Tonegeneratoren skal nå avgi en spen­ ning på 5 mV. Framgangsmåten ellers er som beskrevet foran.

Fig. 2.2. Måleoppstilling ved måling av signal/støy-forhold for en LF-forsterker, phono-inngang.

11

3. Motstandsstøy I elektriske motstander er termisk støy og kontaktstøy de viktigste årsaker til støy. Kontaktstøy skyldes at kontakt i ledere uteblir i kortere perioder. Denne type støy er mest framtredende for kullmassemotstander. Kullsjiktmotstandene er noe bedre, men minst kontaktstøy får vi fra metallmotstandene. I kvalitetsforsterkere er det ofte brukt motstandstyper med lav kontaktstøy i forbindelse med forforsterkeren. Elektronene i faste stoffer er alltid i bevegelse. Denne beveg­ elsen er nokså tilfeldig. Dette betyr at konsentrasjonen av elek­ troner er forskjellig på ulike steder i en motstand. Over en mot­ stand er det derfor alltid en liten spenning, selv om motstanden ikke er koplet til noen spenningskilde. På grunn av at elektronbevegelsen er helt tilfeldig, er den nevnte spenningen sammensatt av spenningskomponenter med alle mulige frekvenser, fra de laveste til de høyeste. Disse spennings­ komponenter hører vi i høyttaleren som sus. Denne typen støy kalles termisk støy. Det er ikke mulig å måle hver enkelt spenningskomponent i den spenningen som kalles sus-spenningen. Men det lar seg gjøre å bestemme effektivverdien av summen av alle spenningskomponentene i et bestemt frekvensområde A/. Vi kan uttrykke den tilnærmet med denne likningen:

U? = 4- k- T-R- A/

(3.1)

U;. Effektivverdien av termisk støyspenning i frekvens­ området A/. k: 1,38 • 10~23 J/K (joule/kelvin) (Boltzmanns konstant). 0K(= -273 °C) kalles det absolutte nullpunkt. T: Den absolutte temperaturen i K. R: Resistansen i Q. A/: Bredden av det betraktede frekvensområdet (Hz). Den termiske støy er like stor for alle motstandstyper.

12

4. Transistorstøy Da de første transistorene kom, viste det seg at de produserte svært mye støy. Man så faktisk her en hindring for at de ville få noen særlig stor utbredelse. Seinere lærte man imidlertid å lage støysvake transistorer. Germaniumtransistorene var til å begynne med best når det gjaldt støyegenskaper, men i dag er det silisiumtransistorene som har lavest egenstøy. Silisiumtransistorene har gunstige varmeegenskaper, ubetydelig lekkasjestrøm, høy strømforsterkning og høy øvre grensefrekvens, og sammen med den lave egenstøyen er dette viktige årsaker til at det nesten bare blir brukt silisiumtransistorer i radiomottakere. Felteffekttransistoren er enda gunstigere med hensyn til støy­ egenskaper. Dette har først og fremst sin årsak i at felteffekt­ transistoren ikke har pn-overganger på samme måte som de vanlige bipolare transistorene. Man har funnet ut at det er følgende hovedtyper egenstøy i transistorer:

1. Termisk støy som oppstår på grunn av ladningsbærernes termiske bevegelser. Denne type støy er til stede enten transistoren leder strøm eller ikke. 2. Haglstøy (eng. shot effect) skyldes vilkårligheten i diffu­ sjon av minoritetsbærere og vilkårligheten i rekombinasjon av minoritets- og majoritetsbærere som foregår i en halvleder. Haglstøy oppstår når ladningsbærerne i tran­ sistoren blir påvirket av et elektrisk felt. De små strømvariasjonene som da oppstår, gir i høyttaleren støy som kan minne om hagl som treffer en plate. For lave og midlere frekvenser er haglstøyen hvit støy. Hvit støy har en amplitudefordeling som er uavhengig av frekvensen. Ved frekvenser over 30—50 MHz øker vanligvis haglstøyen i halvledere. Haglstøyen er spesielt framtredende når ladningsbær­ erne passerer pn-overgangene i transistoren. De bipolare transistorene gir derfor en god del haglstøy. 3. Flekkstøy (eng. flicker-noise). Man antar at flekkstøyen (1//-støyen) oppstår på grunn av langsomme variasjoner i ledningensevnen i en halvleder. Strømmen gjennom pn-overgangene varierer derfor med tiden for en transistor. Flekkstøyen kan variere mye fra en transistor til en annen. To transistorer av samme type kan derfor ha svært forskjellige støy­ egenskaper ved lave frekvenser. Flekkstøyen begynner å gjøre seg gjeldende ved fre­ kvenser under 500 Hz for sjikttransistorer, og den er for de laveste frekvenser mye større enn haglstøyen. Den avtar imidlertid ved økende frekvens, men den kan i enkelte tilfeller gjøre seg gjeldende ved så høye frekven­ ser som 1 MHz.

13 For sjikt-FET gjør flekkstøyen seg gjeldende allerede ved frekvenser i størrelsesorden 10—100 Hz, mens den for MOS-transistoren først gjør seg gjeldende for frekvenser rundt 10 kHz.

Motstandsstøy og transistorstøy kaller vi tilfeldig støy. Denne støyen kan vi ikke få fjernet.

14

5. Brum og motorboating Regelmessig støy som nettbrum og motorboating er eksempler på tekniske ufullkommenheter i overføringssystemet. Denne typen støy er det mulig å fjerne. Motorboating kan vi høre i høyttaleren på en forsterker når det har oppstått en oscillasjon med lav frekvens. Støyen minner om lyden fra en motorbåt. Denne type støy oppstår f.eks på grunn av tørrloddinger, en defekt transistor — eller en dårlig avkoplingskondensator i forsterkeren. Når vi likeretter en veksespenning fra nettet i en likeretterenhet, får vi en rippelspenning overlagret likespenningen. Ved dobbel likeretting er frekvensen til denne rippelspenningen 100 Hz. Dersom likespenningen blir for dårlig filtrert, kommer rippelspenningen inn i signalledningene og blir forsterket opp i forsterkeren. Resultatet er brum i høyttaleren. De første trinnene i lavfrekvensdelen og høyfrekvensdelen må ha best mulig filtrert spenning. I moderne radiomottakere er det nå vanlig med spesielle stabiliseringskoplinger i forbindelse med likeretteren. Disse stabiliseringskoplingene virker som gode filtre for rippelspenningen. Dersom rippelspenningen er for høy i den likespenningen som tilføres høyfrekvensdelen i en mottaker, får vi brummodulasjon. Den oppstår når vi mottar en stasjon på AM. Da vil nemlig rippel­ spenningen modulere seg inn på bærebølgen fra den mottatte stasjonen. Etter signallikerettingen får vi da ut en tone på 100 Hz som blir forsterket opp i lavfrekvensforsterkeren. For at vi skal få minst mulig brumspenning overført fra likeretterdelen til inngangen på forsterkeren, er det en stor fordel at inngangsimpedansen er lav for første forsterkertrinn. Inngangen på en lavfrekvensforsterker bør også plasseres så langt borte fra likeretteren som mulig. Dessuten bør vi benytte skjermkabler til signalledningene foran 1. forsterkertrinn. Spesielt utsatt er en forsterker til magnetisk pickup eller mikrofon.

U^inn

Fig. 5.1. Prinsipp for overføring av brum­ spenning fra likeretterdel til forsterkerinngang.

Fig. 5.1 viser hvordan vi i prinsippet kan tenke oss at en overføring av brumspenning fra likeretterdelen til forsterkerinngangen skjer. Generatoren er støykilden som leverer en støyspenning Us. Mellom støykilden og inngangen til forsterkeren kan vi tenke oss en kondensator C. Støyspenningen blir da spenningsdelt over C og forforsterkerenes inngangsimpedans Zinn. Av dette skjønner vi at jo lavere Zinn er, desto mindre del av Us vil legge seg over inngangsimpedansen, og desto mindre støyspenning kommer inn i signalkretsen. Støykilden er f.eks. nettledledningen eller nettransformatoren. I enkelte tilfeller kan det være aktuelt å skjerme hele nettdelen fra resten av forsterkeren. Uheldige jordinger kan også føre til brum. En god regel er det at hvert forsterkertrinn bare har «ett» felles jordingspunkt. De forskjellige jordingene koples så sammen og koples til chassis i ett punkt. Man unngår da uheldige brumsløyfer.

15

6. Ulineære forvrengninger

Fig. 6.7. Hvordan ulineær forvrengning oppstår på grunn av krum overførings­ karakteristikk i en transistor.

Når vi spiller en bestemt tone på et musikkinstrument, er det ved siden av grunntonen også til stede en rekke overharmoniske toner. Med overharmoniske toner menes toner som har frekvenser som er 2, 3,4... ganger høyere enn frekvensen for grunntonen. Ampli­ tudene og sammensetningen av disse overtonene er avhengig av instrumentet, og det er dette som bestemmer tonens klangfarge. Dersom vi forsterker f.eks. musikk i en lavfrekvensforsterker, er vi ikke interessert i å få med andre overtoner enn de som opp­ rinnelig var til stede. Når andre overtoner kommer i tillegg, endrer musikken klangfarge, og vi har fått det som kalles ulineær for­ vrengning. Det kan være svært sjenerende å høre på når det blir produsert mange nye spenningskomponenter i forsterkeren i tillegg til dem som opprinnelig var til stede på forsterkerens inngang. Generelt kan vi si at forsterkeren i størst mulig utstrekning bør gjengi musikken med de samme spenningskomponenter som er til stede på forsterkerens inngang. Fordi overføringskarakteristikken for en transistor ikke er rettlinjet, blir det produsert ulineære forvrengninger i et forsterkertrinn. Disse forvrengningene oppstår spesielt i utgangsog drivertrinnet i lavfrekvensforsterkeren. Grunnen til dette er at vi her arbeider med så store signalspenninger at vi tar i bruk hele karakteristikken ved full uteffekt. Fig. 6.1 viser dette. Overføring av lavfrekvenssignaler via en transformator er årsak til at det oppstår mye ulineær forvrengning. Grunnen til dette er at magnetiseringskurven for transformatoren er krum. Transfor­ matorer blir nå svært lite brukt i forbindelse med lavfrekvensforsterkere.

Vi skiller mellom to ulike typer ulineær forvrengning: 1. Klirr (eng. distortion). 2. Intermodulasjonsforvrengning (eng. intermodulation distortion).

Fig. 6.2. Signalspenninger med ulineær forvrengning.

Med klirr mener vi at det i tillegg til grunntonen som ble tilført forsterkerens inngang, har kommet overharmoniske spennings­ komponenter. Om en rein sinusspenning på 1 kHz tilføres inngangen på en forsterker, blir det på utgangen i tillegg til spenningskomponentene med frekvensen 1 kHz, spenningskomponenter med fre­ kvensene 2 kHz, 3 kHz, 4 kHz osv. Jo større disse overharmoniske spenningskomponentene er, desto mer klirr får vi produsert i forsterkeren. Dersom klirren blir svært stor, blir en påtrykt sinusspenning temmelig deformert når den går igjennom forsterkeren. Dette kan vi studere på en oscilloskopskjerm som vi kopler til utgangen på en overstyrt forsterker. Klirr får vi også når en transistor har feilaktig arbeidspunkt. Fig. 6.2 viser eksempler på signaler med ulineær forvreng­ ning. I fig. 6.2a ser vi at sinussignalet er klipt. Denne form for

16 forvrengning oppstår ved overstyring av forsterkeren. Når overstyringen er kraftig, likner signalet en firkantkurve. Fig. 6.2b viser en sinuskurve med overgangsforvrengning (eng. cross-over distortion). Denne form for forvrengning kan oppstå i push-pull-utgangsforsterkere som arbeider i klasse B. Her er ikke arbeidspunktet blitt lagt ovenfor den krumme delen av inngangskarakteristikken. Forvrengningen som fig. 6.2c viser, oppstår dersom det er ustabilitet (HF-oscillasjon) i forsterkeren. Fig. 6.3 viser et eksempel på et frekvensspektrum av en forvrengt sinusspenning på 1 kHz. En rein sinusspenning har ingen overharmoniske spenningskomponenter.

Vi bestemmer størrelsen på klirren av forholdet mellom de harmoniske og grunnsvingningen. Klirrfaktoren defineres på denne måten: K -

O22 + Cf2 + Cf + Oc

• 100 [%]

U}'. Amplitudeverdien av spenningskomponenten grunnsvingningen. O2: Amplitudeverdien av spenningskomponenten 2. harmoniske av grunnsvingningen. (?3: Amplitudeverdien av spenningskomponenten 3. harmoniske av grunnsvingningen. 04: Amplitudeverdien av spenningskomponenten 4. harmoniske av grunnsvingningen.

(6.1) til

til til

til

Fig. 6.3. Frekvensspektrum av en forvrengt sinusspenning på 1 kHz. Vi får det samme resultatet om vi bytter ut amplitudeverdiene med effektivverdiene av spenningskomponentene. Klirr kan måles med et selektivt elektronisk voltmeter, en såkalt bølge- eller frekvensanalysator. Det er et voltmeter som er følsomt over et forholdsvis smalt frekvensbånd rundt den frekvens det er avstemt til. Frekvensanalysatoren koples til utgangen av den lavfrekvensforsterkeren som skal undersøkes, og et reint sinussignal fra en tonegenerator (Æ < 0,2 %) koples til forsterkerens inngang. Fig. 6.4 viser måleoppstillingen. Signalstyrken fra tonegeneratoren justeres så til ønsket uteffekt fra forsterkeren.

17

Fig. 6.4. Måleoppstilling ved klirrmåling.

Frekvensanalysatoren innstilles først slik at den måler grunnsvingningen som blir justert til 100 % utslag på analysatorens voltmeter. Deretter måles størrelsen på de overharmoniske spen­ ningskomponenter i forhold til grunnsvingningen. For de enkelte oversvingningene har vi: K2 = ———, tA

K3 = ———,

K. = ———osv.

(6.2)

Klirrfaktoren kan vi finne av denne formelen:

K = ]'K22 + K,2 + K42 + ....

(6.3)

Det vanligste er imidlertid å benytte et klirrmeter (distorsjonsmeter) når klirren i en forsterker skal bestemmes. Måleoppstillingen blir den samme som i fig. 6.4. Det er bare å bytte ut frekvens­ analysatoren med klirrmeteret. Vi måler da først den totale signalspenning ut fra forsterkeren. Deretter kopler vi inn et filter som filtrerer bort grunnsving­ ningen. Vi måler da resultanten av alle overharmoniske spen­ ningskomponenter. Klirrprosenten leser vi av direkte på instru­ mentets voltmeter. Se omtalen av fig. 19.16 på side 67. Dersom vi uttrykker dette matematisk, gir den første målingen oss totalspenningen: U = \lf2 + U22 4- Lf2 + ...

(6.4)

Den andre målingen gir oss klirrspenningen:

t/K = \U22 + U32 + Uf + ...

(6.5)

Klirrfaktoren i % beregnes da av denne formelen:

K = ——100 = U

U22 + lf2 4 U2 + ... U2 + U2 + lf2 + U42 +

• 100 [%] (6.6)

Vi ser at denne definisjonen er litt forskjellig fra den vi hadde i likning (6.3), men forskjellen i måleresultatet er svært liten. Det er mest vanlig i praksis at hele forsterkeren blir målt under ett slik som beskrevet foran. Vi skal imidlertid være klar over at DIN-normen setter krav til forforsterker og utgangsforsterker hver for seg. Grunnen er at vi ikke kan kontrollere fasegangen gjennom hele forsterkeren. Det kan tenkes at klirr i forforsterker

18

og klirr i utgangsforsterker kan utlikne hverandre når vi måler på hele forsterkeren under ett. Framgangsmåten etter DIN-normen er først å måle klirr i forforsterkeren og deretter i utgangsforsterkeren. Forforsterkeren bør belastes som om den var innkoplet i forsterkeren selv om dette blir en rein spenningsmåling. Målingene skal foretas i fre­ kvensområdet fra 40 Hz til 4000 Hz, og innenfor dette området skal ikke klirren overstige 1 °7o. Utgangsforsterkeren måles etter samme framgangsmåte. Men i området fra 40 til 12500 Hz må ikke klirren overskride 1 %. Dette ved en nedregulering på maksimalt 3 dB fra den avgitte sinuseffekt. Sinuseffekten er den utgangseffekten som forsterkeren kan yte ved 1000 Hz sinusspenning minst 10 minutter uten at klirren overstiger den verdi som er angitt for apparatet. Kravet til sinuseffekt etter DIN 45500 er 10 W for monoforsterkere og 2x6 W for stereoforsterkere. I enkelte tilfeller møter vi også begrepet musikkeffekt. Dette begrepet er noe omstridt, og fabrikantene bruker forskjellige angivelser. Musikkeffekten kan være angitt som den maksimale effekt en forsterker kan avgi under forutsetning av at forspenningen holdes konstant og de oppgitte krav til klirr er oppfylt. Ifølge DIN 45500 må musikkeffekten bare oppgis samtidig med sinuseffekten. DIN-normen setter ikke noe minimumskrav til musikkeffekt. Når en forsterker på samme tid skal gjengi to toner, kan det oppstå ulineær forvrengning ved at det blir dannet sum- og differansfrekvenser. Det kalles intermodulasjonsforvrengning og blir målt i %. For øret er intermodulasjonsforvrengning mer sje­ nerende enn klirren. DIN 45500 tillater maksimalt 3 % intermodulasjonsforvreng­ ning når man måler med frekvensene 250 Hz og 8000 Hz og når amplitudeforholdet mellom signalspenningene er 4:1. Måleprosedyren er relativt tidkrevende. Det blir brukt to tonegeneratorer og én frekvensanalysator. Intermodulasjonsprosenten kan man ikke avlese direkte, men den må beregnes på grunnlag av de måleresultatene man får. Fig. 6.5 viser en måleoppstilling som blir brukt ved intermodulasjonsmålinger. I stedet for lastmotstand og millivoltmeter kan man benytte wattmeter.

Fig. 6.5. Måleoppstilling ved måling av intermodulasjonsfor­ vrengning.

19 Forsterkerens tonekontroller innstilles til rettlinjet frekvensgang under målingene. Den ene generatoren innstilles til fx = 250 Hz, og nivået skal være slik at uteffekten fra forsterkeren er 64 æ/o av den spesifiserte uteffekt. Generatoren koples så fra, og den andre generatoren koples til inngangen og innstilles til f2 = 8000 Hz. Nivået ut fra generatoren blir innstilt slik at uteffekten er 4 % av den spesifiserte uteffekten. At forholdet mellom signalspenningene blir 4:1, ser vi av tall­ eksempel 6.1.

Talleksempel 6.1 En lavfrekvensforsterker har en uteffekt på 64 W over en last på 4 fi. a. Hva blir signalspenningen ut fra forsterkeren?

b. Hva blir signalspenningen ut fra forsterkeren dersom utgangseffekten er 4 W?

Løsning: U> /-------a. P} = -----— o: t/, = \ PR

Ux = 1 64 -4

b. U2 = ^P2R

= 16 V

= /4 • 4

= 4V

Mens begge tonegeneratorene er tilkoplet, blir frekvensanalysatoren innstilt til 8000 Hz, og utslaget på analysatoren justeres til 100 %. Vi kaller denne spenningen for U. Deretter blir utslagene avlest ved disse frekvensene:

f2+J\ /2-/1 f2 + 2/, /2 — 2/, f2 + 3/j f2 - 3fx

= = = = = =

8250 Hz (tA) 7750 Hz (t/2) 8500 Hz (LQ 7500 Hz (LQ 8750 Hz (t/5) 7250 Hz (t/6)

Slik fortsetter målingene til utslagene er så små at de blir uten betydning for resultatet. Deretter settes resultatene inn i følgende formel som gir oss forsterkerens intermodulasjonsforvrengning: IMF =

(t/,+

+ (f/3+

+ dV

+-

• 100 [

o:• 1 u U

Dette at spenningsforsterkningen går mot uendelig, betyr at det har oppstått oscillasjon i forsterkertrinnet. I praksis er forsterk­ ningen svært høy når oscillasjonen starter, men fordi amplituden av den tilbakekoplede vekselspenningen øker, synker gjennom­ snittsverdien av transistorsteilheten, og dermed synker spen­ ningsforsterkningen. Amplitudeøkningen slutter når effekt-

26

forsterkningen kompenserer for tapene i forsterkertrinnet. Spen­ ningsforsterkningen er da 1 fra inngangen, gjennom forsterkeren, og tilbake til inngangen.

«inn

Likning (9.10) kan vi benytte både ved motkopling og medkopling, men vi må passe på at tilbakekoplingsfaktoren/? • Fu blir satt inn med riktig fortegn. Vi har:

Fu er positiv ved medkopling, -Fu er negativ ved motkopling.

9.2 Virkning på frekvensgangen Fig. 9.3. Enkelt felles emitterkoplet for­ sterkertrinn.

Fig. 9.3 viser et enkelt felles emitterkoplet forsterkertrinn. Forsterkertrinnet gav måleresultater som tabell 9.1 viser da for­ sterkningen ble målt som funksjon av frekvensen. Tabell 9.1 /(Hz) 25 60 100 200 400 1000 10000 20000 30000 50000 80000 90000

«inn

(mV)

5,25 » » » » » » » » » » »

«ut

(mV)

250 510 620 700 750 770 760 740 730 620 550 500

Fa

20 • log

Fu

(dB)

^u 1000 Hz

48 97 118 133 143 147 145 141 139

-9,7 -3,6 -1,9 -0,9 -0,2 0 -0,1 -0,3 -0,5

118

-1,9

105 95

-2,9 -3,8

Tabell 9.2 viser måleresultatene da forsterkningen ble målt som funksjon av frekvensen etter at emitterkondensatoren CE i fig. 9.3 ble fjernet. Det var da strømmotkopling i trinnet. Tabell 9.2 /(Hz)

«inn (mV)

«ut (mV)

F’

20 • log

F’ ^u 1000 Hz

12 15 20 25 60 100 1000 50000 100000 120000 150000 160000

4,2 » » » » » » » » » » »

55 62 68 72 76 78 78 78 66 63 57 55

13,1 14,8 16,2 17,1 18,1 18,6 18,6 18,6 15,7 15 13,6 13,1

-3 -2 -1,2 -0,73 -0,24 0 0 0 -1,5 -1,9 -2,7 -3,0

(dB)

27 Fig. 9.4 viser relativ forsterkning i dB som funksjon av frekven­ sen. Kurve I er med motkopling, og kurve II er uten motkopling. Som referansenivå (0 dB) er nivået ved 1000 Hz valgt. Øvre og nedre grensefrekvens for en forsterker blir avlest der forsterkningen har sunket 3 dB i forhold til referansenivået. På kurvene i fig. 9.4 er nedre grensefrekvens (/.,) ca. 70 Hz og øvre grensefrekvens er ca. 81 kHz når det ikke er motkopling. Båndbredden blir:

B = f>-fn*fa = 81 kHz På kurven som er tatt opp med motkopling, er fn = 12 Hz og fa = 160 kHz.

Bxf = 160 kHz Vi ser at f0 økte til omtrent det dobbelte på grunn av motkoplingen. Viktigere er imidlertid forandringen i bassen der fn ble forandret fra 70 Hz til 12 Hz. Vi kom i likning (9.7) fram til at forsterkningen i et motkoplet forsterkertrinn er:

Dersom /? -Fu er stor, kan vi sette:

Dette betyr at forsterkningen er nesten helt uavhengig av for­ sterkerens egen frekvenskarakteristikk.

Fig. 9.4. Relativ forsterkning i dB som funksjon av frekvensen. I: Med motkopling. II: Uten motkopling.

28

Talleksempel 9.1 Vi har et forsterkertrinn som vist i fig. 9.3 RG = 300 Q, R} = 47 kQ, R2 = 1,8 kfi, RK = 3,3 kQ, RE = 150 Q, CE = 100 pF, C, = 10 pF. Av tabell 9.1 avleser vi spenningsforsterkningen ved 60 Hz til Fu = 97. a. Finn spenningsfortserkningen i trinnet når emitterkondensatoren CE er fjernet. b. Beregn så spenningsforsterkningen med følgende formel:

Løsning 1 + /? • Fu

= 17,9 « 18

3300 Vi ser av løsningen at forskjellen mellom resultatet i a og b ikke er særlig stor. I tabell 9.2 leser vi av at forsterkningen med motkopling ved 60 Hz ble målt til: Fu’ = 18,1. Det stemmer svært godt med det vi har beregnet. Vi slår fast at når emitterkondensatoren ble fjernet slik at det ble strømmotkopling, fikk vi:

1. Mer rettlinjet frekvenskarakteristikk. 2. Større båndbredde. Dette fikk vi imidlertid på bekostning av spenningsforsterk­ ningen. Motkoplingen fører også til økt stabilitet for en forsterker, dvs. risikoen for at oscillasjon skal oppstå blir redusert.

9.3 Virkning på ulineære forvreng­ ninger En motkopling i en forsterker reduserer også den klirren og intermodulasjonsforvrengningen som produseres i forsterkeren. Vi tenker oss at en forsterker uten motkopling har en klirrspenning ud ved et bestemt signalnivå Mut på utgangen, slik som fig. 9.5a viser. Dersom vi nå innfører motkopling og samtidig øker

29

a. Uten motkopling. b. Med motkopling.

signalnivået Uj’nn slik at signalnivået på utgangen blir det samme som før motkoplingen, blir klirrspenningen redusert. Klirrspenningen på utgangen kalles nå ud’ slik som vist i fig. 9.5b. Årsaken til dette er at en del av klirrspenningen fra utgangen kommer tilbake til inngangen i motfase med klirrspenningen som oppstår i forsterkeren. Denne klirrspenningen,)? -ud’, blir forster­ ket med faktoren Fu. Den totale klirrspenningen på utgangen er derfor: «d = «d~/? • «d-^u

(9.12)

(9.13)

1 + Vi kan da sette:

7 + ^ • Fu

(9.14)

K’: Klirrfaktor når det er motkopling. K : Klirrfaktor når det ikke er motkopling.

Også intermodulasjonsforvrengning blir tilsvarende redusert på grunn av motkoplingen slik:

IMF’ =

IMF

(9.15)

1 +

IMF’: Intermodulasjonsforvrengning når det er motkop­ ling. IMF: Intermodulasjonsforvrengning når det ikke er mot­ kopling.

Forsterkningen av støy- og brumspenninger blir i likhet med overharmoniske spenningskomponenter redusert på grunn av motkopling. Vi har:

u’: Støyspenning på forsterkerutgangen når det er mot­ kopling. us: Støyspenning på forsterkerutgangen når det ikke er motkopling.

Imidlertid blir vanligvis ikke signal/støy-forholdet endret på grunn av motkopling i et forsterkertrinn.

30

Talleksempel 9.2 En forsterker som vist i fig. 9.6 har R{ = 10 kQ og R2 = 10 Q. Klirren i utgangen på forsterkeren er gitt ved K = 10 % ved en bestemt utspenning uten motkopling. Hva blir klirren på utgangen med motkopling når spenningsfor­ sterkningen uten motkopling er Fu = 10000? Signalspenningen ut er den samme som når det ikke er motkopling.

Løsning: K’ =

0,1 11

1 + 0-FU k

1 + ------------------ • 10000 10 4- 10000 0,0091 o: 0,91 %

Fig. 9.6. To-trinns motstandskoplet forsterker med serie spenningsmotkopling.

31

10. Serie strømmotkopling Vi skiller mellom strømmotkopling og spenningsmotkopling alt etter som den tilbakekoplede signalspenning er proporsjonal med utgangsstrømmen eller utgangsspenningen. I tillegg skiller vi mellom seriemotkopling og parallellmotkopling. Ved seriemotkopling blir den tilbakekoplede signalspennin­ gen ført til inngangen i serie med inngangssignalet, mens den tilbakekoplede signalspenningen ved parallellmotkopling kommer i parallell med inngangssignalet. Når emitterkondensatoren fjernes i et felles emitterkoplet forsterkertrinn, får vi serie strømmotkopling. Fig. 10.1 viser et slikt trinn. Den generelle formelen for spenningsforsterkningen i et motkoplet trinn er gitt med likning (9.7):

1 + P'FU For en kopling som fig. 10.1 viser, kom vi i likning (9.9) fram til at tilbakekoplingsfaktoren ble:

Fig. 10.1. Serie strømmotkopling. På grunnlag av fig. 10.1 lager vi et ekvivalentskjema som fig. 10.2 viser. Dette skal vi bruke til å finne transistorens inngangsresistans med motkopling.

C =

(10.1)

'b

Vi har: 4 = ^fe-4

(10.2)

For å finne setter vi opp denne likningen på grunnlag av ekvivalentskjemaet i fig. 10.2: Hinn

lb' R inn

^inn

ib'inn

F (zj, + Z\) •

^inn

ib' R inn

F Zb7?g + Zk7?g

"F

Fig. 10.2. Ekvivalentskjema for koplingen i fig. 10.1.

(10.3)

32 Ved å sette inn uttrykket for zk i likning (10.2) får vi: ' -^inn T

^inn

*i’nn =

"f ^fe ’ A>'-^E

= *inn +

/?Ed +

(10.4)

*fe)

lb

Rinn er transistorens inngangsresistans uten motkopling. Det framgår av likning (10.4) at vi får en stor økning av transistorens inngangsresistans når vi har serie strømmotkopling.

Talleksempel 10.1 I et forsterkertrinn som fig. 10.3 viser, er 7?G - 300 Q, RK = 1 kQ, R} = 47 kQ, R2 — l,8kQog7?E = 150 Q. Transistorens inngangs­ resistans er 7?inn = 3 kQ. Strømforsterkningsfaktoren er h{e = 166. mg = 10 mV. Vi regner at C, og C2 har så høye kapasitanser at de virker som kortslutning for vekselstrøm. Rul er så stor at vi kan se bort fra den. a. Finn spenningsforsterkningen i trinnet. Emitterkondensatoren C2 blir så fjernet.

Fig. 10.3. Figur til talleksempel 10.1.

b. Finn transistorens inngangsresistans c. Finn inngangsresistansen mellom klemmene A og B, Rinn* 99

d. Finn spenningsforsterkningen i trinnet nå.

Løsning a.

R =

R

R\ ■ Ri

47-1,8

R\ + Ri

47 + 1,8

^•^inn

1,73-3

/? 4- 7?inn

1,73 + 3

= 1,73 kQ

= 1,1 kQ

10-1100 ^be

ib =

Rg + R’

zb-/zfe-ÆK = 2,62-10“6-166-1000 = 435 mV ^ut

----- = 43,5 x 44 10

UG

b-

= 7,86 mV

7,86-W3 —----------- = 2,62 uA 3-1O3

Ube

D /vinn

«ut =

300 + 1100

^inn — Æjnn + ÆE(1 + /jfe)

R’nn = 3 + 0,15(1 + 166) = 3 + 25 = 28 kQ

Rinn 99

R inn'R Rinn +

R

28-1,73

28 + 1,73

= 1,63 kQ

33

d.

10 -10 3 -1630 ------------------- = 8,45 mV 300 + 1630

inn

=

^G + ^inn

8,45-10’3 28 -103

R inn 9 YX «u’t = /b-^fe-^K =

=

WG

= 0,302 pA

0,302-106-166-1000 « 50,1 mV

50,1 = --------- « 5 10

Talleksempel 10.1 viser at transistorens inngangsresistans øker kraftig ved motkopling, men trinnets inngangsresistans øker ikke så mye på grunn av at R2 er så lav. Motkoplngen førte også til en sterk reduksjon av spenningsforsterkningen. Fig. 10.4 viser en enkel måleoppstilling som vi kan bruke der­ som vi ønsker å måle inngangsresistansen mellom klemmene A og B. Vi påtrykker en signalspenning fra en tonegenerator med den frekvens vi ønsker å finne inngangsresistansen for. Størrelsen på signalspenningen må ikke være så stor at forsterkertrinnet blir overstyrt. Dekademotstanden Rs varierer vi slik at m2

= 1/2-W]

Generatorspenningen fordeler seg da likt over Rs og R”n, og følgelig har vi: Rinn ” ' = %C6

(16.3)

Fig. 16.1. RIAA-forsterker for phono i SS 12 fra Tandberg.

Fig. 16.3. Normen for RIAA-frekvenskarakteristikk.

Fig. 16.2. Frekvenskarakteristikk for RIAA-forsterkeren i SS 12.

46 Etter de komponentverdiene vi har i fig. 16.1 blir disse frek­ vensene: 1 2-n-33 • I0’9-100-103

1 --------------------------------------------------- « 440 Hz q 10-100 2-n-(33 + 6,8)-10 9---------------- 103 10 + 100 1 2-n-6,8 • 10~9-10-103 Forsterkeren i fig. 16.1 har ved 1000 Hz en spenningsforsterkning Fu x 40. Vi kan tenke oss at motkoplingssløyfen som består av R6, R7, C5, C6 og R4 i fig. 16.1, virker på følgende måte for ulike frekvenser i lavfrekvensområdet: Ved de laveste frekvenser (under 50 Hz) har C5 og C6 så stor reaktans at motkoplingsgraden og dermed forsterkningen blir bestemt nesten bare av R6 og R7. Når frekvensen blir høyere enn 50 Hz, vil C5 tilnærmet kortslutte R7. Motkoplingsgraden blir da bestemt av R6 i serie med C5. Forsterkningen faller da med 6 dB pr. oktav. Omkring 1000 Hz er det nesten bare R6 som bestemmer motkoplingsgraden. Vi får derfor en utflatning av frekvenskarakteristikken i dette området. Over ca. 2000 Hz faller forsterkningen igjen med 6 dB pr. oktav. R6 og R7 er da kortsluttet av C5 og C6. Foruten den spesielle frekvensavhengige motkoplingen som vi har på grunn av RIAA-korreksjonen, får vi strømmotkoplinger på grunn av de uavkoplede emittermotstandene R4 og R5. Ved de høye frekvensene danner dessuten C3 en motkopling som hindrer oscillasjon. C2 og R, danner et filter for radiosignaler. Slike signaler kan ellers bli likerettet i basis-emitterdioden på Tri og forsterkes opp i lavfrekvensforsterkeren. Tri får basisspenning fra emitterkretsen på Tr2 via R2. C4 avkopler R3 ved vekselstrøm. En likestrømskopling som dette vil sammen med likestrømskoplingen mellom kollektor på Tri og basis på Tr2 gi en god stabilisering av arbeidspunktene. C7 og R10 danner et filter for rumble (lavfrekvent rumling) fra grammofonen. De laveste frekvensene blir filtrert bort i dette filteret. RIAA-forsterkeren finnes også som integrert krets. I TR200 fra Tandberg blir f.eks. pA739 (TBA231) brukt. Fig. 16.4 viser skjema av denne kretsen for den ene kanalen. Den frekvensavhengige motkoplingen for RIAA-korreksjonen blir bestemt av R6, R7, C5 og C6 sammen med R5. Tilbakekoplingsleddet blir som fig. 16.5 viser. Tilbakekoplingsforholdet blir:

R5 er avkoplet til jord via C3 og C4. C3 er en koplingskondensator.

47 Likespenningen til inngangen på den integrerte kretsen blir bestemt av spenningsdeleren R, og R4. C\ er en koplingskondensator. Inngangsresistansen for trinnet blir bestemt av resistansen i R3 fordi inngangen på den integrerte kretsen er svært høyohmig. R] og C4 danner sammen et filter for rippelspenning og eventuelle signalspenninger på plusslinjen. C7, C8 og Rg reduserer forsterk­ ningen ved frekvenser over det hørbare området for å unngå ustabilitet.

Fig. 16.4. RIAA-forsterker som intergrert krets. (Tandberg TR200.)

Fig. 16.5. Motkoplingsleddet i RIAA-forsterkeren.

16.3 Inngangstrinn for keramisk pickup En keramisk pickup leverer en signalspenning som er mye større enn den en magnetisk pickup kan levere. Det er derfor ikke behov for noe eget forforsterkertrinn for denne inngangen. Til vanlig kan vi regne med at en keramisk pickup leverer en signalspenning på 50—100 mV. Problemet med platesus er derfor ikke så stort ved avspilling med keramisk pickup. Når vi avspiller

48

Fig. 16.6. Felles kollektortrinn som inngangsforsterker for en keramisk pickup.

med en keramisk pickup, får vi en signalspenning som avtar ved økende frekvens, altså motsatt av innspillingskarakteristikken. Noen spesiell korreksjon for keramisk pickup er derfor vanligvis ikke nødvendig. Avspillingskarakteristikken for bassfrekvensene er imidlertid avhengig av lastimpedansen fordi pickup-elementets indre impedans tilnærmet er ekvivalent med en kapasitans på ca. 500 pF. For at ikke bassen skal bli for svak må inngangsimpedansen på forsterkeren derfor være høy. For å oppnå høy inngangsimpedans kan vi benytte et vanlig felles kollektortrinn (emitterfølger) slik som vist i fig. 16.6. I likning (10.4) kom vi fram til at inngangsresistansen for en transistor med uavkoplet emittermotstand blir:

^inn = Æinn + 7?e(1 + Afc)

Som en tilnærmelse kan vi sette: ^inn ~ ^fe-^E

Den totale inngangsresistansen for trinnet, R”n, blir resistansen i parallellkoplingen av R,, R, Og R inn-

Talleksempel 16.1 1 skjemaet på fig. 16.6erR} = 2,2 MO, R2 = l,3MQog/?L = 31 kQ. Hvor stor blir inngangsresistansen Æ„’’ når strømforsterkningsfaktoren hic = 150?

Løsning: R\R2 2,2-1,3 R = ---------- — = ------------------- = 817 kQ R } + R2 2,2 + 1,3 p9

= 150-31-103 = 4,65 MQ

/xinn

99 ■*R xinn

-=

R -R^ 0,817-4,65 --------- — = ----- ---------------R + Æ,’n 0,817 + 4,65

MQ]

= 0,695 MQ = 695 kQ

Fig. 16.7. «Bootstrap»-kopling i en inngangsforsterker til keramisk pickup for å få høy inngangsimpedans.

Som dette talleksemplet viser, kan vi konstruere en inngangsforsterker til en keramisk pickup ved å bruke en emitterfølger og dessuten ha svært høye verdier på R, og R2. Arbeidspunktet for transistoren er her lagt lavt, men det er bare en fordel når det gjelder støy. Når hvilestrømmen er lav, blir egenstøyen lav. En annen koplingsmetode som kan benyttes for å oppnå høy inngangsimpedans, er vist i fig. 16.7. Her er det brukt en «bootstrap»-kopling slik at R, og R2 ikke får noen særlig innvirkning på størrelsen av inngangsimpedansen. Årsaken til det er den medkoplingen vi har fra emitter tilbake til basis på transistoren via C2 og R3. Spenningsforsterkningen fra basis til emitter i et slikt forster­ kertrinn som fig. 16.7 viser, er litt mindre enn 1. Signalspenningen i punkt 2 er derfor nesten like høy som i punkt 1. Det betyr at signalspenningen som ligger over R3, er svært lav. Signalstrømmen som flyter gjennom R3, blir da også nokså liten, og R3 virker

49 dermed mye mer høyohmig for signalkilden enn den egentlig er. R3 har ofte en resistans i størrelsesordenen 10 kQ — 100 kQ. I mange tilfeller blir det brukt samme inngang til både mag­ netisk og keramisk pickup. Omkoplingen blir da gjort ved hjelp av en vender. For at frekvenskarakteristikken skal bli lineær og følsomheten riktig må vi benytte en frekvensavhengig spenningsdeler mellom inngangen for den keramiske pickupen og RIAAforsterkeren. I SS 12 fra Tandberg er det f.eks. benyttet en slik spenningsdeler som fig. 16.8 viser.

Fig. 16.8. Filter til keramisk pickup foran RIAA-forsterker. (Tandberg SS 12.)

Talleksempel 16.2 I spenningsdeleren som fig. 16.8 viser, er w, = 100 mV. Hva blir u2 dersom vi kan se bort fra virkningen av C,?

Løsning: w, • R2 «2 =

----------------

/?, + r2

100-3,3 --------------- = 3,2 mV 100 + 3,3

Som vi ser av talleksempelet, blir det en kraftig dempning av signalspenningen i spenningsdeleren. Ved lave frekvenser har ikke Cj noen særlig innvirkning på spenningsdelingen, men ved høyere frekvenser har en «shuntende» virkning på R, slik at signal­ spenningen over R2 øker. Kurve I i fig. 16.9 viser hvordan u2 varierer og kurve II viser hvordan w3 varierer som funksjon av frekvensen i koplingen på fig. 16.8. Signalet inn, blir holdt konstant under målingene. En keramisk pickup leverer en signalspenning som synker når frekvensen øker, slik som fig. 16.10 viser. En lav inngangsimpedans til forsterkeren, Zinn, fører imidlertid til en reduksjon av bassen på grunn av pickupens indre kapasitans. Inngangsimpedansen på RIAA-forsterkeren er ca. 47 kQ. Vi får derfor for lite bass ut fra pickupen. Dette blir imidlertid kompen­ sert av basshevningen i RIAA-forsterkeren. Q skal kompensere for den reduksjonen i diskanten som RIAA-forsterkeren gir. I praksis blir derfor avspillingskurven for en keramisk pickup til­ nærmet lineær.

50

Fig. 16.9. Korreksjonskurver for keramisk pickup. I: Korreksjonsledd for keramisk pickup. II: Korreksjonsledd for keramisk pickup + RIAAkorreksjonsforsterker.

Fig. 16.10. Signalspenning fra en keramisk pickup som funksjon av frekvensen ved høy og lav inngangsimpedans til forsterker.

16.4 Forforsterker til mikrofon Mikrofoninngangen på en forsterker må ha svært høy følsomhet. Vi regner med at en signalspenning på 100—500 pV inn på mikrofoninngangen fra en dynamisk mikrofon skal kunne utstyre utgangstrinnet i forsterkeren. Krystallmikrofoner gir noe høyere signalspenning, men slike mikrofoner blir lite brukt på grunn av at de har høy impedans. Det er ugunstig med en høy mikrofonimpedans når det gjelder støy.

51

Kondensatormikrofoner gir svært lav signalspenning, så slike mikrofoner har vanligvis en egen forforsterker som er innebygd i selve mikrofonen. Vi skal nå ta for oss forforsterkere til dynamiske mikrofoner. Det er en nøye sammenheng mellom mikrofonens impedans og den støy som blir produsert i forforsterkeren. En dynamisk mikrofon har vanligvis en impedans på 200 Q. Dersom vi ønsker et gunstig signal/støy-forhold, er denne impedansen som oftest i minste laget for en mikrofon som mates direkte inn på basis på et felles emitterkoplet forsterkertrinn. En mikrofontransformator med omsetningsforhold 1:4 blir derfor ofte benyttet mellom mikrofon og forsterker. Forsterkeren vil derfor «se» en mikrofonimpedans: Zm n2

200 --------- = 200-16 = 3200 0 / 1 \2

\ 4 / ZM: Mikrofonens impedans. n: Transformatorens omsetningsforhold. Dette er en svært gunstig mikrofonimpedans med hensyn til støy.

Fig. 16.11 viser den mikrofonforsterkeren som blir brukt i Tandbergs båndopptaker TB6000X. Denne mikrofonforsterkeren har balansert (symmetrisk) inn­ gang. Med dette mener vi at begge inngangsbøssingene har samme impedans til jord. Dette er gunstig med hensyn til forstyrrelser fra utvendige støykilder. Dynamikken i forsterkeren på fig. 16.11 er relativt stor siden forsterkningen blir regulert ved at en endrer - motkoplingen. I tillegg er det spenningsdeling på utgangen. Mot­ koplingsgraden reguleres med R3. Fig. 16.12 viser skjemaet for mikrofonforsterkeren som blir brukt i mikseforsterkeren SQ4 fra Philips. Signalet blir tilført basis på Tri via koplingskondensatoren Q

Fig. 16.11. Mikrofonforsterker med inngangstransformator. (Tandberg TB6000X.)

52 og motstanden R4. R4 danner sammen med C3 et filter som skal hindre radioinnstråling. Forspenningen på basis på Tri blir be­ stemt av spenningsdeleren Rj og R2. R3 bestemmer inngangsresi­ stansen sammen med inngangsresistansen på transistoren. For vekselstrøm er R3 koplet til jord via C2. Kollektorlasten for Tri består av R5 i parallell med inngangsresistansen til Tr2. Likestrømskoplingen mellom kollektor på Tri og basis på Tr2 sammen med likestrømskoplingen fra kollektor på Tr2 til emitter på Tri gir en god temperaturstabilisering av arbeidspunktet for transistorene. Ved å benytte likestrømskopling sparer vi også koplingskondensator mellom trinnene.

Fig. 16.12. Mikrofonforsterker uten inngangstransformator. (Philips SQ4.)

C5 fører til parallell spenningsmotkopling fra kollektor til basis på Tr2 ved høye frekvenser. Denne motkoplingen motvirker ustabilitet. R7 er kollektorlast for Tr2, men også R9 og R,, har en viss innflytelse på hvor stor den effektive kollektorlasten blir. R6 og R9 er plassert i emitterkretsen for Tri og forårsaker derfor strømmotkopling i denne transistoren. R10 er et potensiometer som blir brukt til å innstille forsterkerens følsomhet på forhånd. Fra tapningen på Rl0 er det en serie spenningsmotkopling til emitter på Tri via R8. Motkoplingsgraden og dermed spennings­ forsterkningen i Tri, blir derfor bestemt av hvor stor del av Rl0 som er innkoplet. Ru er det vanlige potensiometeret for styrkeregulering, mens Ri2 er en isolasjonsmotstand som skiller utgangen på denne forforsterkeren fra de andre forforsterkerutgangene.

16.5 Inngangstrinn for bånd­ opptaker Vanligvis er det ikke behov for noen spesiell inngangsforsterker for båndavspilling i en vanlig lavfrekvensforsterker. For de fleste forsterkere blir båndopptakeren koplet direkte til signalkretsen foran volumkontrollen via en seriemotstand eller en spenningsdeler.

53

Inngangen for båndavspilling skal gi full utstyring av forsterkerens slutt-trinn når signalspenningen er 200—250 mV. På grunn av det høye signalnivået blir det vanligvis ikke noe problem med støy på denne inngangen. Inngangsimpedansen skal være høyere enn 10 kQ. Fig. 16.13 viser den inngangsforsterkeren som blir brukt til båndavspilling i mikseforsterkeren SQ4 fra Philips. Som vi ser av figuren, er det her benyttet en emitterfølger i inngangstrinnet. Dette trinnet, som har en spenningsforsterkning på mindre enn 1, blir her nærmest brukt som et buffertrinn mellom båndopptakerens utgang og de andre forforsterkerutgangene i miksefor­ sterkeren.

Fig. 16.13. Inngangsforsterker for båndavspilling. (Philips SQ4.)

54

17. Lydstyrkekontroll (volumkontroll)

Fig. 77.7. Tonekompensert lydstyrkekontroll.

Til å innstille forsterkeren til den lydstyrken vi vil ha, bruker vi et potensiometer. Det er imidlertid en del problemer forbundet med slik lydstyrkeregulering. Øret vårt oppfatter lydstyrke etter en logaritmisk skala. Det betyr at øret er mer følsomt for variasjoner i svake lydstyrker enn for variasjoner i sterke. I tillegg oppfatter øret de midlere frekvenser mye lettere enn de lave og de høye frekvenser når lydstyrken er svak. Når lydstyrken er stor, blir føl­ somheten mer lik over hele frekvensområdet. Vi ønsker at en bestemt dreievinkel på lydstyrkekontrollen skal oppfattes av øret vårt som den samme forandringen i lydstyrke uansett nivå. Dette oppnår vi ved å bruke et potensiometer med logaritmisk regulering som lydstyrkekontroll. Det er imidlertid også ønskelig at klangfargen i lyden ikke blir endret når lyd­ styrken blir endret. For å få til dette må en bruke en såkalt tone­ kompensert eller fysiologisk lydstyrkekontroll (loudness). Et eksempel på tonekompensert lydstyrkekontroll er vist i fig. 17.1.

Fig. 17.2 viser de frekvenskarakteristikkene som vi får ved tre ulike innstillinger av lydstyrkekontrollen i fig. 17.1. Det går her tydelig fram at når lydstyrken er svak, blir dempningen minst ved lave og høye frekvenser. Når lydstyrken er sterk, blir frekvenskarakteristikken mer rettlinjet. Dersom vi tenker oss at potensiometeret i fig. 17.1 er innstilt til uttak på ca. 5 kQ fra jord, får vi en spenningsdeling som fig. 17.3 viser.

Fig. 17.3. Ekvivalent skjema for fig. 17.1 med R4 innstilt til uttak ca. 5 kQ fra jord.

Fig. 17.2. Frekvenskarakteristikker for tonekompensert lydstyrke­ kontroll. I: Lydstyrkekontrollen innstilt til ca. 1/4. II: - » 1/2. Ill: - » 3/4.

55

Talleksempel 17.1 Finn reaktansen av

og C2 i fig. 17.1 ved følgende frekvenser:

f = 20 Hz, 1 kHz og 10 kHz.

Løsning: f = 20 Hz: 1 1 %C1 = ------------------ = ----------------------- — = 3,6 MQ 2-n-/-C, 2-n-20-2,2-10’9 1 1 %c2 = ------------------ = --------------------------- = 24 kQ 2-tt-/-C2 2-n-20-0,33 • 10'6

f = 1 kHz:

f= 10 kHz: 1

2-n-104-2,2-10“9

= 7,23 kQ

--------- i------------ r = 48’2 Q 2-n • 104-0,33- 10“6

Fig. 17.4. Tilnærmet ekvivalent skjema for koplingen i fig. 17.1 ved 20 Hz når R4 er innstilt til uttak ca. 5 kQ fra jord.

Av regneresultatene i talleksempel 17.1 ser vi at for 20 Hz kan vi lage et tilnærmet ekvivalent skjema for koplingen. Fig. 17.4 viser ekvivalentskjemaet. Vi får altså en forholdsvis liten dempning av bassen i koplingen. Ved 1000 Hz kan vi også se bort fra virkningen av C,, men virk­ ningen av C2 må vi ta hensyn til. C2 fører til at Z2 blir redusert. Ved 10 kHz blir det ikke så stor forandring i verdien av Z2 i for­ hold til ved 1000 Hz, men Z, blir nå redusert vesentlig på grunn av den forholdsvis lave reaktansen i C,. Signalspenningen blir derfor vesentlig mindre dempet ved 10 kHz enn ved 1000 Hz i denne lydstyrkekontrollen. Dersom vi får likespenning inn på lydstyrkekontrollen, har det lett for å oppstå skrapelyder i høyttaleren når vi regulerer lydstyrken. Det er derfor nødvendig å «skjerme» lydstyrke­ kontrollen med koplingkondensatorer foran og etter.

56

18. Tonekontroller

Fig. 18.1. Enkel diskantkontroll.

For å kunne regulere lydinntrykket er det ønskelig å ha egne bassog diskantkontroller i en lavfrekvensforsterker. De er i prinsippet vanligvis frekvensavhengige spenningsdelere. De er ofte kombi­ nert med en motkopling eller en medkopling. Fig. 18.1 viser skjema av en enkel diskantkontroll. Vi får her en frekvensavhengig spenningsdeling mellom Zx og Z2. Spenningsdelingen kan beregnes etter formelen: ^inn' ^2

(18.1)

C og z; er uttrykt vektorielt.

Talleksempel 18.1 Finn reaktansen i C, på fig. 18.1 for frekvensene f = 20 Hz og f = 10 kHz.

Løsning: f = 20 Hz: 1 ci

2-n-20-15-10’9

= 530 kQ

f = 10 kHz: 1

2-n-104-15-109

Fig. 18.3. Kombinert bass- og diskant­ kontroll.

= 1,06 kQ

Ved 20 Hz er XC\ så stor at det vesentlig blir den som bestemmer verdien av Z2. R2 får derfor liten betydning for bassfrekvensene. Ved 10 kHz er Xcx bare ca. 1 kQ. 7?2 får da en stor innvirkning på verdien av Z2. Minst kutting av diskanten har vi når hele R2 er innkoplet. Fig. 18.2 viser en tonekontroll der bassen kan varieres. R! får ingen særlig innvirkning på diskanten på grunn av at Xtl blir lav ved høye frekvenser. For bassfrekvensene er imidlertid verdien av sterkt avhengig av hvilken stilling R! står i. Minst bass får vi når hele R] er innkoplet. Fig. 18.3 viser en noe mer komplisert tonekontroll-type som blir brukt en del. Bass- og diskantkontrollene er her kombinert. For å forstå virkemåten bedre betrakter vi noen tilnærmet ekvivalente skjemaer for de ulike ytterstillinger på bass- og diskantkontrollen. I første omgang tenker vi oss at diskantkontrollen står på topp. C4 og C5 virker som en kortslutning for vekselstrøm ved diskantfrekvensene. R] har så stor resistans at vi kan se bort fra den i parallellkoplingen med R3 og R5. For de høye frekvensene får vi derfor et tilnærmet ekvivalent skjema som fig. 18.4 viser.

57

6,8nF=^=c2

|/?2 4,7 k

r5

R3 3,3 k uinn

Maks. diskant

Fig. 18.4. R, i toppstilling. Maks. diskant.

Min.diskant

3,3 k

"ut

Dempningen for de høye frekvensene blir nå liten, og vi har maksimal diskant. For en signalfrekvens på 16 kHz er det en diskanthevning på ca. 14 dB i forhold til når diskantkontrollen står i midtstilling. Dersom diskantkontrollen står i bunnstilling, får vi et tilnærmet ekvivalent skjema for de høye frekvensene som fig. 18.5 viser. Impedansen av R, og C2 blir så høy at vi kan se bort fra den i parallellkoplingen med R2 og R3. Av fig. 18.5 kan vi se at signalet ut ved de høye frekvensene blir meget svakt. Det er ca. 36 dB større dempning for 16 kHz enn det vi hadde i fig. 18.4. Vi tenker oss så at basskontrollen blir satt på topp. C4 blir da kortsluttet. Reaktansen av C2 og C3 blir så høy at vi kan se bort fra denne greinen. Ekvivalentskjemaet blir da som fig. 18.6 viser. Dempningen for bassfrekvensene blir nå svært liten, og vi har maksimal bass. For 40 Hz er det en hevning på ca. 13 dB i forhold til når basskontrollen står i midtstilling. Når basskontrollen står i laveste stilling, blir C5 kortsluttet, og vi får et tilnærmet ekvivalent skjema som vist i fig. 18.7. Demp­ ningen blir i dette tilfellet for 40 Hz ca. 27 dB større enn det vi hadde i fig. 18.6. Fig. 18.8 viser tilnærmet frekvenskurvene som vi vil få med bass- og diskantkontroll i ytterstillingene for tonekontrollen i fig. 18.3.

Fig. 18.5. Rt i bunnstilling. Min. diskant.

Fig. 18.6. R4 i toppstilling. Maks. bass.

Fig. 18.8. Frekvenskarakteristikker som viser virkningen av bassog diskantkontrollen i fig. 18.3.

De tonekontroller vi nå har omtalt, har vært av såkalt passiv type. Prinsippet disse bygger på, er vanlig frekvensavhengig spenningsdeling. En slik tonekontroll gir en forholdsvis stor dempning for alle frekvenser i en lavfrekvensforsterker. For å kompensere for dette er det nødvendig med et ekstra trinn i forsterkeren. Foran tonekontrollen finner vi i de fleste forsterkere en emitterfølger. Den skal virke som buffer for kretsene foran den forholds­ vis lavohmige tonekontrollen.

58 I det følgende skal vi se på tonekontroller av såkalt aktiv type. Spenningsforsterkningen for disse typene er ca. 1 når bass og diskant står i midtstilling. Vi har da et forsterkertrinn i forbindelse med selve tonekontrollen. Den tonekontrolltypen som er vist på fig. 18.3, kan brukes som aktiv tonekontroll. Et eksempel på det er vist i fig. 18.9. Denne tonekontrollen blir brukt blant annet i SS 11 fra Tandberg. Denne tonekontrollen bygger på prinsippet med frekvensavhengig mot­ kopling. Signalspenningen påtrykkes i punkt 1, går så videre via Tri og utgangsforsterkeren til punkt 2 som er forsterkerutgangen. Derfra blir signalet ført tilbake til emitterkretsen på Tri via bassog diskantkontrollen. Det tilbakekoplede signalet tilemitter har samme fase som det påtrykte signalet til basis. Vi har derfor motkopling. En økning av signalspenningen til pukt 3 gir av den grunn reduksjon i forsterkningen.

Fig. 18.9. Aktiv bass- og diskantkontroll. (Tandberg SS 11.)

De ekvivalente skjemaene for bass- og diskantrollen i ytterstilling tilsvarer dem vi hadde for skjemaet i fig. 18.3. Imidlertid har vi maksimal bass når vi sender minst signalspenning med lave frekvenser tilbake til punkt 3, det vil si når glideren på R] står i bunn. Minimal bass har vi når glideren på Ri står på topp og signalspenningen med lave frekvenser tilbake til punkt 3 er maksimal. På tilsvarende måte blir det for diskantkontrollen. Fig. 18.10 viser et skjema over den såkalte Baxendall-kontrollen. Det er en aktiv tonekontroll som blir brukt i mange forsterk­ ere. Skjemaet i fig. 18.10 er brukt i Beomaster 2400 fra Bang & Olufsen. Signalet blir tilført basis på Tri via R! og CP R] og C2 danner et filter for radiosignaler, mens C, er en koplingskondensator. Basisspenningen på Tri blir bestemt av R2 og R3. Tri er koplet som emitterfølger, og signalet blir tatt ut over emittermotstanden R4 og blir ført videre til selve bass- og diskantkontrollen via koplingskondensatoren C3. Emitterfølgeren virker som buffer mellom tonekontrollen og kretsene foran.

59

Fig. 18.10. Baxendall tonekontroll. (Bang 8 Olufsen Beomaster 2400.)

Fig. 18.11. Prinsippskjema for Baxendall tonekontroll.

Fig. 18.12. Glideren på R7 helt til høyre. Min. bass.

I diskantgreinen går signalet gjennom C4, R9, C5, Ri0 og Rl2 til basis påTr2. I bassgreinen går signalet gjennom Rs, C8, R7, R6 og Ri2 til basis på Tr2. Rl2 danner sammen med CH et filter for radiosignaler. Rl4 er kollektorlast for Tr2. Forspenning til basis får vi ved at kollektorspenningen blir spenningsdelt over RIS og Rl6. Likespenningen over Rl6 blir ført via isolasjonsmotstanden Rl3 til basis på Tr2. C12 avkopler Rl6 for vekselstrøm slik at vi ikke får signalspenning tilbake til basis. I dette systemet har vi imidlertid en likestrømstilbakekopling som gir god temperaturstabilisering av trinnet. Dersom for eksempel strømmen i Tr2 øker på grunn av temperaturøkning i denne transistoren, synker kollektorspen­ ningen. Dermed synker også spenningen over Rl6 og basis-emitterdioden på Tr2. Resultatet av dette er at strømmen i Tr2 synker. Signalet blir tatt ut over Cl3 og føres videre til utgangsforsterk­ eren. Fra kollektor på Tr2 er det også en motkopling gjennom C10 tilbake til basis via bass- og diskantgreinen. Motkoplingen har stor betydning for hvordan tonekontrollen skal virke. I det følgende skal vi se litt nærmere på virkemåten til selve Baxendall-kontrollen. Vi bruker da tilnærmet ekvivalente skje­ maer for de ulike ytterstillinger av tonekontrollen. For Baxendall-kontrollen har vi en dobbelvirkning som både gir en frekvensavhengig spenningsdeling av signalet og en frekvens­ avhengig motkopling. Fig. 18.11 viser prinsippet for dette. Signalspenningen winn blir spenningsdelt over Z, og transistor­ ens inngangsresistans 7?inn. Motkoplingsspenningen fra kollektor blir spenningsdelt over Z2 og Zx i parallell med 7?inn. Vi har her en parallell spenningsmotkopling. Fig. 18.12 viser et tilnærmet ekvivalent skjema av basskontrol­ len når glideren på R7 er dreid helt til høyre. Når frekvensene er lave, blir reaktansen i C8 så stor at vi får et betydelig spenningsfall over parallellkoplingen av R7 og C8. Signalspenningen inn til basis

60

på Tr2 blir derfor liten. I tillegg er det en kraftig motkopling fra kollektor til basis på Tr2 via R8, R6 og R12. Tilbakekoplingsforholdet blir her tilnærmet: D

B = ------ ------7?’ + Rinn R’ = Rs + Rb + Ri2

Av dette skjønner vi at basskontrollen står i stilling minimum. Det tilnæret ekvivalente skjemaet for basskontrollen når glid­ eren på R7 er dreid helt til venstre, er vist i fig. 18.13. Signalet inn blir spenningsdelt over R5, R6, R)2 og Rinn. Spenningsfallet over Rinn blir da forholdsvis stort. Dessuten er tilbakekoplingsforholdet blitt kraftig redusert i og med at det meste av det tilbakekoplede signalet legger seg over parallellkoplingen av C9 og R7. Dette betyr at basskontrollen nå står i stilling maksimum. På tilsvarende måte blir det for de høye frekvensene. Fig. 18.14 viser ekvivalentskjemaet vi tilnærmet har når glideren på Rl0 er dreid til høyre, altså minimal diskant. Maksimal diskant får vi når glideren på R]Oer dreid helt til venstre. Det tilnærmet ekvivalente skjemaet blir som fig. 18.15 viser.

Fig. 18.13. Glideren på R7 helt til venstre. Maks. bass.

Fig. 18.14. Glideren på R10 helt til høyre. Min. diskant.

Fig. 18.15. Glideren på R10 helt til venstre. Maks. diskant.

61

Når bass- og diskantkontroll er i midtstilling, blir det fra inngang til utgang for en Baxendall tonekontroll en forsterkning på ca. 1. Vi får da også en frekvensuavhengig spenningsdeling slik at frekvenskarakteristikken tilnærmet blir rettlinjet innenfor det hørbare toneområdet. Fig. 18.16 viser frekvenskarakteristikken for en Baxendall tone­ kontroll i ytterstillinger.

Fig. 18.16. Frekvenskarakteristikker for en Baxendall tonekontroll i ytterstillinger.

62

19. Lavfrekvensfilter 19.1 Innledning

Fig. 19.1. Frekvenskarakteristikk for et lavpassfilter.

Et filter er ethvert passivt nettverk som blir brukt til å skille signal­ spenninger med ulike frekvenser fra hverandre. Med det mener vi at vi slipper gjennom signalspenninger innenfor et bestemt fre­ kvensområde, mens signaler med andre frekvenser dempes eller sperres i filteret. I enkelte tilfeller blir også filtre brukt til å fjerne uønskede spen­ ningskomponenter, f.eks. rippelspenning i strømforsyningen. I lavfrekvensteknikken blir filtre ofte brukt til å frambringe klangforandring i lydbildet. Dette kan gjøres ved å kople inn et filter som demper de høye frekvenser eller et filter som demper de lave frekvenser. Filtre benyttes også til å dempe eller sperre frekvensområder der det ønskede signalet er overlagret med mye støy.

Filtrene deles inn i disse hovedgruppene: Fig. 19.2. Frekvenskarakteristikk for et høypassfilter.

1. Lavpassfilter

Et slikt filter slipper gjennom signalspenninger i et frekvens­ område fra null (eller en svært lav frekvens) og opp til en bestemt øvre grensefrekvens (/0). Signaler med frekvenser høyere enn øvre grensefrekvens blir dempet eller sperret. Fig. 19.1 viser et eksempel på en frekvenskarakteristikk for et lavpassfilter. Som det framgår av denne figuren, er grensefrekvensen avmerket ved en dempning på 3 dB i forholdt til referansenivået.

2. Høypassfilter

Fig. 19.3. Frekvenskarakteristikk for et båndpassfilter.

Slike filtre slipper gjennom signalspenninger med frekvens over en bestemt nedre grensefrekvens (/,) og opp til en forholdsvis høy frekvens. I fig. 19.2 er vist et eksempel på en frekvenskarakteri­ stikk for et høypassfilter.

3. Båndpassfilter I et slikt filter slipper et bestemt frekvensbånd fra en nedre grense­ frekvens til en øvre grensefrekvens gjennom. Fig. 19.3 viser et eksempel på en frekvenskarakteristikk for et slikt filter.

Fig. 19.4. Frekvenskarakteristikk for et båndsperrefilter.

a

b

c

Fig. 19.5. Tegnesymboler for filtre. a. Lavpassfilter. b. Høypassfilter. c. Båndpassfilter. d. Båndsperrefilter.

4. Båndsperrefilter Filtre av denne typen fjerner eller demper et bestemt frekvens­ bånd, og slipper gjennom de andre frekvensene, slik som frekvenskarakteristikken i fig. 19.4 viser.

d

Fig. 19.5 viser symbolene som blir brukt for disse filtertypene. De fleste lavfrekvensfiltre er sammensatt av kondensatorer og motstander, men også drosler blir brukt i enkelte tilfeller.

63

19.2 Lavpassfilter Fig. 19.6 viser et eksempel på et enkelt lavpassfilter. Slike filtre blir ofte brukt til å fjerne platesus. Platesusen kan være svært sje­ nerende når vi avspiller eldre plater og nyere plater med stor slitasje. Spenningsdelingen som vi får i et filter som fig. 19.6 viser, regner vi ut etter denne formelen:

ut

-ig. 19.6. Enkelt lavpassfilter.

(19.1)

Dempningen i filteret blir: 1 (19.2)

Ved å multiplisere med «C i teller og nevner får vi: 1 a - —■ ----- — y i + r\jc2

i Ved øvre grensefrekvens er dempningen lik —-= R]

r2

1,2k

3,6k

(19.3)

eller -3 dB.

R3

Vi har da:

10,8k

waCR = 1 Uinn

5,7nF=f=C2 i5nF=f=C3

uut

1 ■-

2 • n•CR

(19.4)

-ig. 19.7. Susfilter.

Susfiltrene kan også ha to eller tre RC-ledd. Fig. 19.7 viser et susfilter med tre ledd. De høye frekvensene blir da dempet mer. Fig. 19.8 viser frekvenskarakteristikken for dette filteret. Slike filtre kan også konstrueres slik som fig. 19.9 viser. Vi får da en mer markert avskjæring av de høye frekvenser.

Fig. 19.9. Susfilter med drossel.

Fig. 19.8. Frekvenskarakteristikk for susfilteret i fig. 19.7.

64

For å frambringe en mørkere klang i tonebildet er enkelte radioapparater og lavfrekvensforsterkere utstyrt med et «HI»filter. Radioapparatet har da ofte en egen knapp på frontpanelet merket «HI». Slike filtre består vanligvis av ett eller flere RC-ledd etter hverandre.

19.3 Høypassfilter Fig. 19.10 viser et enkelt skjema av et høypassfilter. Dette filteret blir blant annet brukt som rumblefilter i en lavfrekvensforsterker. Fig. 19.11 viser den frekvenskarakteristikken vi får for et slikt filter dersom R = 68 kQ og C = 47 nF. Fig. 19.10. Enkelt høypassfilter.

Fig. 19.11. Frekvenskarakteristikk for et rumblefilter som fig. 19.10 viser. R = 68 kQ, C = 47 nF.

Rumblefilteret er vanligvis plassert i forbindelse med for­ forsterkeren for en pickup. Etter forforsterkeren i fig. 16.1 er det koplet et rumblefilter. Det består av Rw = 68 kQ og C7 = 47 nF. Rumble er støy som oppstår på grunn av motorvibrasjoner og som blir overført til pickupen. Spesielt er eldre platespillere utsatt for dette. Nedre grensefrekvens for et slikt filter kan vi enkelt beregne. Vi har: (19.5)

Dempningen blir: (19.6)

65 Ved å dividere med R i teller og nevner får vi: (19.7)

Nedre grensefrekvens har vi når dempningen er ——— eller -3 dB. Det blir:

1 ------------ = 1 Ra)nC 1

(19.8)

2 • tt • CR

Talleksempel 19.1 Finn nedre grensefrekvens for et rumblefilter av den typen som er vist i fig. 19.10 når R = 68 kQ og C = 47 nF.

Løsning: 1

1

2 • n • CR

2-n-47-10 9-68- 103

I enkelte tilfeller blir doble eller tredoble RC-ledd brukt som rumblefilter. Da blir dempningen mer markert for de lave fre­ kvensene. For å gi en lysere klang i tonebildet er enkelte radioapparater og forsterkere utstyrt med et «LO»-filter. Dette kopler vi inn med en egen knapp merket «LO» på frontpanelet. Fig. 19.12 viser hvordan «LO»- og «HI»-filteret er koplet i Huldra 11 fra Tandberg. Vi kan av dette skjema se at når «LO»knappen er trykt inn, får vi en dempning av bassen. Når «HI»knappen er trykt inn, får vi en dempning av diskanten.

Fig. 19.12. «LO»- og «Hl»-filter. (Tandberg Huldra 11.)

66

19.4 Dobbelt T-filter Fig. 19.13 viser et prinsippskjema av et dobbelt T-filter. I prinsip­ pet er dette et båndsperrefilter. Slike filtre blir brukt til å under­ trykke et smalt frekvensbånd i utgangssignalet. Dersom filteret er koplet på symmetrisk form, er: 7?i = R.2 = 2’2?O; C\ = C2 —

~

Co

Den frekvensen som blir dempet i filteret, blir: Fig. 19.13. Prinsippskjema for et dobbelt T-filter.

1 2nRrCl

(19.9)

Et slikt filter blir f.eks. brukt som 9 kHz-filter etter detektoren for AM i Huldra 11 fra Tandberg. Fig. 19.14 viser skjema for dette filteret. I dette filteret sperrer vi for signaler på 9 kHz og de nærmeste frekvenser rundt denne frekvensen. Ved å dempe ned 9 kHz hindrer vi at det oppstår interferenstoner mellom bærebølgen for den stasjon apparatet er innstilt på og nabostasjonenes bære­ bølger. Kringkastingsstasjonene er vanligvis plassert 9 kHz fra hverandre i frekvensbåndet.

Fig. 19.14. Dobbelt T-filter brukt som 9 kHz-filter etter AMdetektor. (Tandberg Huldra 11.)

Talleksempel 19.2 Bruk formel (19.9) til å beregne den frekvensen som blir under­ trykt i filteret som er vist i fig. 19.14.

Løsning: 1 1 f = --------------- = --------------------------In-R.-C. 2-n • 10-103-1,8-10'9

= 8,85 kHz

Vi ser at svaret blir litt i underkant av 9 kHz, men dette filteret er heller ikke helt symmetrisk.

67

19.5 Wien-bru-filter Også Wien-bru-filteret er i prinsippet et båndsperrefilter. Fig. 19.15 viser prinsippet for en Wien-bru. Når det er balanse i brua, er det ingen spenning mellom A og C for frekvensen:

1 2itRCl

(19.10)

Wien-bru-filter blir blant annet brukt i klirrmeter for å undertrykke grunnsvingningen når de overharmoniske spenningskomponenter skal måles. Fig. 19.16 viser et eksempel på et prinsippskjema for et slikt filter. Fig. 19.17 viser selve brukoplingen.

Fig. 19. 15. Wien-bru-filter.

Fig. 19. 16. Prinsippskjema for et Wien-bru-filter i et klirrmeter.

Fig. 19.17. Ekvivalentskjema for koplingen i fig. 19.16. Wien-brua er plassert mellom to forsterkertrinn i en kraftig motkoplet voltmeterforsterker. Voltmeteret er plassert i utgangen på forsterkeren. I inngangen på klirrmeteret er det et høyohmig potensiometer som ved måling av klirr justeres til voltmeteret viser 100 % (fullt utslag) når bryteren b i brua er åpen. Vi måler da den totale signalspenning. Frekvenskarakteristikken for for­ sterkeren er da rettlinjet.

68 For å finne hvor stor klirrprosenten er sluttes bryteren b. Wienbrua blir nå koplet til. Kondensatorene C, i Wien-brua justeres så til minimalt utslag på voltmeteret. Deretter justeres R,, som van­ ligvis er merket «balanse», til minimalt utslag på voltmeter. Brua, som nå er i balanse, forårsaker at frekvenskarakteristikken tilnærmet blir slik som fig. 19.18 viser dersom grunnsvingningen for det målte signalet er 1 kHz. Spenningen uul fra Wien-brua er nå null for 1 kHz. De overhar­ moniske spenningskomponentene passerer imidlertid brua uten å bli dempet. Klirrprosenten kan derfor avleses direkte i % på skalaen på voltmeteret. I selve brua er det viktig at motstandene R og kondensatorene C, er parvis like store. C, er en togangskondensator. Det betyr at den består av to variable kondensatorer C, som er montert på samme aksel. Når måleområdet skal forandres, er det vanlig å kople inn andre motstander R ved hjelp av en vender. En Wien-bru i et klirrmeter bør kunne avstemmes i frekvensområdet fra 20 Hz til 20 kHz.

Fig. 19.18. Frekvenskarakteristikk for en forsterker med innkoplet Wien-bru-filter avstemt til 1 kHz.

69

20. Kontrolloppgaver Oppgave 1 En forsterker har en høyttalerimpedans /?H = 4 fl ved 1 kHz. Hvor stor støyspenning (LQ kan vi tillate ut fra forsterkeren der­ som signal/støy-forholdet er 50 dB og dersom signaleffekten er 100 mW?

Oppgave 2 a. Hva slags type støy er vanligst i motstander?

b. Hva er årsaken til at slik støy oppstår?

Oppgave 3 a. Hvilke typer støy blir produsert i en transistor? b. Hvorfor foretrekker en som oftest silisiumtransistorer framfor germaniumtransistorer i en forsterker?

Oppgave 4 a. Hva er forskjellen på tilfeldig støy og regelmessig støy? b. Gjør rede for ulike årsaker til at det oppstår brumspenninger i en lavfrekvensforsterker.

Oppgave 5 a. Hva mener vi med ulineære forvrengninger?

b. Gjør rede for årsaken til at ulineære forvrengninger oppstår.

Oppgave 6 Med et selektivt elektronisk voltmeter måler vi spenningen ut fra en forsterker. Grunnsvingningen: (7, 2. harmoniske: (72 = 3. harmoniske: U3 = 4. harmoniske: U4 =

= 10 V 0,9 V 0,1 V 0,05 V

Regn ut hvor mange prosent klirr signalet har.

Oppgave 7 Hvilke forandringer kan vi generelt si at det oppstår i en for­ sterker som har motkopling i sammenlikning med en forsterker som ikke har motkopling?

Oppgave 8 Hva er forskjellen på medkopling og motkopling?

Oppgave 9 Vis ved utledning at spenningsforsterkningen i en forsterker med motkopling er: F’ = ------ —----1 +/?-Æu

70

Oppgave 10 a. Hva mener vi med tilbakekoplingsforholdet/??

b. Hva mener vi med tilbakoplingsfaktoren?

Oppgave 11 Gjør rede for forskjellen mellom:

1. 2. 3. 4.

Serie strømmotkopling. Parallell strømmotkopling. Serie spenningsmotkopling. Parallell spenningsmotkopling.

Oppgave 12 Hvilke forandringer skjer med inn- og utgangsresistansen i en for­ sterker som er: 1. 2. 3. 4.

Serie strømmotkoplet? Parallell strømmotkoplet? Serie spenningsmotkoplet? Parallell spenningsmotkoplet?

Oppgave 13 Vis med figurer hvordan tilbakekoplingsleddet kan utføres for en forsterker som har:

1. Diskanthevning ved hjelp av motkopling. 2. Basshevning ved hjelp av motkopling.

Oppgave 14 Hvordan kan vi reint praktisk på en enkel måte måle hvor stor inngangsresistansen på en forsterker er?

Oppgave 15 Hvorfor ønsker vi vanligvis å ha en motkopling over to forsterker­ trinn framfor å ha separate motkoplinger i hvert enkelt for­ sterkertrinn?

Oppgave 16 Gjør rede for årsaken til at en forsterker som har motkopling over to forsterkertrinn, kan få medkopling ved høye og lave frekven­ ser.

Oppgave 17 Fig. 20.1 viser en lavfrekvensforsterker som består av to motstandskoplede felles emittertrinn. Resistansen mellom basis og emitter på de to transistorene er: 7?inn, = ^inn2 = 2 kQ. Trl’s utgangsresistans er Æuti = 50 kQ. Resistansene i trinnet er: /?G = 300 Q R2 = 10 kQ R4 = 8 kQ

= 500 Q Æ, = 50 kQ R3 = 40 kQ

/?K = 2 kQ

Vi regner at kondensatorene virker som kortslutninger for vekselstrøm. Strømforsterkningsfaktoren i Tri er 7zfel = 100. Tilført signalspenning wG = 1 mV.

71

Fig. 20. 1. Figur til oppgave 17. a. Finn signalspenningen mellom basis og emitter på Tr2.

b. Hvor stor spenningsforsterkning er det mellom basis på Tri og basis på Tr2 i forsterkeren?

c. Hvor stor er strømforsterkningen zb2/zbl? (zb er signalstrømmen inn på basis på transistorene.) d. Kondensatoren CE blir så fjernet slik at vi får strømmotkopling i 1. forsterkertrinn. Hvor stor blir nå 1. transistors inngangs­ resistans Æ,’n?

e. Hvor stor blir nå signalspenningen på basis til 1. transistor? f. Hvor stor blir spenningsforsterkningen F’ =

Vi ser bort fra økningen i 7?ut.

^;e— ? «G

Oppgave 18

Fig. 20.2. Figur til oppgave 18.

En to-trinns forsterker har en spenningsforsterkning uten mot­ kopling på Fu = 500. Forsterkeren får en serie spenningsmotkopling over et spenningsdelerledd som fig. 20.2 viser.

a. Finn tilbakekoplingsforholdet/?. b. Hvor stor blir spenningsforsterkningen for forsterkeren når motkoplingen er som nevnt foran? Inngangsresistansen Æ,nn = 3 kQ.

på forsterkeren er uten motkopling

c. Hva blir inngangsresistansen R’nn på forsterkeren når det er en motkopling i trinnet som nevnt foran?

Oppgave 19 Et transistorforsterkertrinn som vist i fig. 20.3 har disse resistansene:

R} = 100 kQ, R2 = 20 kQ, RK = 2 kQ og RL = 2 kQ.

6 oo

Fig. 20.3. Figur til oppgave 19.

Inngangsresistansen for transistoren uten motkopling er Æinn = 2 kQ. Utgangsresistansen for transistoren uten motkopling er 7?ut = 80 kQ. Strømforsterkningsfaktoren for transistoren hk = 150. a. Hvor stor er spenningsforsterkningen i trinnet uten mot­ kopling?

72

b. Hva slags motkopling er det i forsterkertrinnet? c. Hvor stor blir spenningsforsterkningen i trinnet med mot­ kopling?

d. Hvor stor er inngangsresistansen for forsterkertrinnet mellom klemmene A—B?

Oppgave 20 a. Hvorfor er det nødvendig å frekvenskorrigere forsterkeren når det brukes en magnetisk pickup? b. Hvilken følsomhet bør vi ha på inngangsforsterkeren til: 1. Magnetisk pickup? 2. Keramisk pickup?

Oppgave 21 a. Hva slags transistorkopling kan vi bruke for å få høy inngangsimpedans?

b. Gjør rede for hva slags filter vi må bruke foran RIAA-for­ sterkeren når vi avspiller med en keramisk pickup.

Oppgave 22 a. Hvilken følsomhet bør vi ha på inngangsforsterkeren til: 1. Dynamisk mikrofon? 2. Båndavspilling? b. Hvorfor bør vi bruke støysvake komponenter i forforsterkeren til en mikrofon?

Oppgave 23 a. Gjør rede for hvordan øret vårt oppfatter ulike lydstyrker ved lav, midlere og høye frekvenser.

b. Hva mener vi med en fysiologisk lydstyrkekontroll? c. Forklar virkemåten til den fysiologiske lydstyrkekontrollen i fig. 17.1.

Oppgave 24 a. Hvilket prinsipp bygger vanligvis bass- og diskantkontrollen på?

b. Hva mener vi med at en tonekontroll er aktiv? c. Hva mener vi med at en tonekontroll er passiv?

Oppgave 25 Forklar virkemåten til Baxendall-kontrollen i fig. 18.10 for disse stillingene:

1. Maksimal bass. 2. Minimal diskant. 3. Bass og diskant i midtstilling.

Oppgave 26 a. Hva mener vi med: 1. Lavpassfilter? 2. Høypassfilter?

73 3. Båndpassfilter? 4. Båndsperrefilter? b. Hvilke symboler blir brukt for filtertypene i a?

Oppgave 27 a. Et lavpassfilter av den typen som er vist i fig. 19.6 har R = 47 kQ. Øvre grensefrekvens for filteret skal være f = 10 kHz. Hvor stor kapasitans må C ha? b. I et høypassfilter av samme type som i fig. 19.10 er C = 0,1 pF. Hvor stor må R være dersom nedre grensefrekvens fn = 100 Hz?

Oppgave 28 I et symmetrisk dobbelt T-filter er (f = 2,2 nF. Finn verdiene på de andre komponentene i filteret dersom filteret skal sperre for frekvensen f = 9 kHz.

Oppgave 29 a. Et Wien-bru-filter skal kunne avstemmes i frekvensområdet fra f = 20 Hz til f = 200 Hz. Den variable kondensatoren har laveste kapasitans Cmin = 20 pF. Hvor stor må høyeste kapasi­ tans, Cm, være?

b. Hvor stor må R være dersom filteret skal kunne avstemmes i frekvensområdene: 1. 20 Hz — 200 Hz? 2. 200 Hz —2 kHz? 3. 2 kHz — 20 kHz?

74

Fasit til kontrolloppgaver Oppgave 1

Oppgave 18

ps = i Mw t/s = 2 mV

a. p = 3,3 • 10 3

Oppgave 6

c. F,’nn = 7,95 « 8 kQ

b. Fu = 188,7 » 189

K = 9,07 %

Oppgave 19

Oppgave 9

a. Fu = 75

Av fig. 12.1 ser vi:

c. F: = 32

«ut Fu(winn — f ■ wul) «ui Fu • Wjnn — Fu f • wut ^ui + Fu • p • wut Fu • Wjnn wut(l + /? Fu) = Fu-winn

d. R’’ = 764 Q

Oppgave 27 a. C = 339 pF b. R = 15,9 kQ

«inn

Oppgave 17 a. wbe2 = 36 mV b. Fu = 48,2 « 43

c. ib2 = 18 pA F, = 42,7 « 43 d. Æ,’nn = 52,5 kQ

e. wbcl = 0,96 mV f. Fu = 1,6

1 +P-Fu

Oppgave 28 /?, = r2 = 8 kQ Ro = 4 kQ Co = 4,4 nF

Oppgave 29 a. Cm = 200 pF b. 1. R = 39,8 MQ 2. R = 3,98 MQ 3. R = 398 kQ