Electronica de Putere [PDF]

Zitiervorschau

Electronica de putere

-Iasi 2008-

1

Cuprins INTRODUCERE................................................................................................................................... 4 CAPITOLUL I NOTIUNI INTRODUCTIVE ASUPRA DISPOZITIVELOR SEMICONDUCTOARE DE PUTERE SI A CONVERTOARELOR STATICE 1.1. Notiuni introductive asupra dipozitivelor semiconductoare de putere.......................................... 6 1.2. Clasificarea dispozitivelor semiconductoare de putere ................................................................... 9 1.3. Pierderi in dispozitive semiconductoare de putere.......................................................................... 12 1.4. Definirea si structura convertoarelor electronice de putere.......................................................... 14 1.5. Clasificarea convertoarelor electronice de putere........................................................................... 16 CAPITOLUL II DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE 2.1. Tipuri de diode de putere.................................................................................................................. 22 2.1.1 Dioda de putere.................................................................................................................... 25 2.1.2 Dioda Schottky..................................................................................................................... 25 2.1.3 Dioda FRED (Fast Recovery Epitaxial Diode)................................................................ 25 2.2. Tiristorul................................................................................................................................. 27 2.2.1. Clasificarea tiristoarelor.............................................................................................. 27 2.2.2. Structura si caracteristica statica tensiune-curent.................................................... 30 2.2.3. Constructia tiristorului............................................................................................................. 32 2.2.4. Caracteristicile dinamice.............................................................................................. 33 2.2.4.1. Amorsarea tiristorului............................................................................................... 34 2.2.4.2. Protectia tiristoarelor legate in paralel.................................................................... 38 2.3. Triacul........................................................................................................................................... 40 2.4. Tiristorul cu blocare pe poarta GTO (Gate Turn-Off)................................................ 43 2.4.1 Comanda tiristoarelor GTO.......................................................................................... 44 2.5 Tranzistorul bipolar de putere..................................................................................................... 45 2.5.1. Structura tranzistorului................................................................................................ 46 2.5.2. Caracteristicile tranzistoarelor..................................................................................... 46 2.6 .Tranzistorul MOSFET de putere................................................................................................ 47 2.6.1 Structura. Polarizare...................................................................................................... 48 2.6.2 Caracteristica statica...................................................................................................... 49 2.6.3 Caracteristici dinamice.................................................................................................. 51 2.6.3.1. Intrarea in conductie.................................................................................................. 51 2.6.3.2. Iesirea din conductie................................................................................................... 53 2

2.7. Tranzistorul bipolar cu poarta izolata –IGBT................................,.......................................... 54 2.7.1 Functionare.Caracteristica statica................................................................................ 56 2.7.2 Autoamorsarea ............................................................................................................... 57 2.7.3 Caracteristici dinamice. Circuite de comanda pe poarta ........................................... 59 2.7.4 Circuite de protectie....................................................................................................... 60 2.8 Tiristorul MOS (MOS Controlled Thyristor MCT) ............................................................... 61 CAPITOLUL III COMUTATIA STATICA 3.1.Principiul deconectarii sincronizate ................................................................................ 3.2.Principiul comutatiei hibride............................................................................................ 3.3.Principiul comutatiei statice............................................................................................. 3.4.Circuite de stingere.............................................................................................................. 3.5.Contactoare statice de curent continuu......................................................................... 3.6.Contactoare statice de curent alternativ......................................................................... 3.7.Intreruptoare statice............................................................................................................

63 65 67 69 71 74 77

CAPITOLUL IV VARIATOARE DE CURENT ALTERNATIV 4.1Variatoare de curent alternativ.Consideratii teoretice............................................................... 81 4.1.1 Generalitati...................................................................................................................... 81 4.1.2 Variatoare de c.a. monofazate....................................................................................... 82 4.1.3 Caracteristici externe de comanda in curent si in putere.......................................... 87 4.1.4 Variatoare de c.a. trifazate............................................................................................ 88 4.1.5 Alte montaje de variatoare de c.a. monofazate si trifazate......................................... 94 4.2 Aplicatia practica a variatorului de curent alternativ trifazat.Descrierea schemei................ 99

3

INTRODUCERE

Ca urmare a uriaselor progrese facute in ultima perioada in descoperirea de noi dispozitive electronice, pe de o parte, iar pe de alta parte, datorita metodelor si tehnicilor aparute in sistemele de conversie a energiei electrice, electronica de putere este un domeniu care a cunoscut o mare si rapida dezvoltare. Dispozitivele semiconductoare de putere (diode, tranzistori, tiristoare, etc.) asociate cu dispozitivele auxiliare (blocuri de comanda, radiatoare de disipatie, circuite RC de protectie) permit realizarea convertoarelor statice. Convertoarele statice sunt echipamente statice complexe care sunt utilizate pentru comutatia, comanda, reglarea, si conversia energiei electrice. Convertoarele statice de putere sunt amplasate intre sursa de energie si consumator (receptor), avand rolul de a modifica parametrii energiei furnizate (tensiune, curent, frecventa, numar de faze) in functie de cerintele consumatorului. De asemenea se intalnesc convertoare statice conectate intre doua surse cu frecvente diferite, pentru a face posibila functionarea acestora. In electronica de putere, convertoarele statice asigura transmisia unor puteri importante (de la cateva 100 W ajungand pana la 1000MW) incat pentru ca pierderile pe acestea sa fie cat mai mici este necesar ca dispozitivele semiconductoare de putere, din constructia lor, sa functioneze in comutatie. Dispozitivele semiconductoare utilizate in electronica de putere sunt bazate pe structuri cu trei sau mai multe jonctiuni care au cunoscut o larga dezvlotare pe plan mondial. In prezent exista o gama variata de asemenea dispozitive (tiristoare, triacuri, diacuri etc.) gama lor fiind intr-o continua dezvoltare. Avand in vedere caracteristicile comune acestor dispozitive, caracteristici bazate pe propietatile structurii de trei jonctiuni, tip pnpn, ele sunt incadrate intr-o categorie speciala de dispozitive semiconductoare denumita dispozitive cu mai mult de doua jonctiuni sau dipozitive multijonctiune. Lucrarea are ca scop prezentarea functionarii, caracteristicilor, parametrilor si aplicatiilor diferitelor dispozitive semiconductoare de putere precum si conversia energiei electrice utilizand convertoare statice. Capitolul 1 contine notiuni de teorie a dipozitivelor semiconductoare de putere si a convertoarelor statice. In Capitolul 2 se doreste prezentarea celor mai utilizate dispozitive electronice in electronica de putere actuala. Va fi analizata structura semiconductoare a acestora, schema echivalenta a dispozitivelor complexe, caracteristicile statice, caracteristicile dinamice, zona de functionare sigura etc. Aceste principale dispozitive sunt : dioda de putere, tiristorul, triacul, tiristorul GTO, tranzistorul bipolar de putere, tranzistorul bipolar cu grila izolata IGBT, tranzistorul MOS de putere, tiristorul controlat MOS MCT. 4

Capitolul 3 prezinta comutaţia statica in mod amanuntit, principalele moduri de comutaţie oprindu-se apoi numai la comutaţia statica. Capitolul 4 se ocupa cu exemplificarea pe un model practic a unei scheme de contactor static.

CAPITOLUL I

5

NOTIUNI INTRODUCTIVE ASUPRA DISPOZITIVELOR SEMICONDUCTOARE DE PUTERE SI A CONVERTOARELOR STATICE 1.1. Notiuni introductive asupra dipozitivelor semiconductoare de putere O categorie importanta de dispozitive semiconductoare larg folosite in electrotehnica, automatica si electronica industriala o constituie dispozitivele multijonctiune, care au la baza structura pnpn, propusa de William Bradford Shockley in anul 1950. Modelul echivalent al dispozitivului pnpn, a fost elaborat de Ebers si este bazat pe utilizare a doua tranzistoare complementare. Primele dispozitive pnpn din siliciu au fost elaborate sub conducerea si indrumarea lui J.L.Moll de o grupa de colaboratori ai firmei Bell Telefon Laboratory. Principiul de actiune si modul de realizare al acestor dispozitive au fost descrise in literatura de specialitate in anul 1956. Primele diode pnpn au fost introduse in productia de serie de firma americana Shockley Transistor Products in anul 1957 urmand ca in anul 1959 sa apara pe piata mondiala tiristoarele sub denumirea de "Silicon Controlled Rectifier" (SCR), aceste dispozitive cunoscand ulterior o perfectionare si dezvoltare foarte rapida. Cele mai utilizate dispozitive electronice folosite in electronica de putere sunt dioda de putere, tiristorul, triacul, tiristorul GTO, tranzistorul bipolar de putere, tranzistorul bipolar cu grila izolata IGBT, tranzistorul MOS de putere, tiristorul controlat MOS MCT. In domeniul puterilor mici se prefera utilizarea tranzistoarelor MOS, in domeniul puterilor medii, tranzistoarele IGBT iar in domeniul puterilor mari tiristorul GTO. Performantele lor depind de gama curentilor si tensiunilor la care lucreaza, puterea disipata in conductie si comutatie si de frecventa maxima de comutatie. Utilizarea lor in proiectarea si exploatarea circuitelor electronice de putere se face in functie de gabarit, greutate, volum si, nu in ultimul rand, pretul de cost. Dezvoltarea continua si accentuata a semiconductoarelor de putere, din ultima jumatate a deceniului trecut, se reflecta prin realizarea unor dispozitive de putere (tranzistoare individuale si module) caracterizate prin putere disipata redusa, circuite de comanda simple, circuite de protectie integrate, interfata directa cu componente microelectronice, putere comutata de ordinul MW, minizarea gabaritului si a greutatii. Dinamica evolutiei domeniilor de utilizare, in ultimul deceniu, a dispozitivelor semiconductoare de putere este prezentata in fig.1. Din aceasta analiza rezulta urmatoarele aspecte importante:  tranzistoarele bipolare de putere sunt folosite din ce in ce mai putin;  IGBT devine cel mai utilizat dispozitiv semiconductor in domeniul puterilor medii;  in domeniul puterilor mici tranzistorul MOS ramane singurul concurent al tranzistoarelor bipolare cu grila izolata IGBT datorita vitezei lor de comutatie mai mari. Optimizarea procesului tehnologic de realizare al tranzistoarele bipolare cu grila izolata IGBT (optimizarea pe orizontala a structurii celulare a tranzistoarelor elementar, pe verticala a siliciului si controlul timpului de viata al purtatorilor de sarcina) conduce la imbunatatirea semnificativa a comportarii in conductie, prin scaderea tensiunii colector -emitor-saturatie, si comutatie, prin reducerea cozii de curent care apare la blocarea tranzistorului. 6

P[kW]

1999

P[kW]

2006

Tiristor

Tiristor 4

104

GTO

10

Bipolar

103

103

IGBT

102 101

f[khz]

101

102

MOS

0

-

10

10

1

10

102 104 105

GTO IGBT

MOS

101 101

f[khz]

100 101 102 103 104 105 106

1

Fig. 1 Evolutia domeniilor de utilizare a semiconductoarelor de putere Performantele superioare, randamentul mai bun si costul general al sistemului de actionare mai redus determina ca, in cele mai multe aplicatii de putere cu frecventa de comanda mai mica de 150khz, tranzistoarele IGBT sa inlocuiasca tranzistoarele MOS. Performantele tranzistoarele cu grila izolata IGBT mai pot fi imbunatatite in viitor. In prezent, caracteristicile acestui dispozitiv din generatia a treia si a patra (NPT-IGBT=Non-Punch-Through IGBT), fabricat de o structura “trench” a grilei, au atins valori limita de 6.5kV pentru tensiunea de strapungere directa, curenti de colector de 3500A si frecvente de lucru, pentru dispozitivele construite special, de zeci de kHz sau chiar sute de kHz. Se urmareste utilizarea lor si in aplicatiile de putere mare si foarte mare, cum ar fi aplicatiile de tractiune pentru vehicule, metrouri, trenuri, trenuri de mare viteza, unde sa inlocuiasca treptat tiristoarele cu blocare pe grila GTO. In prezent sunt disponibile pe piata semiconductoarelor de putere numeroase tipuri de dispozitive sau module. In plus, pentru fiecare tip in parte sunt diversi fabricanti sau ofertanti care pot deruta si mai mult un potential utilizator. Pentru a fi capabil sa aleaga din aceasta multitudine de variante, proiectantul trebuie sa posede o baza solida teoretica si practica in domeniu. In tabelul 1.2. sunt prezentate, comparativ, cele mai utilizate dispozitive semiconductoare de putere. Realizarea practica a unui sistem electronic de putere presupune alaturarea semiconductoarelor de putere din structura de forta a sistemului a unor circuite de comanda, precum si a unor scheme electronice analogice sau numerice de mica putere care sa indeplineasca functii de separare galvanica, functii de masurare a anumitor variabile din sistem (tensiuni, curenti, temperaturi etc) si functii de protectie, in cazul in care unele din aceste variabile depasesc valori admisibile. La mijocul anilor 90 a inceput sa se dezvolte un concept numit “Smart Power” care integreaza in acelasi modul structura de forta si microelectronica capabila sa asigure controlul elementelor de comutatie, sa monitorizeze variabilele importante, la nivelul modulului, sa dialogheze cu structurile ierarhice superioare prin canale separate galvanic si semnale compatibile TTL/CMOS, sa ia decizii de 7

autoblocare a dispozitivelor de putere in situatii de avarie, sa memoreze aceste situatii si sa semnalizeze aparitia acestora in exteriorul modulului. Potrivit acestui concept au fost fabricate dispozitive sau module de putere inteligente (Smart Power Devices) intr-o multitudine de structuri, adaptate la diferite aplicatii.

Tipul dispozitivelor

Pierderi in conductie

Pierderi in comutatie

Frecvente de lucru maxime

Tensiune

Curent

Putere de comanda

Tiristor

mici

mari

1kHz

6kV

3500A

mica

GTO

mici

mari

1kHz

6.5kV

4500A

medie

mici

mari

5kHz

2kV

800A

mare

mari

mici

200kHz

1.2kV

100A

mica

medii

medii

20kHz

6.5kV

2500A

mica

Tranzistor bipolar(BJT) Tranzistor MOSFET IGBT

Valori

maxime

Tabelul 1.2. Aceste dispozitive moderne, vin cu avantaje nete fata de dispozitivele clasice cum ar fi:  compactizarea si diminuarea gabaritului sistemului electronic de putere;  imunitatea sporita la perturbatii;  protectie la supratemperaturi si supracurenti;  reducerea inductantelor parazite si a emisiilor electromagnetice;  reducerea pierderilor in timpul functionarii;  asamblarea usoara si reducerea costului sistemului electronic de putere. O solutie de viitor in cresterea performantelor dispozitivele semiconductoare de putere este utilizarea unor materiale semiconductoare mai stabile la temperaturi inalte in comparatie cu siliciu. Aceasta ar putea fi carbura de siliciu (SiC) si intr-o perspectiva mai indepartata, diamantul. Dispozitivele semiconductoare de putere pe baza de carbura de siliciu au fost deja realizate. Sunt depasite testele de laborator si primele dispozitive au fost lansate pe piata. Testele arata avantaje deosebite, in special in ceea ce priveste temperatura inalta (app. 200C) la care poate lucra fara sa isi piarda calitatile. In consecinta, densitatile de curent si gabaritul unui asemenea dispozitiv, la un acelasi curent, diminuandu-se fata de un dispozitiv realizat cu siliciu. Ca si germaniu sau siliciu, carbonul este un element tetravalent. Structura cristalina a carbonului sub forma diamantului se aseamana cu structura cristalina a celor doua elemente semiconductoare clasice. Pentru a fi considerat un material semiconductor acceptabil in realizarea unor comutatoare electronice controlabile structura diamantului trebuie sa fie perfecta.

8

Nici cele mai pure diamante naturale nu pot fi utilizate in asemenea aplicatii. Diamantele artificiale obisnuite, obtinute prin sedimentarea vaporilor de carbon, nu se ridica nici ele la calitatile unui material semiconductor utilizabil. Doar realizarea unor conditii speciale in timpul sedimentarii pot fi fabricate diamante a caror structura cristalina permite o mobilitate a sarcinii pozitive mult mai mare decat mobilitatea sarcinii pozitive mult mai mare decat mobilitatea electronilor din structura cristalina a carburii de siliciu. Rezulta un material semiconductor cu o conductivitate mult mai mare decat a materialelor semiconductoare utilizate in prezent, deci pierderi in conductie mult mai reduse. In plus, diamantul are avantaje net superioare datorita campurilor electrice mai puternice, latimea de banda mai mare si rezistenta la temperaturi foarte ridicate. Se pot obtine astfel comutatoare statice de dimensiuni obisnuite care sa vehiculeze curenti de ordinul zecilor de kA, sa blocheze tensiuni de zeci de kV fara a recurge la o conectare a mai multor asemenea dispozitive in paralel, respectiv serie. Va fi comutatorul electronic aproape perfect. 1.2. Clasificarea dispozitivelor semiconductoare de putere In functie de modalitatea in care pot fi controlate (criteriul controlabilitatii) dispozitivele semiconductoare de putere pot fi incadrate in trei categorii: 1)Dispozitive necontrolabile - categorie formata din diodele putere care nu prezinta decat doua terminale de forta, fara terminal de comanda. Starea de conductie sau de blocare este dictata de felul in care sunt polarizate in circuit. 2)Dispozitive cu amorsare controlata - categorie in care sunt incluse tiristoarele si triacele. Tiristorul a fost primul dispozitiv semiconductor de putere cu trei teminale (anod, catod si grila). Pentru a intra in conductie un tiristor trebuie polarizat direct si comandat intre grila si catod cu un impuls scurt de curent. O data amorsata conductia, curentul de grila poate sa dispara deoarece dipozitivul ramane “agatat” in aceasta stare pana cand sunt intrunite conditiile de blocare, respectiv de polarizare inversa si o anulare a curentului prin acesta. Nu poate fi indusa starea de blocare prin comanda si din acest motiv se poate afirma ca tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere pe jumatate controlat. O structura asemanatoare cu tiristorul, dar care sa posede si facilitati de blocare prin comandate tiristorul cu blocare pe poarta tip GTO (Gate Turn-Off Thyristor) care este un dispozitiv din clasa celor mai complet controlabile. Triacul poate fi echivalat cu o structura formata din doua tiristoare conecta in antiparalel. 3)Dispozitive semiconductoare de putere controlabile - sunt elemente de comutatie care pot fi aduse in conductie si blocare prin comanda. Cu anumite exceptii (GTO si MCT) semnalul de deschidere trebuie aplicat continuu pe terminalul de comanda pentru a mentine starea de conductie a a acestora daca sunt polarizate direct. Blocarea se produce direct de la sine atunci cand semnalul de comanda este indepartat sau va scadea sub o anumita valoare de prag. In general se prefera blocarea lor cu semnale inverse de comanda pentru a avea siguranta ca nu se vor deschide accidental, situatie care poate conduce la aparitia unor scurtcircuite in convertoare. In functie de natura semnalului de comanda la randul lor dispozitivele controlabile pot fi separate in doua grupe distincte: 9

a) Dispozitive comandate in curent-care pot fi:  Tranzistoare bipolare de putere (bipolar Junction Transistors-BJT)- sunt dispozitive relativ lente pe durata tranzactiilor (pierderi mari in comutatie), dar au avantajul obtinerii unor stari de conductie profunde (pierderi mici in conductie).  Tranzistoarele cu blocare pe poarta (GTO) - sunt dispozitive utilizate in aplicatii de mare putere. Pentru comanda acestor dispozitive sunt utilizate impulsuri de curent, un dispozitiv de amplitudine mica pentru deschidere (la fel ca la tiristor) si un impuls negativ de amplitudine mare pentru blocare. b) Dispozitive comandate in tensiune - mai sunt numite si dispozitive semiconductoare de putere cu grila MOS (Metal-Oxide-Semiconductor) sau cu grila izolata. Avand in vedere calitatile incontestabile ale acestora (putere mica de comanda, frecventa mare de lucru etc.) cercetarile din domeniul semiconductoarelor de putere si eforturile tehnologice de fabricatie s-au indreptat cu precadere spre dezvoltarea lor. In continuare sunt prezentate cele mai utilizate dispozitive cu grila MOS care au avut rolul si au rolul cel mai important in evolutia electronicii de putere:  Tranzistoare MOSFET de putere (MOS Field Effect Transistors) - sunt dispozitive rapide (pierderi mici in conductie) si din acest motiv sunt utilizate in convertoare cu frecvente mari (zeci pana la sute de KHz). Dezavantajul lor consta in cresterea rapida a valorii rezistentei de conductie RDS(on) (parametru de catalog) odata cu cresterea tensiunii de lucru maxime pentru care au fost fabricate, ceea ce va conduce la pierderi importante pe durata conductiei. Din acest motiv nu sunt utilizate in convertoare de puteri mari.  Tranzistoare bipolare cu grila izolata IGBT (Insulated Gate Bipolar Tranzistor–IGBT) - este un tranzistor hibrid, o combinatie intre tranzistorul bipolar de putere de la care a luat calitatea conductiei unor curent mari fara pierderi importante si tranzistorul de tip MOSFET de la care a luat viteza relativ mare de comutatie. A rezultat un tranzistor care poate fi utilizat in convertoare de comutatie fortata de frecvente de lucru ridicate (KHz ÷ zeci de KHz) pana la puteri de ordinul zecilor de megawati.  Tiristorul controlat MOS (MOS controlled Thyristor-MCT) - este o structura semiconductoare multipla obtinuta prin conectarea in antiparalel a mii de celule identice. Fiecare celula implementeaza o combinatie dintre un tiristor si doua tranzistoare MOSFET complementare, astfel incat sa rezulte un element de comutatie controlabil. Starea de conductie poate fi indusa cu ajutorul unui impuls negativ fata de anod, iar starea de blocare cu ajutorul unui puls pozitiv. Un alt criteriu de clasificare al dispozitvelor semiconductoare de putere ar putea fi considerat numarul de caracteristici de blocare si de conductie realizate de dispozitiv. Acestea, definite in mod ideal, sunt ilustrate in sistemul de axe iT-uT din figura1.3. Pot fi evidentiate urmatoarele caracteristici si totodata stari ale dispozitivelor semiconductoare de putere:  caracteristica de blocare directa - este obtinuta atunci cand dispozitivul blocheaza tensiuni directe(pozitive). Nici un curent nu circula prin elementul de comutatie in aceasta stare;

10



 

caracteristica de conductie directa - este obtinuta atunci cand dispozitivul se afla in conductie totala preluand un curent pozitiv determinat de o tensiune de polarizare directa. Caderea de tensiune pe elementul de comutatie aflat in starea de conductie, in mod ideal, este zero. caracteristica de blocare inversa - este obtinuta atunci cand dispozitivul blocheaza tensiuni inverse (negative). Nici un curent nu circula prin dispozitiv in aceasta stare; caracteristica de conductie inversa - este obtinuta atunci cand dispozitivul poate sa conduca si curenti inversi, negativi. Aceasta caracteristica este specifica elementelor de comutatie bidirectionale. Caracteristica de conductie directa

Deschidere (blocare) directa comandata

Caracteristica de blocare inversa Caracteristica de blocare directa Deschidere (blocare) Inversa comandata

Caracteristica de conductie inversa

Fig. 1.3 Majoritatea dispozitivelor semiconductoare utilizate in electronica de putere nu pot obtine toate caracteristicile enumerate mai sus. Astfel, dispozitivele semiconductoare necontrolabile lucreaza doar pe doua caracteristici din figura 1.3, una de conductie si una de blocare. Dispozitivele controlabile incluse in celulele de comutatie prezinta cel putin trei caracteristici: caracterisitici de blocare directa si inversa precum si caracteristica de conductie directa. Dispozitivul semiconductor functionand in regim de comutatie poate fi (el indeplineste practic rolul unui intrerupator mecanic): -inchis sau in conductie, cand asigura trecerea unui curent important, care da nasterea unei caderi de tensiune pe el, care trebuie sa fie cat mai mica pentru ca pierderile sa fie neglijabile in raport cu puterea tranzitata; -deschis sau blocat, situatie in care curentul care-l strabate trebuie sa fie cat mai mic, in ciuda tensinunii de la bornele acestuia, astfel incat puterea consumata sa fie minima. In acest fel se asigura un randament ridicat al convertoarelor, randamentul fiind principalul criteriu de dimensionare al acestora. Urmarindu-se obtinerea unor performante deosebite cu privire la un anumit parametru de catalog, cum ar fi de exemplu, minimizarea caderii de tensine pe dispozitivul aflat in conductie, au fost concepute numeroase dispozitive cu grila MOS cum ar fi: a)dispozitivele cu grila MOS derivate din structura tiristorului:  MCT (MOS Controlled Thyristor)  EST (Emitter Switched Thyristor)  BRT (Base Resistence Thyristor) 11

 IGCT(Insulated Gate Controlled Thyristor)  DGMOS ( Dual Gate MOS Thyristor)  DGMCT (Dual Gate Mos -Controlled Thyristor) b)dispozitive cu grila MOS derivate din structura tranzistoarelor:  IEGT (Injection Enhaced Gate Transistor)  CSTBT (Dual Stored Trench-gate Bipolar Transistor) 1.3. Pierderi in dispozitive semiconductoare de putere Un aspect foarte important legat de funtionarea dispozitivelor semiconductoare de putere se refera la pierderi.Pierderile sunt o fractiune din energia electrica vehiculata prin dispozitiv care este retinuta de aceasta prin transformarea ei in caldura. Avand in vedere gabaritul relativ mic al dipozitivului (constanta termica redusa), acesta isi poate creste rapid temperatura, distrugandu-se termic. Cantitativ, aceste pierderi pot fi exprimate prin energia retinuta de comutatorul electronic pe durata unei secunde, valoare ce corespunde, defapt, puterii medii transformate in caldura. Pe durata blocarii unor tensiuni directe sau inverse, dispozitivele reale se comporta asemeni unui comutator ideal, deoarece curentii de scapari sunt neglijabili, de ordinul microamperilor. Puterea vehiculata prin dipozitiv in starea de blocare poate fi apreciata ca fiind zero si, in consecinta, nu apar pierderi pe durata intervalului de blocare. In schimb, odata declansata starea de conductie apare un curent important, de multe ori in prezenta unei caderi de tensiune uT diferita de zero. Aceasta va determina absorbtia unei puteri electrice instantanee de catre dispozitiv data de relatia: pT (t)=uT (t) iT (t) Puterea instantanee care determina pierderile in dispozitiv apare, atat pe durata tranzitiilor dispozitivului, cat si pe durata starii asezate de conductie. Pierderile aferente regimului stabilizat de conductie poarta denumirea de pierderi in conductie. Pot fi evidentiate doua situatii in care dispozitivele semiconductoare de putere comuta. In prima situatie se produce o comutare in sarcina (switch mode), atunci cand pe dispozitivul aflat in tranzitie vom regasi o cadere de tensiune importanta concomitent cu un curent descrescator (la blocare) sau un curent crescator (la intrarea in conductie). Din acest motiv, puterea instantanee la nivelul dispozitivului este diferita de zero si apar asa numitele pierderi in comutatie.Exista si pozibilitatea unor comutati usoare, fara pierderi (soft switching), a dispozitivelor semiconductoare obtinuta in convertoarele rezonante. In continuare vom lua in considerare comutatia in sarcina, deoarece este cea mai utilizata in practica isi este cea mai sugestiva din punct de vedere al pierderilor. Pentru a pune in evidenta factorii care influienteaza pierderile, se vor determina relatiile de calcul pornind de la formele de unda liniarizate ale curentului (iT) si tensiunii (uT) pe durata ciclului de functionare care include, pornind de la starea de blocare, intrarea in conductie, intervalul de conductie efectiva urmat de iesirea din conductie (figura 1.4.). Trebuie precizat ca pe durata comutatiilor formele de unda ale tensiunii de pe dispozitiv, respectiv ale curentului prin acesta, evolueaza in sensuri diferite, fie simultan, fie in foarte multe cazuri separat (exemplu:in celulele de comutatie cu diodele de recuperare din comutatia fortata). In cazul evolutiei

12

separate totdeauna regimul dinamic al curentului prin dispozitivul semiconductor de putere se desfasoara atunci cand tensiunea este ridicata pe acesta. La intrarea in conductie, intai va creste curentul de la valoarea zero la valoarea de regim ID dupa care tensiunea va scadea la valoarea de saturatie Uon iar la blocare, intai va creste tensiunea de la valoarea Uon la valoarea sursei Ud dupa care urmeaza scaderea curentului la zero. Pentru o apreciere generala a pierderilor la nivelul unui element de comutatie in timpul functionarii se va lua in consideratie acest din urma caz deoarece este acoperitor pentru orice situatie. Td(on)-timp de intarziere la deschidere ; tri-timp de crestere a curentului ; tfv -timp de cadere a tensiunii; tc(on) = tfi+ tfv -timp de comutatie; td(off) -timp de intarziere la blocare; trv-timp de crestere a tensiunii; tfi-timp de cadere a curentului; tc(off) = trv+ tfi –timp de comutatie la blocare; ton –timp de conductie; toff –timp de blocare, Tc = ton+ toff –perioada de comutatie; fc= 1/Tc - frecventa de comutatie. In diagrama evolutiei puterii instantanee pT(t) pot fi puse in evidenta urmatoarele energii consumate (energie = putere X timp arie) de catre dispozitiv intr-un ciclu de functionare Energia de comutatie la deschidere : Ec(on) = ½ Ud Id tc(on) (arie Ec(on)); Energia de comutatie la blocare: Ec(off) = ½ Ud Id tc(off) (arie Ec(off)); Energia de conductie: Eon =Uon Id ton (arie dreptunghi Eon); (lungime dreptunghi  ton deoarece ton >> tc(on)); Energia totala de comutatie consumata intr-un ciclu de functionare cuprinde, atat energia consumata pe durata deschiderii, cat si energia consumata pe durata blocarii: Ec =Ec(on)+ Ec(on)= ½ Ud Id (tc(on) + tc(off)) (1.2) Conform celor prezentate anterior, pierderile in comutatie reprezinta puterea medie pierduta la nivelul dispozitivului pe duratele comutatiilor sau, altfel spus energia totala de comutatie consumata pe durata unei secunde. Stiind ca intr-o secunda au loc fc perechi de tranzitie deschidere-blocare, se pot calcula pierderile in comutatie. PC=1/2 UD ID fc (tc(on) +tc(off) ) (1.3) Din relatia (1.4) rezulta ca pierderile in comutatie cresc proportional cu frecventa de comutatie si cu marimea timpilor de comutatie. Astfel, pentru a obtine o frecventa de lucru inalta a convertorului,in scopul diminuarii masei si gabaritului acestuia, trebuiesc alese dispozitive rapide (fast, ultra fast) cu timpi de comutatie foarte mici (tranzistoare de tip MOSFET). Pierderile in comutatie sunt date de puterea medie preluata de semiconductor pe intervalul in care acesta este ferm in conductie [1.1]: Pon= fc Eon = fc Uon Id ton = Uon Id ton /Tc = Uon Id DRC (1.4) unde DRC = ton /Tc este denumita durata relativa de conductie. Se observa ca pierderile in conductie sunt proportionale cu valoarea caderii de tensiune de pe dispozitivul aflat in starea conductie ferma Uon, cu valoarea curentului preluat de acesta Id si cu marimea intervalului de conductie relativ la durata ciclului de functionare DRC.

13

Comanda dispozitiv

Tc=1/fc Conductie (on)

t Blocare (off)

0

ton toff Ud

td(off)

UT , IT td(on)

Id

Uon 0

tri

t

tfi

trv

tfv

pT =UT IT Ud Id Ec(on) 0

tc(on)

Eon

Uon ID Ec(off ~ ton

t

) tc(off)

Fig.1.4. Formele de unda idealizate si pierderile de pe durata unui ciclu de functionare a unui dispozitiv semiconductor de putere controlabil Pentru ca un dispozitiv semiconductor de putere sa poata prelua un curent cat mai mare fara a depasi o anumita valoare a pierderilor de conductie trebuie sa fie caracterizat de o cadere de tensiune in starea de conductie cat mai mica (exemplu tranzistorul bipolar de putere). Pierderile totale la nivelul dispozitivului in timpul functionarii sunt date de suma pierderilor in comutatie si a pierderilor in conductie: Ptot = Pc + Pon Aceste pierderi sunt limitate de capacitatea de cedare a caldurii a ansamblului pastila semiconductoare-radiator si de temperatura maxima la care poate lucra dispozitivul fara a se distruge termic. 1.4. Definirea si structura convertoarelor electronice de putere Convertoarele electronice de putere numite si convertoare statice sunt module de baza ale sistemelor electronice de putere care pot vehicula puteri electrice de la ordinul zecilor de wati pana la ordinul zecilor de megawati. Definitie : Un convertor electronic de putere este un echipament care se interpune intre sursa de energie electrica si unul sau mai multi receptori cu rol de a controla cantitativ fluxul energetic si de a 14

realiza in acelasi timp o conversie statica prin care se pot modifica anumite caracteristici sau parametri ai energiei cum ar fi: marimea si forma de unda a tensiunii, natura curentului, numarul de faze, frecventa etc. in scopul adaptarii acestora la cerintele sarcinii. Procesul de conversie statica a energiei electrice este obtinut printr-o remodelare a undelor tensiunii. Astfel, din tensiunea aplicata la intrarea convertorului cu amplitudinea Ui, frecventa fi, si numarul de faze mi se obtine la iesirea convertorului o tensiune cu o alta forma avand amplitudinea Ue, frecventa fe si un numar de faze me. Constructia noilor forme de unda este obtinuta cu ajutorul unor elemente de comutatie electronice , a unor intrerupatoare statice, care pot intrerupe sau pot realiza continuitatea unei ramuri de circuit. Aceste comutatoare electronice mai sunt numite si ventile electrice sau dispozitive semiconductoare de putere. Prin unele convertoare sensul de circulatie al energiei electrice poate fi schimbat. In acest fel este inversat rolul intrarii cu cel ai iesirii, convertorul numindu-se reversibil sau bidirectional. Notiunea de reversibilitate are si conotatia schimbarii polaritatii tensiunii de la iesirea convertorului, iar notiunea de bidirectionalitate se refera si la posibilitatea schimbarii sensului sau fazei curentului prin convertor. Daca ne raportam la sistemul de axe tensiune-curent corespunzator partii de c.c. a unui convertor, se poate afirma ca acesta functioneaza intr-un singur cadran al planului electric daca permite circulatia puterii numai intr-un singur sens sau ca functioneaza in doua, respectiv patru cadrane daca permite inversarea sensului de circulatie al puterii electrice. Un convertor static cuprinde in general doua parti (fig. 1.5.):  parte de forta - cu o anumita structura realizata cu dispozitive semiconductoare de putere, dar si cu alte elemente de circuit cum ar fi condensatoare si inductante cu rol de filtrare sau protectie;  un bloc de comanda si control - cu rol de a furniza semnale de comnda pentru dispozitivele semiconductoare de putere, regla sau controla anumite variabile din sistem si nu in ultimul rand de a implementa functii de protectie asociate partii de forta. SURSA Convertor electronic de putere

BLOC DE COMANDA SI CONTROL

Ui fi, mi

STRUCTURA DE FORTA

Ue ,fe, me RECEPTOR

Fig. 1.5. Schema bloc functionala a unui convertor electronic de putere In electronica de putere notiunea de comutatie poate avea un sens mai larg decat simpla trecere din starea blocat in starea de conductie si viceversa a dispozitivelor semiconductoare. 15

Sensul extins al comutatiei are semnificatia trecerii curentului electric de pe o ramura de circuit pe o alta ramura ca efect al schimbarii starii de conductie ale dispozitivelor semiconductoare de putere de pe cele doua ramuri. Din punct de vedere pot fi evidentiate doua tehnici de comutatie utilizate in electronica de putere:  Comutatia naturala - la care trecerea curentului de pe o ramura pe o alta ramura de circuit se face natural (de la sine) dupa deschiderea unui dispozitiv aflat pe ramura care urmeaza sa preia curentul sub “presiunea” unei tensiuni de comutatie. Este comutatia utilizata in structurile de forta realizate exclusiv cu dispozitive semiconductoare de putere fara capacitate de blocare (diode, tiristoare, triace). Aceste dispozitive nu pot intrerupe singure curentul pe o ramura de circuit odata aduse in conductie. Pentru a comuta curentul se recurge la o tehnica de deviere prin crearea unei diferente de potential de catre tensiunea de comutatie care sa ajute la diminuarea curentului de pe ramura care a circulat si la cresterea valorii acestuia pe noul traseu. O comutare ciclica a curentului intre doua sau mai multe ramuri de circuit poate avea loc daca tensiunea sau tensiunile de comutatie sunt alternative. Din acest motiv comutatia naturala poate avea loc in structurile de forta conectate la tensiuni alternative.  Comutatia fortata - la care trecerea curentului de pe o ramura pe alta de circuit se face fortat prin blocarea dispozitivului de pe ramura initiala. Intr-un circuit prevazut cu inductante circulatia curentului nu poate fi intrerupta brusc prin acesta. Astfel in momentul opririi fortate a curentului intr-o bucla de circuit inductanta cauta o ramura de descarcare pentru a intretine circulatia curentului pana ce se descarca toata energia acumulata in campul sau electromagnetic. Aceste proces de comutatie fortata se desfasoara intre o ramura care contine un dispozitiv semiconductor avand o capacitate de blocare (ex. Dispozitiv de tip tranzistor) si o ramura ce contine o dioda de descarcare sau de recuperare. Tensiunea de alimentare a structurilor de forta care functioneaza in comutatie fortata poate fi si continua. Partea de comanda si control a convertoarelor statice poate include circuite microelectronice pentru comanda dispozitivelor semiconductoare de putere si microstructuri numerice care permit un control al procesului de conversie statica, precum si comunicarea cu alte echipamente de control ierarhic superioare. La randul lor circuitele de comanda, pe langa functia de baza de a furniza semnale de comanda adecvate fiecarui tip de dispozitiv, pot avea si alte functii cum ar fi: de separare galvanica, de comunicatie cu structura de control a convertorului, de protectie la diferite perturbatii care pot apare in aria pe care o gestioneaza etc. 1.5 Clasificarea convertoarelor electronice de putere Sunt mai multe criterii de clasificare a convertoarelor electronice de putere.Acestea pot fi:  Regimul de comutatie  Tipul conversiei energiei si functiile lor externe  Tipul comutatiei folosite in structura de forta  Existenta sau nu a separarii galvanice intre intrare si iesire  Natura sarcinii si tipul de filtru utilizat la iesire 16

 Rolul convertorului si posibilitatea reglarii iesirii  Numarul de cadrane in care functioneaza. Se împart în două tipuri ;  contactoare statice de curent alternativ  contactoare statice de curent continuu. Multe din aceste criterii nu pot realiza o clasificare exacta a convertoarelor deoarece vor fi gasite exceptii care afecteaza precizia clasificarii. De exemplu, daca se ia in discutie tipul conversiei, redresorul comandat cu tiristoare, poate fi incadrat, atat in categoria redresoarelor, cat si in categoria invertoarelor, in funtie de valoarea unghiului de comanda. Din punct de vedere al regimului de comutatie convertoarele statice pot fi grupate in:  convertoare fara comutatie;  convertoare in comutatie naturala sau in comutatie externa;  convertoare in comutatie fortata sau in comutatie proprie (interna). Dupa functiile lor externe (parametrii electrici de la intrare la iesire) din punct de vedere al conversiei energiei convertoarele statice pot fi grupate in:  Variatorul de tensiune alternativa (convertorul alternativ alternativ) - converteste un sistem c.a. intr-un alt sistem de c.a. avand aceasi frecventa cu primul, fluxul de energie fiind orientat de la sistemul de c.a. de intrare spre sistemul de c.a. de iesire.  Convertorul direct de frecventa sau cicloconvertorul (convertor alternativ-alternativ) converteste un sistem c.a. de tensiune, frecvente si numar de faze date intr-un alt sistem de c.a. de tensiune, frecventa si numar de faze cerute, fluxul de energie fiind orientat de la sistemul de c.a. de intrare spre sistemul de c.a. transformat.  Redresorul (convertor alternativ-continuu) - converteste un sistem de curent alternativ intr-un sistem de curent continuu, fluxul de energie avand sensul de la sistemul altenativ la cel continuu.  Invertorul autonom (convertor continuu-alternativ) - transforma un sistem de curent continuu intr-un sistem de curent alternativ, fluxul de energie va trece de la partea de curent continuu la cea de curent alternativ.  Variatorul de tensiune continua sau Chopper-ul(convertor continuu-continuu) - realizeaza conversia unui sistem de curent continuu de tensiune si polaritate data intr-un sistem de curent continuu de alta tensiune si polaritate ceruta. Fluxul de energie trece de la sistemul de c.c. de intrare spre sitemul de c.c. de iesire.  Convertor indirect de frecventa (convertor alternativ-alternativ) - transforma un sitem de c.c. intr-un alt sistem de c.a. folosind un circuit intermediar in c.c. Convertorul este realizat dintrun redresor pe partea de intrare si un invertor autonom pe partea de iesire.  Convertor indirect de tensiune continua (convertor continuu-continuu) - transforma un sistem de c.c. intr-un alt sitem de c.c. folosind un circuit intermediar de c.a. Convertorul prezinta o clasificare a celor mai importante convertoare in functie de modul de comutatie si de conversie de energie. 17

Convertor de frecventa cu circuit intermediar in c.c.

~==

~

Cicloconvertor

~

~

Variator de tensiune alternativa

Invertor autonom

~

~ ~

=

~ Redresor

~

~

=

Variator de tensiune continua (chopper)

=

=

=

Convertor de tensiune continua cu circuit intermediar in c.a.

=

~

~

=

=

Fig. 1.6 Principalele posibilitati de conversie a energiei electrice cu ajutorul convertoarelor statice In figura 1.6 sunt prezentate principalele posibilitati de conversie a energiei cu ajutorul convertoarelor statice de putere, iar in figura 1.7 este prezentata o clasificare a celor mai importante convertoare in functie de modul de comutatie si de conversie a energiei. Convertoarele statice sunt utilizate, cu precadere, in: sistemele de producere, transport si distributie a energiei electrice (interconexiunea elastica a doua sisteme electrice de frecvente diferite, transportul energiei electrice la doua sisteme electrice de frecvente diferite, transportul energiei electice la tensiune inalta continua, compensatoare statice de putere etc.); actionari electrice industriale (comanda masinilor electrice de c.c., asincrone si sincrone);masini unelte (comenzi numerice si secventiale); tractiunea electrica (alimentarea motoarelor de tractiune; reglajul pornirii, vitezei, franarii etc.); procese chimice (electroliza, galvanizare) si metalurgice (alimentarea cuptoarelor electrice) etc. Sfera larga de utilizare a convertoarelor statice se explica prin aceea ca ele permit realizarea aplicatiilor electrice cu parametri tehnico-economici superiori (fiabilitate ridicata, randament mare, caracteristici de reglare bune, gabarit redus, functionare silentioasa si exploatare simpla etc.), aplicatiilor folosite anterior. In prezent, peste 60% din energia electrica produsa in centralele electrice este tranzitata de convertoarele statice, valoare care va creste in urmatorii ani. O clasificare a convertoarelor poate fi obtinuta daca se ia in considerare modalitatea de comutatie a dispozitivelor din structura de forta. Conform acestui criteriu pot si puse in evidenta urmatoarele clasa de convertoare: a)Convertoare cu comutatie naturala - care utilizeaza, in mod obisnuit semiconductoare de putere 18

ce nu pot fi blocate prin comanda: tiristoare (convertoare comandata) sau diode (convertoare necomandate). Modalitatea lor de blocare se bazeaza pe principiul comutatiei naturale a curentului care poate fi implementat practic daca una din cele doua parti ale convertorului, intrarea sau iesirea, este conectata la o sursa de tensiune alternativa. Posibilitatile de conversie ale acestor convertoare pot fi: alternativ-continuu, continuu-alternativ si alternativ-alternativ. In marea majoritate a cazurilor partea de c.a este chiar reteaua de alimentare cu energie electrica. Convertoarele conectate la aceste linii de distributie poarta denumirea si de convertoare de linie sau convertoare cu comutatie de la retea. Frecventa de lucru a tiristoarelor si diodelor din structura convertoarelor cu comutatie naturala este joasa (fixata de frecventa tensiunii alternative). Din acest motiv, pentru a obtine o filtrare eficienta a tensinilor sau a curentilor trebuie utilizate filtre importante care vor mari masa, gabaritul si pretul acestor convertoare. CONVERTOARE STATICE Fara comutatie Contactor de c.a.

In comutatie naturala

Redresor

Contactor de c.a.

Invertor

Convertor de curent

In comutatie fortata Contactor de c.c. Variator de c.c. Invertor

Convertor de curent bidirectional

Convertor direct de frecventa

Convertor de frecventa cu circuit intermediar

Convertor de frecventa cu circuit intermediar

Fig. 1.7. Clasificarea convertoarelor statice dupa modul de comutatie si conversie b)Convertoare cu comutatie fortata - in structura carora sunt utilizate dispozitive semiconductoare controlabile care pot fi aduse in conductie si blocate prin comanda. Acestea realizeaza o comutatie fortata a curentului comutand de fiecare data in sarcina, permitand sau intrerupand circulatia unui curent diferit de zero printr-o ramura de circuit. Se poate vorbi de o comutatie in sarcina a dispozitivelor. Frecventa de 19

lucru a acestor elemente de comutatie este, de regula, mult mai mare decat frecventa liniei. Este o trasatura foarte importantta deoarece determina o reducere considerabila a gabaritului si masei convertoarelor cu comutatie fortata in comparatie cu cele care lucreaza in comutatie naturala. In ciuda freventei de lucru inalte, la iesirea convertorului se obtin tensiuni continue sau alternative avand o frecventa comparabila cu frecventa retelei. c)Convertoare rezonante - in structura carora dispozitivele lucreaza cu asa numita comutatie usoara, fara pierderi, in scopul obtinerii unei frecvente de lucru foarte mari (sute kHz÷MHz). Comutatia usoara poate fi realizata cu ajutorul unor circuite rezonante atunci cand, fie tensiunea pe dispozitiv, fie curentul prin aceasta se anuleaza, fie ambele variabile devin zero. Astfel, pierderile pe dispozitive in timpul comutatiei tind spre zero. Au fost concepute numeroase tipuri de convertoare rezonante care pot realiza fie conversie continuu-continuu, fie conversie continuu-alternativ a energiei electrice. Convertoarele electronice de putere se mai pot clasifica functie de cerintele receptorului sau ale sarcinii electrice legate la iesire, acestea putand fi de urmatoarele feluri:  Convertoare cu sau fara separare galvanica - asigura sau nu izolarea electrica a iesirii convertorului de intrarea acestuia. Separarea galvanica se impune in anumite aplicatii pentru a proteja sarcina convertorului, de a opri propagarea perturbatiilor in ambele directii sau din considerente de protectia muncii. Elementele de separare galvanica utilizate sunt transformatoarele de retea sau transformatoarele de inalta frecventa care permit, totodata si o adaptare a nivelului tensiunii intre cele doua parti. Daca transformatorul face parte integranta din structura de forta a convertorului se poate vorbi de un convertor cu separare galvanica.  Convertoare cu filtre de curent sau filtre de tensiune - cu ajutorul carora se imbunatateste calitatea conversiei. Deoarece conversia statica a energiei electrice se face prin remodelarea formelor de unda ale tensiunilor, in foarte multe aplicatii sarcina impune, fie o filtrare a tensiunii, fie o filtrare a tensiunii, fie o filtrare a curentului. Sunt utilizate aproape in exclusivitate filtrele pasive, capacitive sau capacitiv-inductive pentru filtrarea tensiunii si inductantei pentru filtrarea curentului. Filtrele sunt atasate, de obicei la iesirea convertoarelor sau, in cateva situatii, fac parte integranta din structura de forta a acestora. Este foarte important de cunoscut tipul filtrului utilizat deoarece acesta impune comportamentul sau functionarea convertorului.  Convertoare comandate sau necomandate - aceasta impartire evidentiaza posibilitatea controlului parametrilor energiei electrice de la iesirea convertoarelor statice. In cazul convertoarelor realizate cu dispozitive fara terminal de comanda (diode) variabilele de iesire (tensiune, curent, putere) depind exclusiv de variabilele de la intrare si de la marimea sarcinii. Utilizand dispozitive cu terminal de comanda, variabilele de iesire pot fi controlate in sensul reglarii sau stabilizarii lor. Din acest punct de vedere, pot fi puse in evidenta doua categorii de convertoare comandate : Convertoare stabilizatoare – la valoarea tensiunii de iesire este mentinuta constanta cu o anumita precizie; Convertoare cu iesire reglabila – la care variabilele de iesire, in special tensiunea, pot fi regalte intre doua limite date.

20

 Convertoare unidirectionale sau bidirectionale – se refera la capacitatea convertoarelor de a vehicula energia electrica in unul sau doua sensuri. Daca iesirea convertorului este de c.c. in sistemul de axe tensiune –curent, convertoarele unidirectionale functioneaza intr-un singur cadran, iar cele bidirectionale (reversibile) in 2 sau 4 cadrane.

21

CAPITOLUL II DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE In capitolul 2 se doreste prezentarea celor mai utilizate dispozitive electronice folosite in electronica de putere actuala. Va fi analizata structura semiconductoare a acestora, schema echivalenta a dispozitivelor complexe, caracteristicile statice, caracteristicile dinamice, zona de functionare sigura, etc. Principalele dispozitive semiconductoare de putere intalnite in schemele electrice ale echipamentelor electronice de putere sunt: dioda, tiristorul, triacul, tiristorul cu blocare pe poarta (GTO), tranzistorul bipolar de putere, tranzistorul cu grila izolata (IGBT), tiristorul controlat MOS (MCT). 2.1. Tipuri de diode de putere Rolul diodelor poate fi diferit in functie de tipul structurii in care sunt integrate. Pornind de la aceasta necesitate s-au conceput si fabricat diferite tipuri de diode avand performante specifice, apropiate cerintelor locului de utilizare. Astfel, pot fi intalnite urmatoarele tipuri de diode in electronica de putere:  dioda redresoare – sunt diode relativ lente utilizate la frecvente joase ale retelelor de alimentare. Performantele de functionare sunt date de tensiunile mari la care pot lucra si de caderea de tensiune mica in starea de conductie. Aceasta din urma calitate determina pierderi mici in conductie, de unde rezulta posibilitatea preluarii unor curenti foarte mari. In prezent sunt realizate diode redresoare avand curenti nominali de pana la 3500A si tensiuni de peste 6kV. Aria de aplicatii cuprinde redresoarele necomandate si redresoarele semicomandate conectate la reteaua de distributie a energiei electrice.  Dioda de comutatie – sunt diode rapide destinate a lucra in convertoare cu comutatie fortata. Rolul acestora este de a deschide cai de descarcare pentru energiile acumulate in inductante comutate. Din acest motiv mai sunt numite si diode cu descarcare sau roata libera. Pentru a evita supratensiunile de comutatie, rapiditatea acestor diode trebuie sa fie mult mai mare sau cel putin egala cu a dispozitivului controlabil insotit. De obicei, firmele producatoare integreaza sub forma de modul tranzistoare de putere impreuna cu diodele de descarcare adecvate. In modulele „brat de punte”, punte „h” sau punti trifazate, fiecare tranzistor este insotit din fabricatie de cate o dioda de comutatie in antiparalel. Si aceste diode pot fi realizate in prezent pentru tensiuni de ordinul kV si curenti de ordinul kA.  dioda shottky –sunt diode realizate pe baza jonctiunilo r metal-semiconductor caracterizate printr-o cadere de tensiune mai mica in starea de conductie (app. 0.3V). Sunt preferate in aplicatiile in care se lucreaza cu tensiuni joase pentru a evita o diminuare semnificativa a acestora la iesirea convertoarelor. Tensiunile inverse maxime obtinute din procesul de fabricatie pentru diodele Shottky sunt cuprinse in gama 75 ÷100V. 22



dioda FRED (Fast Recovery Epitaxial Diode) – au viteze mari de comutatie si caracteristica lina de revenire pentru a minimiza pierderile la comutatie. Produsele lucreaza in gama 200-1200V si 15-100A.

2.1.1 Dioda de putere Structura diodei are o jonctiune pn a carei comportare este bine cunoscuta in literatura de specialitate (fig. 2). Cand anodul este pozitiv fata de catod, prin dioda trece un curent de sarcina apreciabil. Cand catodul este pozitiv, jonctiunea pn este blocata si permite trecerea unui curent invers foarte mic, de ordinul a cativa mA (In). K

SiO2

K

Anod

p A

10µm

p+(1017/cm3)

n

A

Metal (Al)

+ -

n-

Regiune de drift 1014/cm3

n+

Substrat catod 1017/cm3

Catod

Grosime dependenta de tensiunea inversa maxima 250µm

Metal (Al)

Fig 2. Structura si simbolul diodei Caracteristica statica curent-tensiune prezentata in figura 2.1 este compusa din doua ramuri: ramura 1 corespunde conductiei diodei polarizata direct, iar ramura 2 blocarii diodei polarizata invers. Tensiunea nominala de blocare UR0 este tensiunea inversa de durata admisibila la blocare la forma sinusoidala a tensiunii de alimentare. Curentul nominal IAF. este valoarea medie a curentului admisibil de durata, in conductie directa pe dioda apare o cadere de tensiune, care la diodele cu Si poate fi de 1...1,5 V. Caracteristicile de conductie si blocare depind de temperatura jonctiunii. Temperatura maxima admisibila la blocarea diodei este de 150.....200 °C. Diodele de putere cu Si pot avea tensiunea de blocare de ordinul kV, iar curentul de durata poate sa ajunga pana la 1000 A.

23

I Caderea de tensiune directa

UAK

VBR Curent rezidual (IR) 0.6V Strapungerea la Polarizare inversa

Fig. 2.1 Caracteristica statica curent - tensiune Comutatia diodei. Procesul de comutatie a diodei este caracterizat de o etapa de trecere si una de blocare. La conectare, procesul de comutatie este destul de scurt pana cand apare curentul de conductie datorita injectarii purtatorilor de sarcina prin jonctiune din zona puternic dopata. La deconectarea unei diode curentul nu devine zero, la trecerea prin zero se duce mai departe in sens negativ (fig. 2.2), pana cand zona de baza a purtatorilor de sarcina este eliberata si tensiunea de blocare poate fi preluata de aceasta zona. Aceasta este denumita capacitatea de blocare a diodei. Dupa trecerea timpului de acumulare (ta), curentul invers scade cu o panta mare si dioda preia tensiunea de blocare. Timpul de revenire al diodei s-a notat cu trr iar tensiunea maxima inversa, care apare pe dioda, cu Ur max. U

I tRR ta t

t

QRR IRRM/4

UR URmax

IRRM Fig. 2.2 Variatia in timp a curentului si tensiunii anodice in regim de blocare a diodei In figura 2.2 suprafata hasurata reprezinta cantitatea de sarcina Qrr care trebuie eliminata din jonctiune pentru ca dioda sa-si recastige proprietatea de blocare. Qrr creste odata cu cresterea curentului care se comuta si cu panta de scadere a curentului (dia/dt). 24

2.1.2 Dioda Schottky Dioda Schottky, al carei simbol este prezentat in fig.2.3, are o jonctiune de tip metal (aur, argint, platina) – semiconductor (Si-n), acesta din urma fiind slab dopat.

Fig.2.3 Structura si simbolul diodei Schottky Atunci cand metalul este la un potential pozitiv fata de semiconductor dioda intra in stare de conductie la o tensiune de aproximativ 0,35V (mai mica decat in cazul unei diode obisnuite). Electronii din semiconductor, traversand jonctiunea, ajung in metal unde nu se vor deosebi cu nimic de electronii de conductie ai acestuia. In metal, ei nu mai sunt purtatori minoritari asa cum ar fi intr-un semiconductor de tip p. Astfel ei isi pierd “personalitatea” si, la schimbarea polaritatii, este indiferent care electroni se intorc in semiconductor, cei ai semiconductorului sau cei ai metalului. De aceea viteza de comutatie din starea de conductie in starea de blocare este cel putin cu un ordin de marime mai mare decat cea a unei diode obisnuite. Timpul de comutatie al unei diode Schottky este de aproximativ 50ps. Deoarece nu exista purtatori minoritari, curentul invers prin dioda este nul. Fiecare dispozitiv semiconductor trebuie sa aiba conexiuni metalice cu elementele de circuit exterioare lui. Conexiunea semiconductor – metal trebuie sa fie ohmica si nu redresoare. Pentru aceasta, ele se realizeaza prin interpunerea intre semiconductor si metal a unui strat semiconductor cu gradient de densitate de dopaj. Densitatea este foarte mare (ca a metalului) in zona contactului cu metalul si scade treptat spre semiconductor. Diodele Schottky pot lucra la frecvente mari numai daca elementele lor parazite sunt foarte mici. 2.1.3 Dioda FRED (Fast Recovery Epitaxial Diode) Structura acestui tip de dioda are la baza un substrat n+ puternic dopat. Peste acesta, prin crestere epitaxiala, se realizeaza un stra n- slab dopat jonctiunea pn se formeaza prin difuzia unei regiuni p puternic dopate. 25

Fig. 2.4 Structura si simbolul diodei FRED Pentru operarea la frecvente inalte se reduce timpul de recombinare a purtatorilor minoritari prin iradiere (cu electroni, protoni sau particule alpha) sau dopate cu metale grele (aur platina). Efectele secundare ale acestor procese conduc la:  Cresterea caderii de tensiune in conductie;  Caracteristica de recuperare „hard”. Diodele cu aur sunt cele mai performante, fiind caracterizate de :  Recuperare soft intre -40C ÷ +150C;  Lipsa tendintei „snap-off” chiar diF/dt foarte mare (>800A/µs);  IR mai ridicat (singurul dezavantaj), dar in majoritatea aplicatiilor pierderile datorate acestuia sunt mici comparativ cu cele datorate recuperarii inverse si lui IF. In figura 2.5 este prezentat timpul de recuperare invers pentru cele mai performante tipuri de diode. Diodele se pot utiliza la frecvente mici de comutare, in timp de diodele dopate cu aur si cele Schottky pot opera la frecvente inalte.

IF

0

.. 1 IR

0.2

0.4

0.8

1

1.2

1.4 TRR

3

2 4

Fig 2.5. Forma curentului Irr si durata procesului de comutatie inversa trr 1-diode schottky si diode epitaxiale ultrarapide; 2- diode dopate cu aur; 3- diode cu recuperare „hard”; 4- diode cu recuperare standard. Aplicatiile tipice ale diodelor FRED sunt:  diode de nul in convertoare si circuite de comanda a motoarelor  diode utilizate in circuite snubber (e esential ca Vff sa fie cat mai mica; cele mai performante diode pentru aceasta aplicatie sunt cele epitaxiale ce asigura o tensiune de

26

 

varf VFF de doua ori mai mica decat cea oferita, in aceleasi conditii, de diodele dopate cu aur); diode conectate in antiparalel cu dispozitive care comuta la frecvente ridicare; diode redresoare utilizate in sursele de alimentare in comutatie si in sursele de alimentare neintreruptibile.

2.2. Tiristorul Tiristorul obisnuit este un dispozitiv semiconductor de putere cu o mare capacitate in curent si tensiune, care face ca utilizarea lui in convertoare sa aiba inca o raspandire foarte mare. Grila (G) p+

J1

Catod (K) P2

p+

n-

J2

10µm 30-100µm

P1

50-1000µm

p+

30-50µm

A

IA

K

J3

Anod

G VAK

Fig. 2.6 Structura si simbolul tiristorului Uneori acest tiristor este denumit si SCR – redresor semiconductor cu control (semiconductor controlled rectifier). Caracteristica principala a acestui dispozitiv consta in faptul ca poate fi comandat pe poarta pentru intrarea in conductie, fara a avea posibilitatea de a bloca conductia printr-o comanda asemanatoare. Simbolul tiristorului este asemanator cu simbolul diodelor, pe langa terminalele de forta anod (A) si catod (K) apare terminalul grilei notat cu “G” fig.2.6 2.2.1. Clasificarea tiristoarelor Tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere cu terminal de comanda numit grila sau poarta. Denumirea de tiristor isi are originea in similitudinea functionarii cu a unei triode cu gaz: tiratron transistor. Dupa realizarea sa practica in anul 1956 si pana in anii ´80 ai secolului XX tiristorul a fost liderul incontestabil al dispozitivelor semiconductoare de putere cu electrod de comanda. Structura de baza utilizata in electronica de putere este structura pnpn produsa, de Shok1ey polarizata direct, prezinta o caracteristica tensiune-curent proprie elementelor de comutatie, cu doua stari stabile: blocare si conductie. In stare blocata, structura pnpn poate suporta tensiuni de ordinul miilor de volti, iar in conductie suporta curenti de sute de amperi, cu caderi de tensiune redusa pe borne. Prin adaugarea unor straturi suplimentare structurii pnpn, s-au obtinut dispozitive cu conductibilitate bilaterala.Aceste 27

dispozitive, cu mai mult de doua jonctiuni, care poseda caracteristicile principale ale structurii pnpn, sunt numite in literatura americana tiristoare , iar in tara noastra dispozitive multijonctiune. Functionarea tiristorului implica existenta unui circuit de comnda pe grila care sa furnizeze semnale corespunzatoare de amorsare. Deoarece conditiile mentinerii unei polaritati directe tiristorul ramane „agatat” in starea de conductie chiar daca semnalul de comanda dispare este indicata o comanda in impulsuri cu anumite amplitudini si durate. In functie de cerinte, sunt disponibile pe piata mai multe tipuri de tiristoare dupa cum urmeaza:  Tiristoare controlate in faza - utilizate in structurile electronice conectate la retele de c.a. unde vor lucra la frecventa joasa a linii. Sunt dispozitive de tensiuni si curenti mari.  Tiristoare cu timpi mici de blocare - utilizate in structurile ce functioneaza in comutatie fortata. Sunt dispozitive mai rapide decat cele redresoare avand tinmpi de blocare de ordinul zecilor de µs.  Tiristoare activate optic - utilizate la tensiuni inalte. Pot fi comandate prin fibra optica care dirijeaza fluxul luminos de o anumita lungime de unda in zona mediana a struturii semiconductoare. Aici fluxul luminos genereaza perechi goluri electroni care amorseaza tiristorul. Realizări constructive ale tirstorului convenţional:  Tiristoarele se realizează în următoarele tipuri principale :  (1)- Tiristoare pentru aplicaţii la frecvenţa reţelei (50Hz sau 60Hz)  (2)- Tiristoare pentru invertoare  (3)-Tiristoare cu blocare asistata de poarta (ASCR)  (4)-Tiristoare asimetrice  (5)-Tiristoare cu conducţie inversă (RCT)  (6)-Tiristoare cu comandă optică (optotiristoare)  (7)-Tiristoare cu blocare pe poartă (GTO) În continuare sunt comentate principalele caracteristici, utilizand următoarele notaţii pentru mărimile :  IT - curentul anod-catod, cînd tiristorul este în conducţie;  VT - căderea de tensiune VAK, cînd tiristorul este în conducţie;  VGT - tensiunea apilcată între grilă şi catod VGK;  IGT - curentul absorbit de grilă cînd tiristorul este în conducţie;  VDRM = VB0 – tensiunea maximă în sens direct (VAK > 0) care nu determină amorsarea fără comandă pe grilă;  VRRM - tensiunea inversă (VAK < 0) maximă – de strărungere ;  PD - puterea maxim disipată;  dVAKdt - viteza maximă de creştere a tensiunii anodice;  dITdt - viteza maximă de creştere a curentului anodic;  tc - timpul de comutare în conducţie (din blocare);  tq - timpul de blocare (comutare din conducţie în blocare). 28

1) Tiristoarele pentru aplicaţii la frecvenţa reţelei sunt utilizate în circuite la care blocarea se efectuează prin comutaţie naturala, adică blocarea dispozitivului are loc la trecerea prin zero a curentului anodic.  Au o viteză redusă de comutaţie (tc =15s ; tq =300 s) ceea ce face ca să aibă o cădere mică de tensiune în conducţie VT2,3 V.  Curentul în sens direct este IT= 5,…,3000 A.  Tensiunea pe poartă pentru amorsare VGT3V la curenţi IGT 1A.  Tensiunea inversă maximă VDRM=VRRM4kV.  dVAKdt=50,...,1000 Vs ; dITdt < 50 As ; 2)Tiristoarele pentru invertoare sunt utilizate în circuite alimentate cu tensiune continuă, motiv pentru care se construiesc cu timpi de blocare mici din domeniul tq=5,...,50s.  IT  1500 A ;VRRM  1200 V ; VDRM=VBO 2500 V 3)- 4)Tiristoarele asimetrice şi tiristoarele cu blocare asistată pe poartă au posibilitatea de a bloca numai tensiunea aplicată la polarizarea directă VDRM=VBO2 kV , pentru curenţi IT400A.  La polarizarea inversa (VAK0 ) tensiunile de blocare au valori foarte mici.  Asistarea pe poartă constă în aplicarea unui impuls negativ pe poarta IGT1 A (VGT= 4,...,- 8 V) în momentul cand tiristorul trece din conducţie în blocare. 5)Tiristorul cu conducţie inversă are la polarizarea directă caracteristica statică a tiristorului iar la polarizarea inversă are caracteristica statică a unei diode în conducţie. Lucrează la frecvenţe de comutare mari 20kHz. 6) Tiristorul cu comandă optică (Optotiristorul) poate fi amorsat prin iluminare pentru lungimi de undă din domeniul =0.85,...,1m. Rolul grilei este jucat de fibra optică prin care se transportă lumina. Puterea optică pentru comanda tiristorului este  0.2 mW.Alte caracteristici:  IT1500A ; VDRM=VRRM 4kV;  dVdt=1500,..,2000 Vs ,; didt = 250 As. 7)Tiristorul cu blocare pe poarta (GTO) amorsează prin semnal pozitiv aplicat pe poartă şi se blochează cu semnal negativ pe poartă (chiar daca VAK  0). Necesită putere de comandă mult mai mare decat cea necesară pentru un tiristor.  Spre exemplu pentru IT=500 A (VT=1.9 V) este necesar un curent IGT=250 mA la VGK=6 V, comutarea efectuandu-se în tc =12 s.  Valori maxime IT=2000 A ; VRRM = 16 V;VDRM=4500 V; VT=2V; IGT=0.8 A; tq = 30s; tc =12s . Principalele directii de cercetare ale tiristoarelor sunt:  tensiuni de blocare cat mai inalte;  curent direct cat mai mare;  panta admisibila di/dt cat mai mare;  panta admisibila du/dt cat mai mare;  timp de blocare cat mai scurt; 29

 

putere de comanda cat mai redusa; frecvente de lucru cat mai inalte.

2.2.2. Structura si caracteristica statica tensiune-curent Structura unui tiristor se compune din patru straturi semiconductoare in serie pnpn, formand astfel trei jonctiuni, cum este aratat schematic in figura 2.7.a. Cele doua straturi din mijloc (N2 si P3) sunt mai slab dopate decat straturile marginale (P1 si N4). Tiristorul in executie normala are trei electrozi: anodul A asezat pe stratul p marginal (P1), catodul K asezat pe stratul n marginal (N4) si electrodul de comanda sau grila G (se mai utilizeaza si denumirea de poarta) care este in contact cu stratul p dinspre catod (P3). In figura se arata polarizarea directa, a tiristorului, adica anodul este cuplat la polul pozitiv, iar catodul la polul negativ al sursei de alimentare de tensiune U. Jonctiunile pn pot fi inlocuite cu o schema echivalenta compusa din trei diode in serie ca in figura 2.7. b . J21 J23 J43 A K P1 N2 P3 N2 G RS

US

k k Ug

a) b) Fig. 2.7 a) structura semiconductoare cristalina a tiristorului b) schema echivalenta realizata cu diode legate in serie Tiristorul in domeniul curentilor mari anodici se comporta ca o dioda direct polarizata. Acestui domeniu ii corespunde zona 1 din caracteristica statica din figura 2.8. Caderea de tensiune pe tiristorul in conductie este de obicei in jur de 1 ÷ 2 V. Zonele 1 si 2 sunt legate intre ele printr-o portiune notata cu 5, careia ii corespunde o rezistenta diferentiala negativa tinand seama de faptul ca peste o anumita valoare a curentului anodic numitorul scade mai rapid fata de cresterea lui IA Din acest motiv, atat curentul ID, cat si tensiunea ce cade pe jonctiunea J23 scade brusc, cu toate ca IA, creste. Pe aceasta portiune functionarea tiristorului este instabila. Zona de blocare directa, caracterizata de un curent redus ID, este deci delimitata superior de tensiunea de basculare a tiristorului UBD. Aceasta tensiune se reduce cu cresterea curentului de comanda pe grila Ig . Din acest punct incepe portiunea caracteristicii cu panta negativa. Nu este recomandata amorsarea tiristorului la UBDmax, la tensiunea de auto-amorsare, adica la Ig = 0, deoarece apare pericolul de distrugere a structurii semiconductorului.

30

A I

I UAK

G K

I

Cadere de tensiune starea amorsat

I

Curent rezidual direct ID

Curent de mentinere IH

Conductia directa UAK

UAK

IL IH

Curent rezidual invers IR

UAK

Tensiunea de basculare VBO

VBO

Blocare la polarizare inversa

Strapungerea la polarizare inversa

a)

Micsorarea tensinuii de intoarcere prin cresterea curentului de poarta IG

b)

Fig. 2.8 Caracteristica statica a tiristorului pentru a) curentul IG=0; b) curentul IG>0 Cand se aplica o tensiune negativa pe tiristor, adica anodul este mai negativ decat catodul, cele doua jonctiuni marginale vor fi polarizate invers si astfel tiristorul prezinta o rezistenta foarte mare pentru curent. O partea mai mare a tensiunii inverse este de obicei preluata de jonctiunea marginala dinspre anod, adica de J21. Aceasta portiune este notata cu 3 in figura 2.8 si este caracterizata de un curent invers IK redus. Acest curent invers creste o data cu cresterea curentului de comanda IG, pozitiv si poate produce pierderi nedorite pe tiristor. La o tensiune inversa data UBR, apare strapungerea tiristorului si tiristorul intra in conductie in sens-invers (zona 4). Si in acest caz apare pericolul de distrugere a structurii semiconductoare; UBR se mai numeste si tensiunea de basculare in sens invers. Se mai defineste curentul de mentinere Ih, adica limita inferioara a zonei de conductie in sens direct. In este curentul minim care trebuie sa circule prin tiristor pentru ca acesta, odata amorsat, sa ramana in conductie. In cataloage se da doar portiunea caracteristicii statice curent-tensiune care corespunde conductiei directe a tiristorului. Aceste caracteristici au o dispersie pentru acelasi tip de tiristor si sunt dependente de temperatura jonctiunii. De obicei in cataloage se mai definesc urmatoarele tensiuni :  UDRM — tensiunea de varf repetitiva in stare blocata, in conductie directa, care este valoarea instantanee maxima a tensiunii in stare de blocare, excluzand toate tensiunile tranzitorii nerepetitive;  UDWM — tensiunea de varf de lucru - in stare de blocare, in conductie directa, care este valoarea instantanee maxima a tensiunii in stare de blocare, excluzand toate tensiunile tranzitorii repetitive si nerepetitive  UDSM — tensiunea de varf nerepetitiva in stare de blocare (de suprasarcina accidentala) in conductie directa, care este valoarea instantanee maxima a unei tensiuni directe tranzitorii nerepetitive in stare de blocare ;

31

U UDSM

UDRM UDWM

t URWM

URSM

URRM

Fig. 2.9 Reprezentarea schematica a diverselor tensiuni in functie de timp  URRM — tensiunea inversa de varf repetitiva, care este valoarea instantanee maxima a tensiunii inverse incluzand toate tensiunile tranzitorii repetitive, excluzand insa toate tensiunile tranzitorii nerepetitive;  URSM — tensiunea inversa de varf nerepetitiva (de suprasarcina accidentala), care este valoarea instantanee maxima a unei tensiuni inverse tranzitorii nerepetitive ;  URWM — tensiunea inversa de virf de lucru, care este valoarea instantanee; maxima a tensiunii inverse excluzand toate tensiunile tranzitorii repetitive si nerepetitive. In figura 2.9 s-au reprezentat toate tensiunile definite mai sus. 2.2.3. Constructia tiristorului Constructiv tiristorul este compus din carcasa si structura semiconductoare. Carcasa protejeaza structura din punct de vedere mecanic si de influenta mediului inconjurator. Totodata preia si conduce caldura degajata in urma pierderilor electrice din structura spre corpul sau agentul de racire. In figura 2.10 se prezinta doua variante constructive ale tiristoarelor. In figura 2.10 a. tiristorul este cu racire unilaterala cu o singura baza, iar in figura 2.10.b cu racire in doua directii. Tiristorul cu o singura baza are carcasa compusa din placa de baza 1, corpul ceramic 11 si capsula 2. Structura semiconductoare de tiristor 4 este fixata pe placa de baza de arcurile de strangere 7 prin intermediul contactului metalizat 12. Partea anodica a structurii semiconductoare este in contact direct cu placa de baza care formeaza de fapt anodul tiristorului, iar partea catodica a structurii este legata de catodul dispozitivului 3 prin intermediul contactului metalizat. Dispozitivul este fixat pe corpul de racire 13 cu inelul de strangere 9 si suruburile 10. Legatura secundara catodica 5 si legatura de comanda 6 vor fi conectate la generatorul de impulsuri. Constructia din figura 2.10. b. este realizata din straturi de inele. Corpul tiristorului este de forma unei pastile, unde contactele superioare 2 si inferioare 7 sunt izolate printr-un inel de ceramica 3. Presiunea de contact se realizeaza prin pretensionarea cu ajutorul corpurilor de racire 11, inferioare si superioare, in doua directii. Elementele principale ale unui tiristor sunt: 32

a - tiristor in constructie unilaterala: 1- placa de baza; 2 - capsula; 3 - conductor catod; 4 -structura tiristorului; 5 - legatura secundara catodica 6 - legatura de comanda; 7 – arcuri pentru strangerea legaturi/ de comanda; 8 - inel ceramic; 9- inel de stringere; 10 - surub;11 - corp ceramic; 12 - contact metalizat; 13 - corp de racire; b - tiristor in constructie de pastila; 7 - legatura anodica; 2-legatura catodica; 3 - corp ceramic; 4 – structura tiristorului; 5 - legatura de comanda ; 6 - arc pentru strangerea legaturii de comanda; 7 -legatura secundara catodica; 5 - contact metalizat; 9- saiba de izolare; 10suport ceramic; 11 - corp de racire. Dreapta de sarcina ce trebuie sa cada in afara domeniului hasurat, sub limita puterii de disipatie si sub limitele UGmin IGmin ; in figura s-a reprezentat punctul de functionare A, pentru o caracteristica oarecare din domeniul de dispersie si pentru o dreapta de sarcina.

a)

b) Fig. 2.10. Tiristorul.Elementele principale

2.2.4. Caracteristicile dinamice Caracteristicile dinamice ale tiristoarelor depind in mare masura de parametrii circuitului de sarcina si de comanda, de viteza de variatie a curentului si tensiunii si de temperatura jonctiunilor. Regimurile tranzitorii prezinta solicitari periculoase care pot duce la distrugerea structurii tiristorului si prin urmare nu pot fi neglijate. Caracteristicile dinamice definesc performantele de comutatie ale tiristorului si au o mare importanta in stabilirea limitelor de functionare in regimul tranzitoriu al sarcinii.

33

2.2.4.1. Amorsarea tiristorului Amorsarea (aprinderea) are loc atunci cand la o tensiune de polarizare directa intre anod si catod dispozitivul ajunge din stare blocata in stare de conductie. Amorsarea poate avea loc in trei moduri:  aplicand un curent de comanda pe grila;  depasind tensiunea de autoamorsare U(BD)max,  la o panta mare de crestere a tensiunii de polarizare directa a tiristorului. Prima corespunde amorsarii normale a tiristorului, iar ultimele doua de obicei se evita, fiind periculoase pentru structura tiristorului. Depasirea tensiunii de autoamorsare Ubmax produce o crestere pronuntata a curentului de blocare directa ID si conduce la amorsarea tiristorului. Acest mod de amorsare este periculos deoarece tensiunea mare aplicata pe tiristor determina un camp electric puternic care poate produce strapungerea si distrugerea structurii semiconductoare. Prin urmare nu este recomandabila amorsarea tiristorului in lipsa curentului de comanda prin cresterea tensiunii peste UBD De asemenea, nu este recomandabila nici amorsarea tiristorului in urma cresterii rapide a tensiunii de polarizare directe aplicata pe tiristor, adica la duA/dt mare, deoarece produce supraincalziri locale, datorita curentului capacitiv proportional cu du/dt si capacitatea jonctiunii J23:

ic  C

du dt

(2.1)

De obicei este limitata panta cresterii tensiunii la o valoare admisibila la care in mod sigur nu este amorsat tiristorul. Tensiunea are o limita inferioara sub care tiristorul nu este amorsat, indiferent cat de mare este du A / dt , deoarece amorsarea necesita o anumita cantitate de purtatori de sarcina asigurata de tensiunea UA. Daca aceasta cantitate de sarcina electrica nu exista in structura, nu poate avea loc amorsarea. La tiristoarele fabricate cu tehnologia obisnuita, ordinul de marime pentru panta tensiunii este de 20... 100 V/s, insa cu tehnologii speciale (tiristoare cu catod stratificat) se poate ajunge la valori de sute, dar chiar si pina la 1000 /μs. Panta admisibila a cresterii tensiunii scade cu cresterea tensiunii directe aplicate pe tiristor, si cu cresterea temperaturii jonctiunii θj. Daca tensiunea la amorsare nu creste de la zero, ci de la o valoare negativa sau pozitiva, situatia este mai favorabila. In cazul unei tensiuni initiale pozitive, capacitatea jonctiunii J23, polarizata invers este mai redusa fata de cazul cand tensiunea initial ar fi zero. Conform relatiei (2.2) pentru un curent ic dat corespunde o panta mai mare du A / dt . In cazul unei tensiuni initiale negative, jonctiunile J21 si J43 sunt, polarizate invers, situatie care intarzie amorsarea tiristorului, in timp ce tensiunea Ua trece in domeniul pozitiv si in urma intarzierii aprinderii poate avea loc polarizarea inversa a jonctiunii J23, care reduce capacitatea C producand acelasi efect ca si in cazul precedent. Panta cresterii tensiunii du A / dt , poate fi marita prin aplicarea unei polarizari inverse pe poarta tiristorului, adica in circuitul de comanda exista un curent Ig U1) de intersectie acesteia cu caracteristica LI. Panta acestei tangente este: U  U1 Rs 0  0 I1 si da o valoare de prima aproximatie pentru rezistenta in serie. Apoi se alege o valoare rotunjita pentru RS cu toleranta ±∆RS , in jurul valorii R. Din punctul (U1 I1) se duce o dreapta cu panta (Rs -∆RS), care determina pe abscisa tensiunea U0. Din acest punct se duce o dreapta cu panta (Rs +∆RS) care intersecteaza caracteristica LS in punctul (U2,I2). Astfel se determina numarul tiristoarelor (sau diodelor) in paralel, cu formula : U n  A0  Lk di / dt 38

Aceasta relatie tine seama de cazul cel mai defavorabil, adica atunci cand pe un brat sunt legate in serie un tiristor si o rezistenta, amandoua la l i m i t a inferioara a campului de toleranta. Puterea rezistentei se calculeaza cu valorile diferentei (Rs-∆R), si cu I1, valoarea efectiva a curentului. In cazul amorsarii tiristoarelor, panta curentului total depaseste valoarea admisibila a pantei curentului pentru un tiristor. Legand in serie cu fiecare tiristor o bobina, se limiteaza panta curentului sub valoarea admisibila. Valoarea minima a inductivitatii a unei astfel de bobine este : U A0 LS min   Lk (di / dt )adm unde UA0 este valuorea tensiunii pe tiristor imediat inainte de amorsare . Constructiv aceste inductante sunt fara miez magnetic ,adica cu aer.

Fig. 2.14. Constructia grafica a rezistentelor necesare la legarea in paralel a tiristoarelor pentru egalizarea curentilor (a) si scheme de inbunatatire a distributiei curentului (b) si( c). Pentru imbunatatirea distributiei curentului este recomandata utilizarea tiristoarelor cu timp de intarziere mic si comanda prin impulsuri cu panta mare de crestere. Distributia cea mai uniforma a curentului intre doua tiristoare legate in paralel se obtine intr-un montaj cu o bobina cu punct median ca in figura 2.14. b. Daca unul din tiristoare se amorseaza mai devreme, inductivitatea L impiedica cresterea prea brusca a curentului. Pe langa aceasta in partea bobinei care apartine celui l al t tiristor se va induce o tensiune cu un astfel de sens , incit va mari tensiunea anodica a t i r i s t o r u l u i si deci va a j u t a amorsarea l u i . Bobina cu punct median realizeaza distributia uniforma a curentului si in r e g i m s t a b i l i z at de functionare asemanator se petrec fenomenele si in cazul schemei din figura 2.14. c. 2.3. Triacul 39

Triacul este un dispozitiv semiconductor bidirectional, care poate sa conduca in ambele directii, daca i se aplica impuls de comanda pozitiv sau negativ. Se utilizeaza in schemele convertoarelor cu intrare si iesire in curent alternativ (intreruptoare si variatoare de curent alternativ), inlocuind tir i st oar el e in antiparalel. Au fost construite triacuri cu un curent pana la 40A si 600V pentru 50—60 H z si triacuri pentru frecvente medii de 400 Hz. La curenti mai mari se folosesc insa doua tiristoare in antiparalel. Structura triacului este aratata in figura 2 . 1 5 . a. Este compus din straturi pn alternative, si anume dintr-o structura P1N2P2N3 in paralel cu una N1P1N2P2. Dispozitivul are doi electrozi principali E1 si E2 si un electrod de comanda (grila) G. In figura s-a aratat si simbolul utilizat pentru triac. Considerand electrodul de referinta Et in figura 2.15.b s-a reprezentat caracteristica statica (curent-tensiune) a unui triac. Triacul poate functiona in cadranul 1 cand E1 este pozitiv si in cadranul 3 cand E2 este pozitiv, fata de electrodul celalalt Caracteristica prezinta simetrie fata de origine. Are doua portiuni de conductie 1 si 4, si doua portiuni de blocare 2 si 3. Tensiunea de basculare, a triacului depinde de impulsul de comanda si are valoarea maxima (UBD)MAX pentru Ig=0. Triacul ramane in conductie pana ce curentul prin el scade sub valoarea de mentinere IH (respectiv - I H ) .

Fig. 2.15. Triacul structura si simbolul; b) caracteristica statica curent tensiune

Fig.2.16 a) terminalul T2 este pozitiv şi poarta G pozitivă; b) terminalul T2 este negativ şi poarta G negativă. In ceea ce priveste caracteristicile triacului acestea sunt asemanatoare cu cele ale tiristoarelor cu deosebirea ca aici nu se lucreaza cu valori medii, ci cu valori eficace ale curentului (fig. 2.17.a). 40

β 0 P

Ig

[mA]

β 180 120 90 60 30

50 40 30 20 10 0

-Ug

200 150 100 5 4 3 2

Ug

1 1 2

[V]

3 4 5

[V]

A 0

10

20

30

[mA]

-Ig

a) b) Fig. 2.17 a) Pierderile in triac; b) caracteristica de comanda E x i s t a patru moduri de comanda conform tabelului 1.3. Sensibilitatea triacului este mare la modurile de comanda 1 si 3. Sensibilitatea este putin mai mica in cazul 2, iar cazul 4 nu este recomandat, triacul avand o sensibilitate redusa (fig. 2.17. b). Ni Polaritatea electrodului Impulsul de comanda Cadranul de functionare crt. E1 fata de E2 pe Grila a triacului 1 pozitiv pozitiv cadran I 2 pozitiv negativ cadran II 3 negativ negativ cadran III 4 negativ pozitiv cadran III Tabelul 1.3 Cand E1 este pozitiv, straturile active sunt P1N2P2N3, iar cand E1 este negativ, atunci N1P1N2P2 sunt active. Functionarea triacului difera de aceea a doua tiristoare in antiparalel in primul rand in ceea ce priveste comutatia. Tiristorul are la dispozitie o jumatate de perioada pentru stingere, insa triacul trebuie sa se stinga intr-un interval de timp foarte scurt, cand curentul trece prin zero. In cazul sarcinilor rezistive nu se pun probleme, deoarece curentul fiind in faza cu tensiunea, timpul ramas la dispozitia triacului pentru revenire este cuprins intre momentul scaderii curentului sub valoarea de mentinere IH si momentul in care tensiunea inversa depaseste valoarea necesara pentru intrare in conductie in sens invers. La sarcini inductive, comutatia triacului devine mai dificila (figura. 2.18). Datorita defazajului φ al curentului prin triac IT. fata de tensiunea de alimentare in punctul de comutatie ajunge in zona tensiunilor mari pe triac, ceea ce duce la aparitia unor pante du/dt insemnate si a unor supratensiuni. Pentru a limita aceste supratensiuni se utilizeaza circuitul RC serie legat in paralel cu triacul, ca in cazul de protectie se calculeaza cu r el ati i le : Sn 60 (2.7) C  10 [ F ] U2N f

R  2 L / C []

(2.8)

41

Fig. 2.18 Comutatia triacului la sarcini inductive Unde : Sn - puterea aparenta a transformatorului de alimentare: U2N - tensiunea nominala in secundar [V]; f - frecventa tensiunii de alimentare L - inductivitatea sarcinii Nu se recomanda folosirea triacurilor legate direct la reteaua de 220V. In figura 2.19s-a reprezentat variatia tensiunii si curentului prin triac la comutatia acestuia din conductie in stare blocata. Curentul de grila virtual care incearca sa ajute comutatia triacului, pe langa aceasta curentul invers are o componenta Ig care se datoreaza capacitatii jonctiunii.

Fig. 2.19 Variatia in timp a tensiunii si a curentului pentru un triac la blocare 2.4. Tiristorul cu blocare pe poarta GTO (Gate Turn-Off) 42

Tiristoarele GTO cu comanda de revenire pe poarta reunesc avantajele tiristoarelor standard cu cele ale tranzistoarelor de comutatie pentru inalta tensiune. Aceasta le confera versatilitate, un domeniu larg de utilizare, de la regulatoarele de turatie, la convertoarele care au comutatie proprie. Ca si tiristoarele conventionale, tiristoarele GTO sunt realizate cu patru straturi semiconductoare intr-o structura pnpn, si se amorseaza prin aplicarea unei tensiuni pozitive intre electrodul de comanda si catod. Spre deosebire de tiristoarele standard, tiristoarele cu comanda de revenire pe poarta pot fi blocate prin aplicarea unei tensiuni negative pe grila. Structura unui tiristor GTO este prezentata in figura 2.20 . Spre deosebire de tiristoarele uzuale, la care factorii de amplificare βp si βn ai celor doua tranzistoare din schema echivalenta sunt egali, la tiristorul GTO se asigura pentru tranzistorul pnpn din schema echivalenta, printr-o tehnologie adecvata, un factor de amplificare βn foarte mare. Acest lucru este realizabil prin executarea straturilor p2 si n2 foarte subtiri si puternic impurificate. Consecinta acestei tehnologii speciale este aceea ca dispozitivul poate fi st i ns pr i n impulsuri negative pe poarta. Problemele care apar la fabricarea tiristorului cu comanda de revenire pe poarta au l i m i t a t curentii si tensiunile de lucru ale tiristoarelor GTO si-au mentinut pretul lor la valori ridicate. Tiristoarele cu comanda de revenire pe poarta sunt concurate de tranzistoarele de putere si de tranzistoarele de putere compuse.

Fig. 2.20 a) Simbolul tiristorului GTO si b) modelul cu 2 tranzistoare Functionarea dispozitivului: Aplicarea unei tensiuni pozitive UGK >O,6 V tranzistorului T1 determina intrarea sa in conductie. Curentul sau de colector deschide tranzistorul T2.Intrarea in conductie a tranzistorului T2 determina o si mai puternica pozitivare a bazei tranzistorului T1, ambele tranzistoare T1 - T2 basculand rapid in saturatie prin reactie pozitiva. Aceasta stare se mentine si dupa anularea tensiunii de comanda si corespunde starii de conductie a tiristorului.Tiristorul GTO este realizat astfel incat o anumita tensiune negativa aplicata intre grila si catod sa provoace blocarea dispozitivului.

2.4.1 Comanda tiristoarelor GTO 43

O valoare tipica a timpilor de comutatie pentru tiristoarele cu comanda de revenire pe poarta este 0,5 μs. Valorile timpilor de comutatie directa, respectiv inversa, sunt apropiate. Astfel de valori sunt asigurate cu circuite de comanda rapide. Principiul de comanda este prezentat in figura 2.21. La comutatie directa, in grila tiristorului GTO se injecteaza un impuls de curent cu o anumita durata si amplitudine (exemplu 300 mA pentru tiristorul BTW58/1000). Aceste valori determina intrarea in conductie a intregii structuri semiconductoare din primele momente, si amorsarea sigura a oricarui exemplar. Durata impulsului de amorsare este impusa de sarcina. Pentru curenti de sarcina sub 2A se recomanda amorsarea tiristorului GTO cu impulsuri de curent de durata mare. Aceasta reduce caderea de tensiune directa si puterea disipata in conductie de tiristor.

Fig. 2. 21 Principiul de comanda al tiristorului Prin polarizarea jonctiunii grila-catod cu o tensiune de -5...-10 V. are loc blocarea tiristorului GTO. Pentru citeva zecimi de μs, circuitul grilei preia 20 ... 100% din curentul de sarcina. Aceasta inseamna anularea curentului de catod, inainte ca tensiunea anod-calod sa fie atins valoarea de la blocare. Ca urmare, circuitul de protectie la du/dt se simplifica iar puterea di si pata la blocare este redusa. In continuare, este descris un circuit de comanda, la care blocarea tiristorului GTO este realizata prin descarcarea unui condensator incarcat pe durata conductiei. In figura 2.22 este prezentata o schema de comanda relativ simpla. Cand baza tranzistorului T2 este la nivel JOS („ON"), T1 intra in conductie si pompeaza prin C1 curentul de amorsare in grila tiristorului. Are loc si incarcarea condensatorului C pana la tensiunea Zener a diodei =10 V. La aplicarea unui nivel SUS (OFF), bazei tranzistorului T2, acesta se deschide.T1 se blocheaza, iar C1, se descarca prin D1 si T2 pe jonctiunea G-K a tiristorului G'I'O. Este extras astfel un curent important din grila tiristorului si acesta se blocheaza.

44

Fig. 2.22. Circuitul de atac pentru un tiristor GTO Cu circuitul prezentat este posibila comutatia sigura a unor curenti de sarcina de ordinul a 10A. La curenti de sarcina mai mici se recomanda o tensiune Zener sub 10 V pentru dioda D2 Curentul de amorsare depinde de tensiunea de alimentare, dezavantajul major al acestei scheme. 2.5 Tranzistorul bipolar de putere Tranzistoarele functionand in regim de comutatie, pot fi folosite ca ventile ale convertoarelor de putere. Deja la inceputul anilor ´60 au fost dezvoltate tranzistoare pe baza de siliciu. Acestea sunt tranzistoare care la temperatura de 25 grade a mediului inconjurator au o pierdere de 1W. Tranzistoarele de putere se pot grupa in: tranzistoare de putere de frecventa joasa (FJ), tranzistoare de putere de frecventa inalta (FI). Granita intre aceste grupe este la 320MHz, unde parametrii nu mai sunt dependenti de tehnologie ci mai mult de geometrie. La tranzistoarele JF parametrii depind in primul rand de modul tehnologic de realizare caracteristic firmei. La tranzistoarele de inalta frecventa geometria cristalina are o influenta mare asupra parametrilor. La fel se pot construi tranzistoare pentru inalta tensiune sau curenti mari. Tranzistoarele pentru curent foarte mare conecteaza curenti pina la 500A la tensiunea maxima de blocare de 100V pina la 150V. Tranzistoarele de inalta tensiune au tensiunea de blocare de cca. 1000V la un curent de 20A pana la 30A. Astfel se pot realiza convertoare cu tranzistoare de putere de ordinul kW-tilor. Puterea poate fi crescuta prin conectarea in paralel si serie a tranzistoarelor de putere, in afara de aceasta se prezinta module de putere in care mai multe tranzistoare de putere sunt cuplate in paralel.Un modul construit astfel poate atinge in colector peste 1000A. Din 1971 a aparut asa-numitul tranzistor de putere Darlington, care este construit monolitic din doua tranzistoare independente (de cele mai multe ori in acelasi ch i p) . O astfel de combinatie simplifica aplicarea lui ca amplificator final intr-o schema. Astfel, se pot obtine amplificari de peste 1000 la curenti de ordinul 10 A.

45

2.5.1. Structura tranzistorului Dupa cum se vede si in figura 2.23, sunt posibile doua tipuri complementare: tranzistoare PNP, respectiv tranzistoare NPN, la care emitorul si colectorul sunt dopate cu purtatori de sarcini negative.

Fig. 2.23 Tipuri principale de tiristoare a) PNP b) NPN Polaritatile tensiunilor de colector si de baza la ambele tipuri sunt in sens invers, astfel ca diodele echivalente Dbe sunt polarizate in sensul de conductie, iar cele Dbc in sensul invers conductiei. Tranzistorul se reprezinta, din punctul de vedere al curentului de colector, ca o sursa de curent constant a carei marime depinde numai de curentul de baza, (rezistenta interna foarte mare). 2.5.2. Caracteristicile tranzistoarelor In figura 2.24. sunt prezentate caracteristicile tranzistorului. Rezistenta interna a tranzistorului poate fi scrisa cu relatia: Ri 

U CE I C

In zona blocata, la o tensiune colector-emitor Ucs exista numai un curent mic de colector I C in zona de saturatie, care se obtine prin marirea curentului de baza I B va curge un curent mare de colector I C chiar la o tensiune mica colector-emitor U CE . In regim de comutatie intre punctele de conectare 7 si 2 timpul trebuie sa fie cit mai mic. Drumul pe caracteristica, intre cele doua puncte de lucru, depinde de impedanta de sarcina, in figura 2.24 este reprezentata o caracteristica de sarcina rezistiva Rs . Curba de sarcina U s  RS IC  f ( I B ) intersecteaza caracteristicile in punctele 7 si 2. Schemele mai importante de comutatie sunt date in figura 2.24 : schema cu emitor comun (b) si schema cu colector comun (c). Prima schema realizeaza amplificarea de tensiune VU  U / UC si de curent VT  U BF / I B Amplificarea de putere este corespunzatoare acestora. Amplificarea de curent rezulta la fel din caracteristica IC  f ( I B ) Rezistenta de intrare are formula:

46

RS 

U BF U B

Din caracteristica U BE  f ( I B ) rezulta ca aceasta rezistenta este mai mica decat RI . Schemele cu colector comun prezinta o rezistenta de intrare mai mare. Amplificarea in tensiune este mai mica decit 1, de aceea aceasta schema se utilizeaza in primul rind ca amplificator adaptor de putere, sau ca amplificator final de iesire.

Fig. 2.24 Caracteristica statica a tranzistoarelor (a); schema de baza (b). 2.6 .Tranzistorul MOSFET de putere Din multitudinea tranzistoarelor utilizand tehnologia MOS (metal-oxid-semiconductor) si efectul de camp (FET), in electronica de putere se utilizeaza cu precadere cele cu canal indus. Fata de semiconductoarele de putere prezentate anterior tranzistorul MOSFET cu canal indus se caracterizeaza prin doua diferente esentiale:  crearea canalului de conductie prin camp electric, deci printr-o comanda de putere redusa;  asigurarea conductiei in canal prin purtatori de tip minoritar. Exemplificarea acestor diferente este prezentata prin structura simplificata din fig.2.25. Structura este formata din corpul p, cu o dopare de 1017/cm3, in care se realizeaza doua incluziuni n1+ si n2 +, inalt dopate, 10 19/cm3 , numite dren (D) si sursa (E). Al treilea electrod, poarta G, este conectat la corpul p printr-un strat izolant de oxid de siliciu (Si O2). Daca se polarizeaza pozitiv poarta G in raport cu sursa S, in corpul p se creaza un camp electric pozitiv, care va atrage in zona portii purtatori minoritari din p, electronii. Densitatea de purtatori atrasi va depinde evident de intensitatea campului electric creat. Sarcina realizata in acest mod formeaza asa numitul canal ”n” indus. Daca, in continuare, se polarizeaza pozitiv drenul D in 47

raport cu sursa S, electronii din stratul n2 + vor fi impinsi din stratul n2 + si atrasi de stratul n1+ , formand un curent electric, care se inchide prin canalul realizat in corp. G S D SiO2

n1+

n1+ p

Fig.2.25 Principiu de realizare a unui MOSFET cu canal indus. Densitatea electronilor din canalul indus, fiind controlata de intensitatea campului electric produs de poarta, determina conductivitatea canalului, si deci intensitatea curentului electric care se inchide, in sens tehnic, de la drena la sursa. Avand in vedere cele prezentate mai sus rezulta deosebirile functionale:  cadere mai mare de tensiune dren-sursa, ca urmare a densitatii reduse a purtatorilor de sarcina din canal;  un timp de iesire din conductie, tOFF , redus, din aceleasi motive;  comanda pe poarta in tensiune. 2.6.1 Structura. Polarizare O structura reala a unui tranzistor MOSFET de putere cu canalul indus n este prezentata in fig.2.26. Fata de structura de principiu din fig.2.25, apar unele diferente:  prezenta stratului sarac, n- , cu o dopare de 1014 – 1015/cm3;  realizarea intertesuta a ansamblului corp-sursa, respectiv poarta-sursa, in scopul asigurarii unei cat mai bune patrunderi a campului electric in corp;  realizarea de structuri de felul celei din fig.2.26, cu sectiune transversala redusa si conectarea, in acelasi cip, pentru curenti mari, a mai multor asemenea structuri in paralel, prin intermediul metalizarii.

Fig.2.26. Structura unui MOSFET cu canal n-indus. 48

Structura de tip cu canal indus ”p”, care se realizeaza mai rar, are aceeasi constructie, fiind inversate doar tipurile straturilor, structura intre dren si sursa fiind p1 + p- , n, p2+ . Structura complicata a tranzistorului MOSFET de putere introduce o serie de efecte parazite. Cele mai notabile sunt capacitatile parazite ale jonctiunilor, fig.2.26;  capacitatea dren-sursa, CDS;  capacitatea poarta-sursa, CGS;  capacitatea poarta-dren CGD . De asemenea ansamblu n- p n2 + formeaza un tranzistor bipolar pnp parazit, iar pn- o dioda parazita, care au influente in regimurile de functionare ale tranzistorului. In fig. 2.27sunt prezentate simbolizarile uzuale pentru tranzistor cu canal n, fig.2.27a, si cu canal p, fig. 2.27b.

a) b) Fig. 2.27 Simbolizarea MOSFET-ului. Polarizarea directa a tranzistorului, cu poarta izolata, inseamna, pentru tranzistorul cu canal n, polaritatea plus pe dren. Jonctiunea polarizata invers este J1, n- p, tensiunea depinzand de grosimea stratului n-. Se realizeaza in mod obisnuit tranzistoare cu tensiuni pana la 1000V. Polarizarea inversa, polaritatea minus pe dren, va fi sustinuta de jonctiunea J2, n2 + p, fiind de ordinul a 10 … 20V. Concluzia consta in aceea ca tranzistorul MOSFET poate lucra numai cu alimentare in c.c. si anume polarizat pozitiv. Tranzistoarele cu canal p au o functionare identica, polarizarile fiind de sens opus in raport cu cele de la tranzistorul cu canal n. 2.6.2 Caracteristica statica Se considera un tranzistor cu canal n inclus in circuitul din fig.2.28. Caracteristicile statice, fig.2.29, se analizeaza impreuna cu caracteristica de transfer, fig.2.30. La nivelul caracteristicii de transfer se constata ca pentru : V GS V GS3 > V GS2 >V GS1 > V GSP (2.2) De asemenea in aceasta zona sunt valabile relatiile pentru tensiunea dren-sursa, v DS > v GS –V GSP (2.3) si pentru curentul de dren i D = k[ V GS –V GSP ] (2.4) unde k este o constanta a tranzistorului.  Zona ohmica, caracterizata prin tensiuni dren-sursa mici, unde exista relatia v DS < v GS –V GSP (2.5) in aceasta zona curentul de dren este dat de i D = k v DS 2 (2.6) Separatia dintre cele doua zone, dreapta 1, este caracterizata prin v DS = v GS –V GSP (2.7) Din punct de vedere al electronicii de putere, unde tranzistorul este utilizat in regim de comutatie, starea de blocare se obtine prin v GS = 0 (2.8) iar cea de conductie prin puncte de functionare unde v DS este minim, iar iD maxim. Acest compromis se poate obtine pe curba 1, de separatie intre cele doua zone, activa 50

si ohmica. Tensiunile vDS, realizabile in conditiile de mai sus, sunt sensibil mai mari ca la tranzistorul bipolar, luand valori intre 1,5 … 3V. Zona ohmica nu trebuie confundata cu zona de saturatie de la tranzistorul bipolar, fenomenul saturatiei neexistand la tranzistorul MOSFET. 2.6.3. Caracteristici dinamice Pentru analiza caracteristicilor dinamice se considera tranzistorul introdus in schema din fig. 2.31, unde sarcina, de tip R+L, este asimilata unui generator de curent constant. Alimentarea circuitului de poarta se face prin asa numitul driver de poarta, DG. in fig. fig. 2.31 s-au figurat si capacitatile parazite CGD si CGS, care joaca un rol important in realizarea comutatiei tranzistorului.

Fig. 2.31 Intrarea in conductie. 2.6.3.1. Intrarea in conductie Se presupune ca driverul de poarta DG poate furniza un semnal treapta, EG, fig. 2.32. Acest semnal nu este identic cu tensiunea vGS ca urmare a prezentei condensatoarelor parazite CGD si CGS , care incep un proces de incarcare. in acest fel, desi s-a aplicat la intrare un semnal treapta, tensiunea v GS are o crestere exponentiala cu o constanta de timp t1 =R G (C GD +C GS) (2.9) unde RG este rezistenta din circuitul de poarta, iar curentul de incarcare al condensatoarelor parazite se inchide dupa circuitele din fig.2.33 a, practic cele doua condensatoare fiind conectate in paralel. Tensiunea dren sursa avand valoarea v DS =V d (2.10) capacitatea parazita CGD, care este variabila in functie de vDS, fig.2.34, are valoarea CGD1 . Primul interval din procesul de intrare in conductie, fig. 2.32, se numeste timp de intarziere, td , fiind generat de faptul ca v GS < V GSP (2.11) interval in care : iD = 0 (2.12) si v DS =V d (2.13) 51

Dupa td, tensiunea poarta-sursa devine mai mare ca V GSP si curentul de dren incepe sa creasca cu un gradient did/dt determinat de sarcina R, L. Intervalul de timp in care curentul creste a valoarea de regim stationar I0 se numeste timp de crestere a curentului tri. in aceasta perioada curentul de incarcare a condensatoarelor parazite incepe sa se inchida si prin tranzistor, circuitul dren-sursa. Pe intervalul tfv1 incepe scaderea tensiuii-dren sursa, ca urmare a faptului ca tranzistorul se gaseste in zona activa.

Fig. 2.32 Circuit pentru analiza regimurilor dinamice.

a)

b) Fig.2.33 Inchiderea curentului de incarcare a condensatoarelor parazite.

Fig. 2.34 Variatia capacitatii CGD. 52

Micsorarea tensiunii vDS este mai accentuata ca urmare a deschiderii, pentru timp scurt la sfarsitul intervalului tri, a diodei de regim liber n. Mai mult, urmeaza blocarea conductiei acestei diode, evidentiata prin curentul IRRM, care se suprapune peste curentul de dren, fig. 2.32. Pe urmatorul interval, t fv2 , tensiunea dren-sursa scade mai lent ca urmare a trecerii tranzistorului in zona ohmica, in final atingandu-se valoarea de regim stationar VDSON. Pe intervalele tfv1 +t fv2 , practic incarcarea condensatoarelor inceteaza ca urmare a modificarii capacitatii CGD dupa fig.2.34. La sfarsitul intervalului t fv2 , reincepe incarcarea condensatorului parazit poarta-dren, prin circuitul din fig. 2.33 si dupa constanta de timp t2=(R G+R DSON )C GD (2.14) unde RDSON este rezistenta dren-sursa pentru starea in conductie a tranzistorului. Timpul de intrare in conductie este: t ON = t d + t ri + t fv1 + t fv2 (2.15) Ca urmare a proprietatilor tranzistorului, tOFF este de ordinul zecilor de nanosecunde, cel mult sute de nanosecunde, permitand functionarea acestuia la frecvente de ordinul sutelor de kHz. Supracurentul produs de IRRM este neesential pentru tranzistor, astfel ca nu se iau masuri speciale de protectie. In privinta pierderilor de putere acestea sunt importante pe intervalul de comutatie propriuzis, t C = t ri + t fv1+ t fv2, (2.16) si ca urmare a frecventei mari de lucru, provoaca un regim termic important. Ca urmare in cadrul regimului termic al tranzistorului acestea se iau in calcul, furnizorii oferind energia de pierderi pentru o comutatie, EJC , puterea de comutatie calculandu-se cu P C = E JC × f (2.17) unde f este frecventa de comutatie. 2.6.3.2. Iesirea din conductie Pentru a se obtine blocarea conductiei trebuie ca tensiunea poarta-sursa sa fie v GS < V GSP (2.18) Evident ca valoarea normala este v GS = 0 (2.19) care se poate realiza prin descarcarea condensatoarelor parazite CGD si CGS . Considerandu-se aceste condensatoare incarcate la valoarea anterioara, +EG , descarcarea are loc dupa graficul din fig.2.34. Procesul de iesire din conductie este unul invers celui de intrare in conductie. Presupunand ca la t = 0, tensiunea E G = 0, (2.20) timpul de iesire din conductie t OFF = t d + t fv1 + t fv2 + t fi (2.21) este generat de timpul de descarcare al condensatoarelor, proces care decurge invers ca la intrarea in conductie.

53

Fig. 2.34 Timpul de intarziere td este cauzat de necesitatea micsorarii tensiunii vGS astfel incat tranzistorul sa inceapa sa iasa din zona ohmica, urmand timpii de crestere a tensiunii t rv1 in zona ohmica si trv2 in zona activa. Timpul de iesire din conductie tOFF, relatia (2.21), este de acelasi ordin cu tON, iar problema pierderilor de putere identica ca la intrarea in conductie. Supratensiuni pot apare ca urmare a sarcinii inductive la modificarea gradientului de curent la inceputul intervalului tfi, in acelasi mod ca la tranzistorul bipolar. 2.7. Tranzistorul bipolar cu poarta izolata - IGBT Tranzistoarele bipolare si MOSFET au, fiecare in parte, o serie de performante foarte avantajoase pentru aplicatii, dar si unele dezavantaje care limiteaza dimensiunea aplicatiei. Astfel tranzistorul bipolar in raport cu cel MOSFET are avantajele:  capacitate mai mare in curent si tensiune;  cadere mica de tensiune in conductie, VCEON. Pe de alta parte dezavantajele mai importante sunt:  timpi relativ mari de comutatie;  curent si putere de comanda mare;  prezenta saturatiei;  pericolul de distrugere prin cea de a doua strapungere. Tranzistorul MOSFET este avantajos din motivele:  timpi mici de comutatie;  comanda de putere mica, in tensiune;  inexistenta saturatiei si a celei de a doua strapungeri.

54

In schimb capacitatea de preluare a tensiunilor si curentilor este relativ mica. O imbinare a avantajelor celor doua tipuri de tiristoare s-a regasit intr-un nou dispozitiv semiconductor de putere numit tranzistor bipolar cu poarta izolata – IGBT. E

1

C G

J3 J2 J1

n+

n+ p

2 G

n1+ p+ C

a) Fig. 2.35 Structura IGBT-ului

E

b) Fig. 2.36 Simbolul IGBT-ului cu canal n.

O structura verticala printr-un IGBT cu canal n este prezentata in fig. 2.35, iar in fig. 2.36 simbolizarea acestuia. Straturile unui tranzistor IGBT sunt:  stratul colectorului de tip p+, inalt dopat, 1019/cm3;  stratul de saracire de tip n-, slab dopat, 1014/cm3;  corpul p, mediu dopat, 1017/cm3;  stratul emitorului n2+ , inalt dopat, 1019/cm3. Suplimentar la unele tranzistoare se mai gaseste si stratul tampon n1+, inalt dopat 1019/cm3 . Daca tranzistorul nu are stratul tampon se numeste IGBT simetric, in caz contrar asimetric. Influenta prezentei acestui strat va fi rezentata interior. Emitorul tranzistorului se conecteaza la stratul n2+ prin intermediul metalizarii 1, din aluminiu. Metalizarea portii G este separata de corpul p prin stratul de oxid de siliciu, 2. Pentru analiza polarizarii se considera poarta izolata. Polarizarea directa consta in aplicarea polaritatii plus pe colectorul C al tranzistorului. Este polarizata invers doar jonctiunea J2, bariera de potential extinzandu-se in toata grosimea stratului n-, IGBT-ul putand sustine tensiuni de pana la 1500 … 2500V. In cazul polarizarii inverse, minusul pe colector, exista diferente intre tranzistorul simetric si asimetric. Astfel pentru tranzistorul asimetric, fig. 2.35, sunt polarizate invers jonctiunile J1 si J3. Fiind Fig. 2.35 Structura. Fig. 2.36 Simbolul IGBT-ului cu canal n. Jonctiuni de tip n+ p, respectiv n+ p+, barierele de potential sunt reduse, iar capacitatea in tensiune inversa de ordinul zecilor de volti. In cazul tranzistorului simetric, lipsind stratul n1+, jonctiunea J1 este formata din straturile n- p+ , bariera de potential fiind de acelasi ordin de marime ca la polarizarea directa.

55

Asadar tranzistorul simetric poate functiona alimentat atat in c.c. cat si c.a., in timp ce tranzistorul asimetric poate functiona alimentat numai cu tensiune continua. Se realizeaza foarte rar si IGBT-uri cu canal de tip p, structura fiind asemanatoare, iar tipul straturilor inversat. 2.7.1 Functionare.Caracteristica statica Stare de functionare a unui IGBT se realizeaza daca este polarizat ca in fig. 2.37. Producatori de IGBT-uri furnizeaza mai multe tipuri de scheme echivalente functionale, care permit descrierea functionarii acestui tranzistor. O astfel de schema echivalenta simplificata este prezentata in fig. 2.38, unde IGBT-ul este inlocuit printr-un tranzistor MOSFET cu canal n si un tranzistor bipolar pnp. Rezistorul Rn -1 materializeaza rezistenta stratului n-.Tranzistorul MOSFET materializeaza partea de comanda a IGBT-ului care este similara cu cea a tranzistorului MOSFET, in sensul ca in corpul p se creeaza, prin camp electric, canalul de tip n. Prin acest canal electronii injectati din sursa, polarizata negativ, se regasesc in dren, iar prin stratul n- in baza tranzistorului pnp, comandand intrarea rapida in conductie a acestuia. Blocarea tranzistorului pnp se face prin blocarea conductiei MOSFET-ului. In felul acesta se realizeaza comanda in tensiune, deci de putere mica, si timpi de comutatie mici. Pe de alta parte prezenta intre colector si emitor a tranzistorului pnp asigura o cadere de tensiune VCEON comparabila cu cea de la tranzistoarele bipolare. Se evita de asemenea fenomenul saturatiei, comanda pe poarta fiind in camp electric. Pozitia tranzistorului pnp, T1, in structura IGBT-ului este prezentata in fig. 2.41. Caracteristicile statice, ic = f (VCE), au forma din fig. 2.39 si se analizeaza impreuna cu caracteristica de transfer ic = f(VGE) din fig. 2.40. In ceea ce priveste familia de caracteristici statice se definesc zonele:  dreapta VCESUS, , care limiteaza tensiunea maxima admisa in sens direct, la valori mai mari decat VCESUS aparand fenomenul primei strapungeri, cu aceleasi caracteristici ca la tranzistoarele bipolare;  zona activa, cu aceleasi proprietati ca la MOSFET;  zona ohmica;  pentru tranzistoarele simetrice tensiunea VBR, de prabusire in sens invers. Caracteristica de transfer are exact aceleasi proprietati ca la tranzistorul MOSFET. Stabilirea punctului de functionare se face in acelasi mod ca la tranzistorul MOSFET, in sensul indeplinirii conditiilor:  sa asigure la curent maxim, tensiune VCEON minima, punctul de functionare plasandu-se pe curba de separatie intre zonele activa si ohmica;  punctul de functionare sa se gaseasca in interiorul ariei de functionare sigura, SOA, de forma asemanatoare cu cea de la MOSFET. Tensiunea VCEON, care caracterizeaza IGBT-ul, are valori intre 0,9 … , 2,2V.Alegerea si calculul regimului termic urmeaza aceeasi metodologie de la tranzistorului MOSFET.

56

Fig. 2.37 Schema de functionare Ic v

Fig. 2.38 Schema echivalenta simplificata.

VGE4 VGE3

Ic v

VGE2 VBR

VGE1 VCE 0

VCE VCEP

Fig. 2.39 Caracteristica statica

Fig. 2.40 Caracteristica de transfer.

2.7.2 Autoamorsarea Structura IGBT-ului este practic de tipul pnpn, identica cu cea a unui tiristor obisnuit. Din acest motiv IGBT-ul este suspect de aparitia fenomenului de autoamorsare, dupa modelul de la tiristorul obisnuit. In mod normal curentul de colector se inchide intre stratul de colector p+ si stratul de emitor n+ , traversand corpul p. Acest curent este desenat cu linie continua in fig. 2.41. Pentru a se evita efectele nedorite ce apar la MOSFET, metalizarea emitorului acopera partial si corpul tranzistorului. Astfel poate sa apara asa numitul curent lateral, iL, desenat cu linie intrerupta, direct intre colector si emitor, fara traversarea stratului n2 + . Se pune astfel in evidenta un alt tranzistor, T2 , de tip npn, format din straturile n-pn2 + , care completeaza schema echivalenta simplificata din fig. 2.38 , dupa schema din fig. 2. 42. Acest tranzistor are intre baza si emitor rezistorul Rc , care corespunde rezistentei corpului p.

57

G

G E

SiO2 n+

n+

p+ nn+ p+ C

a) Fig. 2.41 Autoamorsarea.

Fig. 2.42 Schema echivalenta completa.

Inchiderea curentului lateral, iL, prin corp produce caderea de tensiune uL, fig. 2. 42, cu polaritatea plus pe baza, proportionala cu acest curent. Cand curentul de colector este relativ mare si curentul lateral iLcapata valori apreciabile. Tensiunea uL din baza tranzistorului T2 devine suficient de mare incat tranzistoarele T1 si T2 a caror schema este identica cu cea de la tiristorul obisnuit, sa intre in procesul de autoamorsare. Efectele autoamorsarii conduc la:  intrarea in saturatie a celor doua tranzistoare T1 si T2 insotita de o crestere accentuata a curentului de colector si distrugerea IGBT-ului;  imposibilitatea blocarii conductiei prin comanda pe poarta, aceasta fiind dezactivata prin aparitia autoamorsarii;  blocarea conductiei se poate realiza numai prin anularea curentului de colector prin aceleasi mijloace ca la tiristorul obisnuit. Evitarea acestui fenomen se realizeaza in doua moduri. Pentru structuri de tipul celei din fig. 2.41 trebuie mentinut curentul de colector I c ≤ I CM (2.21) unde ICM este curentul maxim de colector admis de IGBT pentru care nu apare fenomenul autoamorsarii. A doua varianta, care evita limitarea de mai sus, consta in modificarea constructiva prezentata in fig.2.43. Evitarea autoamorsarii consta in micsorarea tensiunii uL prin reducerea rezistentei corpului RC, in zona de inchidere a curentului lateral. in acest sens corpul se realizeaza din doua regiuni, p cu doparea de 1017/cm3 si p+ cu dopare 1019/cm3. Regiunea p+ , avand evident o conductivitate mai mare, va conduce la o tensiune uL redusa si se va evita intrarea in conductie a tranzistorului T2 si apariatia fenomenului de autoamorsare.

58

G

G E

SiO2 n+

n+

p

pIL

nn1+ p+

C

Fig. 2.43 Structura pentru evitarea autoamorsarii. Pericolul aparitiei acestui fenomen este sporit in procesul de blocare a conductiei, cand ca urmare a curentului relativ mare si a tensiunii colector-emitor in crestere, tensiunea uL scapa de sub control si IGBT-ul ramane in conductie, desi comanda pe poarta este activata pentru iesirea din conductie. 2.7.3 Caracteristici dinamice. Circuite de comanda pe poarta Intrare si iesire din conductie a IGBT-ului, avand in vedere structura de comanda, este identica cu a MOSFET-ului, in sens ca efectul capacitatilor parazite poarta-emitor, CGE, si poarta-colector, CGC, intervin in procesul de comutatie in acelasi mod ca si capacitatile CGD si CGS. Diferentele care apar constau in:  timpi mai mari de intrare in conductie, tON, si iesire din conductie tOFF, valorile fiind de ordinul sutelor de nanosecunde;  la inceputul iesirii din conductie, inaintea inceperii scaderii curentului de colector, apare un varf destul de insemnat al acestui curent, cauzat de inceperea recombinarii golurilor din stratul de colector;  la tranzistorul asimetric prezenta stratului tampon n1 + , asigura o recombinare directa a golurilor din stratul de colector, reducand supracurentul si micsorand substantial timpul de blocare tOFF;  ca urmare a impedantei mari de intrare a circuitului de poarta pot sa apara oscilatii ale comenzii, motiv pentru care se introduc filtre pe semnalul de comanda, iar conexiunile circuitului de comanda se realizeaza cu lungime cat mai mica. Un circuit tipic de comanda pe poarta, fig.2.44, este aproape identic cu cel de la MOSFET. Diferentele constau in:  prezenta filtrului RC pentru preintampinarea oscilatiilor comenzii;  polarizarea negativa la iesirea din conductie cu scopul de a reduce varful de curent de la inceputul blocarii. Nivelul polarizarii negative este de maxim 5V nivel la care reducerea varfului de curent este substantiala. Peste aceasta valoare varful de curent nu 59

se mai micsoreaza. Se mentioneaza ca acest varf de curent este suportat fara probleme de IGBT, reducerea lui fiind, cel mai adesea, solicitata de sarcina . Simulitudinea comenzii IGBT-urilor si MOSFET-urilor merge pana la identitate, in sensul ca se realizeaza drivere de poarta integrate cu utilizare pentru ambele tipuri de tranzistoare.

Fig.2.44 Circuit de comanda pe poarta.

2.7.4 Circuite de protectie Protectiile necesare pentru un IGBT sunt aceleasi de la MOSFET si se realizeaza in acelasi mod. In privinta protectiei la supracurent, se mentioneaza utilizarea numai a primei metode, ca urmare a faptului ca nu se realizeaza IGBT-uri cu senzor de curent inglobat. O alta diferenta consta in sensibilitatea IGBT-ului la gradient de tensiune dVCE/dt in procesul de iesire din conductie. Astfel daca gradientul este prea mare poate sa apara fenomenul de autoamorsare. Producatorii indica o arie de operare sigura la polarizare a portii inversa, RBSOA, fig.2.45, care limiteaza valorile curentului de colector iC, in functie de gradientul dvCE/dt, pentru vGE < 0. Oricum gradientul dvCE/dtadmis este mult mai mare fata de celelalte dispozitive semiconductoare de putere. Micsorarea gradientului dvCE/dt se realizeaza, la fel ca la toate dispozitivele semiconductoare de putere, prin circuite RC in paralel colector-emitor, dupa modelul de la MOSFET. Avand in vedere capacitatea mare in curent a IGBT-urilor, uneori se utilizeaza doar o capacitate in paralel cu circuitul colector-emitor.

60

IC ICM 1000V/µs 2000V/µs 3000V/µs VCE 0

VCESUS

Fig.2.45Aria de operare sigura RBSOA. 2.8 Tiristorul MOS (MOS Controlled Thyristor MCT) Simbolizarea MCT provine de la tiristor cu control MOS (MOS Controlled Thyristor).Este o structură formată din doi tranzistori care modelează un tiristor, la care se adaugă un tranzistor MOS care să realizeze blocarea structurii. Schema de principiu a dispozitivului este prezentată în figura 2.46. Tranzitorii bipolari complementari Q1, Q2 modelează tiristorul. Dacă se aplică un impuls pozitiv pe G1 faţă de K, tiristorul intră în conducţie. Tranzistorul MOS Q3 este blocat, tensiunea VDS fiind mică şi anume egală cu VG1K. Pentru a bloca structura se impune a aduce în conducţie tranzistorul Q3, ceea ce se realizează prin aplicarea unui impuls pe G2 (faţă de K). Tranzistorul Q2 se blochează şi astfel se anulează curentul anodic. În figura 2.47 este prezentată a) o realizare fizică a MCT şi b) schema structurală. Tranzistorul NPN este în paralel cu un canal de tipul N (on FET) având rolul de a iniţia procesul regenerativ de intrare în conducţie a structurii. Tranzistorul PNP este în paralel cu un canal de tipul P (off FET) având rolul de a iniţia procesul regenerativ de blocare a structurii.

`

Fig. 2.46 61

Fig.2.47 Un impuls de tensiune pozitiv aplicat pe grilă determină acumularea de purtători de sarcină – electroni - în canalul de tipul N (care devine conductor). Se realizează astfel o legătură conductoare între K – N+ - P(canalul) – N-. Apare o joncţiune polarizată direct între A şi K, ceea ce înseamnă că dispozitivul a basculat în conducţie (se închide un curent între anod şi catod). Un impuls negativ aplicat pe grilă VGK acţionează asupra canalului de tipul P determinând ieşirea din conducţie a dispozitivului. Procesul de intrare în conducţie şi de blocare fiind regenerativ nu este necesar să fie menţinută tensiunea de comandă pe grilă.

62

CAPITOLUL III COMUTATIA STATICA Tehnicile clasice de comutatie se bazeaza pe deplasarea unor piese mobile de contact intre care se manifesta „ca un rau necesar" , arcul electric de intrerupere, ce trebuie stins pentru a valida deconectarea circuitului respectiv, in aceste conditii evolutia a insemnat, pe de o parte, perfectionarea continua a constructiei camerelor de stingere si a contactelor, atat ca forma geometrica cat si ca material si, pe de alta parte, alegerea convenabila a mediului de stingere a arcului electric, intr-o buna concordanta cu parametrii cinematici ce caracterizeaza miscarea contactelor mobile. Cerintele impuse in functionarea incintelor specializate din componenta aparatelor electrice de comutatie, in care are loc arderea si stingerea arcului electric si deci intreruperea propriu-zisa a circuitului, numite camere de stingere, ce anunta preocuparile majore in cercetarea din acest domeniu, sunt:  durata minima de ardere a arcului electric;  energie minima disipata de coloana de arc in camera de stingere;  consum minim de materiale active la o intrerupere reusita;  efecte secundare de intrerupere (acustice, luminoase) cat mai reduse;  pret de cost si cheltuieli de exploatare cat mai mici. In ultimul timp dupa identificarea actiunii distrugatoare a arcului electric asupra elementelor componente ale camerelor de stingere si a contactelor, datorata in principal temperaturilor ridicate proprii plasmei, problema comutatiei a rost abordata si dual, urmarinduse realizarea deconectarii circuitelor fara amorsarea arcului electric. Solutiile la care s-a ajuns contureaza doua directii principale ale acestor preocupari si anume:  asigurarea comutatiei fara arc electric pentru aparate electrice traditionale cu contacte, prin completarea acestora cu accesorii convenabile, ajungandu-se in final la constructii ce realizeaza comutatia sincronizata respectiv comutatia hibrida;  asigurarea comutatiei statice, fara contacte, prin modificarea comandata a unei impedante (rezistente) intre o valoare maxima, corespunzatoare circuitului deschis si o valoare minima, corespunzatoare circuitului inchis. Remarcam ca realizariie ce reflecta comutatia statica a circuitelor apeleaza obisnuit fie la modificarea rezistentei unor jonctiuni semiconductoare fie la modificarea reactantei inductive a unor bobine comandate. 3.1.Principiul deconectarii sincronizate Schema de principiu a unui aparat electric cu comutatie sincronizata este data de Fig. 3.2. si cuprinde aparatul electric clasic cu contacte AE, cu dispozitivul sau de actionare DA, la care se adauga un ansamblu de sincronizare AS. Ansamblul de sincronizare sesizeaza trecerile naturale prin zero ale curentului ce parcurge circuitul si furnizeaza un impuls de comanda deconectarii.

63

Fig. 3.1 Principiul deconectarii sincronizate Conditia esentiala pentru realizarea practica a deconectarii sincronizate a circuitului respectiv este ca suma timpilor proprii de intarziere corespunzatori ansamblului de sincronizare tas si respectiv dispozitivului de actionare tDA, sa reprezinte un multiplu intreg de semiperioade in raport cu frecventa tensiunii sursei de alimentare.

Fig. 3.2 Schema de principiu a unui aparat cu comutatie sincronizata

tDA  tDS  k

T 2

(3.1)

unde T este perioada iar k - numar natural, de dorit cat mai mic (eventual egal cu 1 pentru intreruperi sincronizate la prima trecere prin zero a curentului din circuit). Pentru a putea satisface conditia (3.1) este necesar pe de o parte ca valorile tDAsa aiba o imprastiere cat mai mica, ceea ce presupune utilizarea unor aparate electrice cu dispozitive de actionare performante, dar si realizarea, pe de alta parte, a unei ajustari a valorilor timpului tAS de pana la o semiperioada (0,01s). Buna functionare a unor asemenea aparate cu comutatie sincronizata presupune desigur viteze mari de separare a contactelor acestora dar si treceri naturale prin zero ale curentului ce se succed la intervale de timp egale cu o semiperioada, deci regim permanent sinusoidal pentru circuitele respective si nu regimuri tranzitorii de conectare sau de efect, pe durata carora trecerile succesive prin zero ale curentului nu se mai realizeaza dupa exact o semiperioada. Trebuie subliniat faptul ca desi teoretic deconectarea sincronizata s-ar putea realiza si in raport cu trecerile naturale prin zero ale tensiunii, realizarile practice, se refera doar la solutii ce asigura sincronizarea dupa valorile curentului, in plus, necesitatea identificarii momentelor de trecere naturala prin zero ale curentului impune utilizarea a trei module monofazate identice, independente in cazul comutatiei sincronizate a circuitelor trifazate. Este important sa semnalam de asemenea comutatia sincrona, cu faza de conectare controlata riguros, utilizata in statiile de incercari de mare putere, care permite obtinerea curentilor intensi echivalenti curentilor de scurtcircuit din exploatare.

64

3.2. Principiul comutatiei hibride Comutatia hibrida este tot o reflectare a preocuparilor de a realiza comutatia fara arc electric a circuitelor de curent alternativ, care consta in suntarea contactelor principale ale aparatului electric AE, (Figura 3.3) cu ajutorul a doua tiristoare antiparalel convenabil comandate. Practic se urmareste ca la deconectarea circuitului, in momentul deschiderii contactului K al aparatului electric, conductia sa fie preluata de unul dintre cele doua tiristoare, in concordanta cu polaritatea momentana a tensiunii sursei de alimentare. Deoarece tensiunea anod-catod pentru un semiconductor in conductie este de ordinul voltului, insuficienta deci pentru amorsarea arcului electric, se poate obtine deconectarea fara arc electric a consumatorului indicat prin impedanta Z S . Evolutia in timp a curentului la deconectarea hibrida a unui circuit cu ajutorul unui aparat de comutatie avand structura celui prezentat in figura 3.3 este indicata in figura 3.4 si evidentiaza, corespunzator momentului t0 de deschidere a contactului principal al aparatului K, preluarea conductiei prin tiristorul T2 , dupa care intervine deconectarea propriu-zisa a consumatorului, reprezentat prin impedanta ZS .

Fig. 3.3 Schema de principiu pentru comutatia hibrida in curent alternativ

Fig. 3.4 Principiul comutatiei hibride Principalul avantaj al comutatiei hibride este acela ca poate adapta pentru aparate electrice de constructie obisnuita, neimpunandu-se de exemplu restrictii cu privire la imprastierea valorilor timpului de deschidere a contactelor, ca in cazul comutatiei sincronizate. In plus semiconductoarele comandate de tip tiristor sau triac preiau conductia la deconectare pentru o durata de cel mult o semiperioada, fiind posibila utilizarea lor judicioasa si chiar renuntarea la radiatoarele aferente. Se cumuleaza deci avantajele certe ale contactelor electrice la functionarea normala, de durata, cu avantajele oferite de elementele semiconductoare comandate in regimul tranzitoriu de deconectare. 65

Aprecierea avantajelor comutatiei hibride se poate realiza mai deplin examinand curbele prezentate in Fig. 3.5, ce sugereaza comutatia cu arc electric si fara arc electric (hibrida) intr-un circuit ce functioneaza la curent constant, intre curbele care descriu evolutia in timp a tensiunii la bornele arcului electric de comutatie ua, respectiv evolutia in timp a tensiunii la bornele tiristorului de suntare UT , se evidentiaza suprafata (ua –UT), ce anunta diminuarea considerabila a energiei disipate in camera de stingere in procesul de comutatie, care in curent alternativ devine doar de (6 ... 15% ) din energia arcului electric . Preocuparile legate de realizarea unor echipamente cu comutatie hibrida evidentiaza urmatoarele chestiuni importante:  separarea galvanica a consumatorului in situatia deconectat,ce apeleaza eventual la un pol separator exterior pentru fiecare modul monofazat;  definirea unor criterii pentru realizarea cat mai eficienta a comenzii semiconductoarelor de preluare a conductiei, de tip tiristor sau triac;  protectia semiconductoarelor de suntare impotriva supratensiunilor de comutatie si a efectelor curentilor de defect;  optiunea pentru asigurarea comutatiei hibride doar la deconectare sau pentru ambele manevre ce pot interveni in circuitul respectiv (conectare-deconectare),prima varianta fiind adesea preferata. Trebuie mentionat faptul ca avantajele certe ale comutatiei hibride au impus acceptarea acesteia si pentru deconectarea circuitelor de curent continuu. Pentru asemenea aplicatii, prin descarcarea oscilanta a unui condensator incarcat, se asigura modularea curentului rezultat ce parcurge contactele principale ale aparatului, cu cateva anulari ale acestuia, dupa care functionarea decurge conform cu cele prezentate anterior cu privire la comutatia hibrida de curent alternativ. Schema de principiu ce ilustreaza posibila utilizare a comutatiei hibride pentru circuitele de curent continuu este data in Fig. 3.6; prin corelare mecanica se asigura inchiderea contactului auxiliar CA, asociata cu deschiderea contactului principal CP, ceea ce permite descarcarea oscilanta a condensatorului Cu si ulterior preluarea conductiei prin tiristoarele T1 si T2.

Fig.3.5 Comutatia dinamica si hibrida 66

Fig. 3.6 Principiu comutatiei hibride in curent continuu 3.3. Principiul comutatiei statice Comutatia statica, numita si comutatie fara contacte, propune modificarea intre limite, de dorit cat mai largi, a valorilor curentului din circuit, asociind valoarea minima a acestuia cu situatia de circuit deconectat, respectiv valoarea sa maxima cu situatia de circuit conectat. Acest deziderat se realizeaza cu ajutorul unei impedante comandate Z*, ce asigura modificarea valorilor curentului ce parcurge consumatorul indicat prin impedanta ZS, (Figura 3.7) in legatura cu aceasta se poate defini gradul de comutatie Y ca raport intre valorile maxima si minima ale impedantei Z*:  Z max Y  Ymax

(3.2)

Fig. 3.7 Principiul comutatiei statice Subliniem faptul ca aceasta comutatie statica poate decurge in mod continuu, asa cum se vede in Fig.3 8.a sau asemeni unei comutatii de tipul TOT-NIMIC (DA-NU), ilustrata in Fig 3.8b. Prima situatie este proprie mai ales unor bucle de reglaj automat, in timp ce a doua se refera ia comutatia propriu-zisa a circuitelor. Trebuie remarcat ca pentru a realiza comutatia statica de tipul TOT -NIMIC este necesar ca impedanta Z* sa prezinte portiuni cu panta negativa in raport cu marimea de comanda Xc printr-o caracteristica voltamper in N si S. 67

Fig.3.8 Tipuri de comutatie statica a) continua b) prin salt O alta solutie pentru obtinerea comutatiei statice de tip TOT - NIMIC o reprezinta amplificatoarele cu reactie pozitiva suficient de intensa, a caror caracteristica intrare-iesire dobandeste in asemenea conditii portiuni cu panta negativa. Rezulta deci ca pentru a realiza comutatia statica a circuitelor se poate apela la una dintre solutiile de mai jos:  utilizarea unor elemente de circuit cu impedanta comandabila in raport cu un anumit parametru, care prezinta portiuni cu panta negativa ale caracteristicii lor voltamper, dintre care remarcam mai ales elementele semiconductoare comandate de putere;  utilizarea unor circuite in care au loc fenomene neliniare, care permit obtinerea unor discontinuitati (cu evolutii prin salt) in dependenta impedantei echivalente in raport cu o marime de intrare (de comanda), solutie ilustrata de amplificatoarele cu reactie pozitiva (electronice, magnetice sau chiar hidraulice) ca si fenomenul de ferorezistenta. Optiunea specialistului pentru una sau alta dintre solutiile posibile pentru a realiza comutatia statica a circuitelor va tine desigur seama atat de particularitatile de functionare proprii fiecarei variante cat si de restrictiile corespunzatoare diferitelor tipuri de consumatori. Practic definirea unor indicatori sintetici care sa permita compararea multiplelor solutii ce permit realizarea comutatiei statice a circuitelor si aprecierea oportunitatii optiunii pentru o anumita rezolvare, reprezinta o preocupare deplin justificata a cercetatorilor in acest domeniu. Informatii partiale cu privire la comutatia statica a circuitelor ofera indicatori de tipul:  factorul de multiplicare in curent Kf , evaluat ca raport intre valorile maxima si minima ale curentului din circuit: K I 

I max I min

 factorul de multiplicare a puterii Kp, obtinut ca raport intre valoarea maxima a puterii comandate in circuitul consumatorului, PSmax si puterea consumata in circuitul de comanda, PCmin: K P 

PS max PC min 68

La acestia se pot adauga indicatori tehnico-economici, care raporteaza de obicei performantele sau costurile la unitatea de volum a ansamblului ca si informatii cu privire la timpul de actionare, fara a permite totusi compararea concludenta a unor variante consrtructive distincte.

3.4. Circuite de stingere a) Stingerea prin circuit de sarcina rezonant (metoda comutatie fortata clasa A) Metoda poate fi aplicata numai in cazul sarcinilor cu inductanta si capacitate. La amorsarea tiristomiui T, figura 3.9, condensatorul C se incarca, curentul anodic avand forma unei semisinusoide. Tiristorul se blocheaza atunci cand, datorita procesului oscilant initiat in circuitul L-C, curentul anodic tinde sa-si schimbe sensul. Rezulta deci ca intervalul de conductie al tiristorului corespunde cu o semiperioada a oscilatiilor ce iau nastere in circuitul rezonant al sarcinii.

Fig. 3.9 b) Stingerea cu circuit rezonant auxiliar (clasa B) Aceasta metoda foloseste un circuit L-C auxiliar conectat in paralel cu tiristorul ce trebuie blocat (figura 3.10). Inainte de deschiderea tiristorului condensatorul se incarca de la sursa de alimentare cu polaritatea indicata in momentul amorsarii tiristorului, condensatorul se descarca prin bobina si tiristor intr-un regim oscilant, astfel ca prin tiristor se inchide un curent care isi schimba polaritatea dupa o jumatate de perioada a oscilatiilor libere. Tiristorul T se va bloca atunci cand acest curent negativ (in valoare absoluta) devine mai mare decat curentul de sarcina.

Fig.3.10 69

c) Stingerea la condensator si tiristor auxiliar (clasa C) Sarcina Rs este conectata la sursa de alimentare E cu ajutorul tiristorului principal T1, figura 3.11. Cand T1 conduce, condensatorul de stingere C se incarca prin rezistenta R la tensiunea E cu polaritatea din figura. Pentru stingerea lui T1se comanda tiristorul auxiliar T2. In acest caz condensatorul C este conectat in paralel pe tiristorul principal T1 si polarizeaza invers determinand blocarea sa. Dupa iesirea din conductie a lui T 1 , condensatorul se incarca la tensiunea E cu polaritatea inversa celei din figura, dupa care T2 iese din conductie prin scaderea naturala a curentului sau anodic sub curentul de mentinere. Procesul se repeta la o noua comanda de deschidere aplicata tiristorului principal.

Fig. 3.11 d) Stingerea cu circuit LC' si tiristor auxiliar ( clasa D) T1 este tiristorul principal iar T2 este tiristorul auxiliar (de putere relativ mica) folosit impreuna cu un circuit oscilant L-C pentru a asigura blocarea tiristorul principal. Tiristorul T2 este cuplat in serie cu o rezistenta R1 care trebuie sa limiteze curentul sau anodic la aproximativ din curentul de sarcina. El trebuie amorsat inaintea tiristorului T1 pentru a permite condensatorului C, sa se incarce cu polaritatea indicata. La terminarea procesului de incarcare T2 se blocheaza datorita scaderii curentului sau anodic sub valoarea curentului de mentinere. Dupa amorsarea tiristorului T1 prin el va circula atat curentul de sarcina cat si curentul de descarcare rezonanta a condensatorului C pe circuitul T1, L,D, In urma acestui proces condensatorul se va incarca cu polaritate opusa, tensiunea la bornele lui mentinandu-se constanta, deoarece dioda D se blocheaza. Pentru a bloca tiristorul principal T1 se comanda T2 care va conecta condensatorul C in paralel cu T1, determinand blocarea acestuia. e) Stingerea cu sursa de impulsuri exterioara ( clasa B) In schema din fig. 3.12, transformatorul de impulsuri Tr este astfel dimensionat incat sa functioneze cu o cadere mica de tensiune fara sa se satureze, in urma amorsarii tiristorutui T, curentul circula prin sarcina si prin transformatorul de impulsuri. Pentru blocarea lui T1, pe catodul sau se aplica un impuls pozitiv de la un generator exterior. Impulsul de blocare asigura inversarea tensiunii pe tiristor, determinand blocarea sa. 70

Capacitatea C, incarcata la o tensiune de l...l,5V (coresponzatoare tensiunii pe secundarul transformatorului si pe tiristorul in conductie) poate fi considerata ca un scurtcircuit pe durata impulsului de blocare protejand astfel sursa E.

Fig.3.9 3.5. Contactoare statice de curent continuu Comutatia statica s-a impus pentru utilizari industriale curente, atat ca efect al progreselor realizate in domeniul semiconductoarelor (mereu mai performante, mai ieftine si cu posibilitati comode de comanda), cat si datorita calitatilor deosebite ale unor asemenea ansambluri la functionarea in regim dinamic. Realizarile actuale prefera folosirea semiconductoarelor comandate de tip tiristor sau triac insa exista numeroase solutii care au utilizat tranzistoare de putere de exemplu. Schema de principiu a unui contactor static de curent continuu este prezentata in Fig. 3.9. Contactorul contine tiristoru T1 care, la o comanda convenabila asigurata de tensiunea UC1, continua sau sub forma de impuls, trece in stare de conductie si asigurata alimentarea consumatorului Rs Ls . In timpul procesului tranzitoriu de conectare se realizeaza si incarcarea condensatorului C pe traseul T1-C-R. Pentru a r e a l i z a deconectarea contactorului se comanda trecerea in conductie a tiristorului T2; se asigura astfel activarea circuitului de stingere, ce intervine prin descarcarea condensatorului C cu un curent direct pentru T1 se asigura astfel activarea circuitului de stingere, ce intervine prin descarcarea condensatorului C cu un curent direct pentru T2, respectiv cu un curent invers pentru T1, pe traseul CT1-T2 Daca valoarea rezultanta a curentului prin T1, ca diferenta dintre curentul nominal ce parcurge consumatorul (Rs Ls) si curentul de descarcare al condensatorului C, este sub l i m i t a minima de conductie, se obtine stingerea acestui t i r i s t o r si deci intreruperea circuitului.

Fig. 3.14 Contactor static de current continuu 71

De mentionat faptul ca stingerea tiristorului auxiliar T2 se realizeaza daca valorile rezistentei R sunt suficient de mari. Aceasta are efecte nefavorabile asupra frecventei de conectare a contactorului a carui functionare presupune condensatorul C incarcat, datorita cresterii valorilor constantei de timp RC. Preocuparile pentru realizarea contactoarclor statice de curent continuu au fost dominate de ideea scaderii valorii capacitatii condensatorului C, care se reflecta hotarator atat in gabaritul cat si in pretul de cost al ansamblului, in acest scop s-a preferat folosirea descarcarii rezonante a condensatorului, adaugand in serie cu aceasta o inductanta convenabil calibrata. S-a urmarit de asemenea posibilitatea micsorarii valorii curentului nominal al tiristorului auxiliar T2, prin controlarea riguroasa a timpului sau de conductie, stiut fiind faptul ca tiristoarele suporta supracurenti mari pentru durate suficient de mici, sub 10ms. Protectia la supratensiuni a tiristoarelor schemei, ca si la amorsarea falsa pentru viteze prea mari de crestere a tensiunii, se realizeaza cu ajutoml unor circuite R-C conectate in paralel. Protectia impotriva amorsarii tiristoarelor datorita vitezelor mari de variatie a curentului din circuit se obtine prin amplasarea in serie a unei inductante de valoare convenabila, daca inductanta LS a consumatorului nu este suficient de mare. Pentru separarea galvanica a consumatorului fata de sursa de alimentare in situatia deconectat se poate apela la un pol separator exterior, incalzirea excesiva a tiristorului T1 datorita pierderilor de putere in regim normal de functionare este evitata prin folosirea radiatoarelor. Una dintre cele mai importante probleme legate de realizarea contactoarelor cu comutatie statica este aceea a asigurarii semnalelor de comanda UC1 si UC2 .Acestea pot fi de tensiune continua sau sub forma de impulsuri, a doua solutie fiind mai convenabila atat prin trecerea ferma in conductie a tiristoarelor cat si datorita consumului mai redus de putere in circuitul de comanda. Cum de obicei sursa de alimentare a circuitului asigura si semnalele necesare de comanda, apare necesitatea de a realiza separarea galvanica dintre circuitul de forta si circuitul de comanda al contactorului static. Acest lucru se obtine fie prin utilizarea unor transformatoare de separare la iesirea formatorului de impulsuri, fie prin utilizarea comenzilor optice ce folosesc optocuploare, fibre optice etc. Atunci cand pe langa infasurarile primara (N1) respectiv secundara (N2), transformatorul de separare are si o infasurare de premagnetizare (Np), asa cum se observa in Fig. 3.15 este posibila in plus o prelucrare logica a impulsurilor de comanda.

Fig. 3.15 Transformatorul cu premagnetizare Solutiile actuale prefera comanda optica a tiristoarelor din schemele de contactoare statice, realizata cu optocuploare cu sau fara fibre optice. Optocuplorul este un ansamblu dioda luminiscenta fototranzistor sau dioda luminiscenta – fototiristor, care converteste impulsuriie de comanda aplicate pe dioda luminiscenta in semnale luminoase. 72

Fig. 3.16 Optocuploare pentru comanda tiristoarelor Acestea sunt capabile sa asigure trecerea in conductie a fototranzistorului respectiv a tiristorului aferent, cu care este asamblat de obicei intr-o aceeasi capsula, figura 3.16. In fig, 3.17 este prezentata o varianta de contactor static de curent nominal limitat de fototranzistorul din schema, la valori de ordinul sute de miliamperi, care utilizeaza diode semiconductoare in locul obisnuitelor tiristoare.

Fig. 3.17 Contactor static cu fototranzistor Limitarea curentului prin fototiristor se obtine pe seama ansamblului rezistentelor RS si R2. Circuitul R-C asigura protectia la supratensiuni. Atunci cand se preconizeaza realizarea unui contactor static avand curentul nominal mai mare decat acel al tiristoarelor se poate apela la conectarea in paralel a acestora. Daca tensiunea nominala a unui tiristor este mai mica decat tensiunea nominala a contactorului static se accepta conectarea in serie a mai multe tiristoare, cu masuri speciale de uniformizare a distributiei tensiunii pe elementele serie, in ambele situatii trecerea simultana in conductie a tiristoarelor utilizate este esentiala pentru buna comportare a ansamblului, in acest scop se impune transmiterea comenzii de trecere in conductie a tiristoarelor schemei prin fibre optice, asa cum se poate urmari in Fig. 3.18. Rezistentele de mare valoare plasate in paralel cu tiristoarele asigura tocmai uniformizarea distributiei tensiunii pe elementele serie. Se poate afirma deci in final ca pentru functionarea contactoarelor statice de curent continuu este mai dificil de realizat deconectarea, care presupune utilizarea unui circuit specializat de stingere, ceea ce practic dubleaza schema ansamblului. Abilitatea in asigurarea deconectarii contactorului conduce la solutii mai ieftine si cu bune performante.

73

Fig. 3.18 Comanda simultana a unui contactor 3.6.Contactoare statice de curent alternativ Sunt echipamente care realizeaza conectarea si deconectarea unei sarcini la o sursa de curent alternativ. Fata de cele de curent continuu, la cele de curent alternativ, deoarece curentul trece periodic prin 0,nu sunt necesare circuite speciale de stingere. In figurile A),B),C),D),E) sunt date diverse configuratii de realizare a contactoarelor de curent alternativ monofazat. Schema A) foloseste 2 tiristoare in montaj antiparalel si 2 dispozitive de comanda DC. Prezinta dezavantajul utilizarii a 2 dispozitive de comanda si a faptului ca la aparitia unor supratensiuni dinspre sursa sau sarcina daca tiristorul amorseaza direct, nu amorseaza prin efect du/dt, celalalt tiristor se poate distruge.

74

Scheme de contactoare statice de curent alternativ In schema B) - un tiristor este inlocuit cu dioda D, rezultand un singur dispozitiv de comanda. Dezavantajul este faptul ca puterea pe sarcina este (0,5-1 )*Pmax. Schema C) - prin conectarea in serie a 2 grupuri formate fiecare dintr-un tiristor si o dioda in antiparalel. Avantajul consta in faptul ca se utilizeaza un singur dispozitiv de comanda. D1, D2 protejeaza tiristorul la supratensiune. Montajul D) este realizat cu ajutorul unei punti redresoare D1-D4 care are conectat pe diagonala de curent continuu tiristorulul T. Avantajul consta in faptul ca se utilizeaza un singur tiristor si un singur dispozitiv de comanda. Dezavantajul : in conductie curentul circula prin 3 elemente semiconductoare (D1+T+D4) (D2+T+D3) deci cresc pierderile in comutatie. Montajul E) este echivalent cu A) deoarece triacul indeplineste functia a 2 tiristoare in montaj antiparalel. Aceasta schema nu se poate utiliza pentru curenti de sarcina mari. Scheme de principiu ale unor contactoare statice monofazate de curent alternativ sunt prezentate in Figura 3.19. Se constata ca cele doua tiristoare antiparalele ale primei variante pot fi inlocuite cu un triac, dar exista si posibilitatea de a folosi un singur tiristor in diagonala unei punti redresoare cu diode. Principala problema cu privire la functionarea unor ansambluri este repetarea semnalului de comanda pe poarta tiristoarelor pentru fiecare semiperioada de conductie. Semnalul de comanda poate fi desigur o tensiune continua insa solutia care s-a impus este comanda cu impulsuri, mai sigura si mai economica. In plus aceasta permite si reglarea comoda a fazei impulsurilor de comanda, ceea ce asigura atat comutatia cat si reglarea puterii transferate prin contactorul static catre consumator. Pentru a simplifica schemele de comanda ale contacloarelor statice de curent alternativ se poate accepta comanda doar pentru unul din cele doua tiristoare antiparalel, trecerea in conductie a celui de al doilea realizandu-se prin subordonare. Schemele de contactoare statice trifazate se realizeaza in mod obisnuit ca un ansamblu de trei module monofazate, cu cate doua tiristoare antiparalel pe faza, figura 3.10 a, impedanta de sarcina Z, putand fi conectata in stea sau in triunghi. Considerente legate de pretul de cost al unui asemenea contactor static, dar si simplificarea circuitelor de comanda, au impus in ultimul timp folosirea unor module tiristor-dioda antiparalel, livrate ca atare de firmele producatoare de elemente semiconductoare de putere. Functionarea unui asemenea contactor static trifazat decurge similar, figura 3.19 b, insa 75

presupune comanda a doar trei tiristoare, eventual chiar cu impulsuri de faza reglabila. Pentru anumite aplicatii s-au realizat si scheme speciale de contactoare statice trifazate ce utilizeaza doar trei tiristoare, care prin trecerea in conductie asigura conectarea pe conductorul neutru a sistemului trifazat de tensiuni.

a)

b) Fig.3.19 Scheme de contactoare statice

Problema separarii galvanice a circuitului de comanda fata de circuitul de forta la functionarea contactoarelor statice de curent alternativ se rezolva folosind solutii similare cu cele anuntate mai sus pentru contactoarele statice de curent continuu. In figura 3.20 se prezinta scheme de comanda pentru contactoare statice trifazate care folosesc in acest scop optocuploare, ilustrandu-se in acelasi timp si posibilitati de sincronizare a semnalelor de comanda cu reteaua trifazata de alimentare. Atunci cand LED-urile celor trei optocuploare ar fi conectate in serie, pentru comanda simultana, impedanta de sarcina se poate conecta in stea sau in triunghi, preferandu-se conectarea in stea a modulelor semiconductoare monofazate de putere pentru diminuarea de 3 ori a tensiunii suportate de tiristoarele (triacurile) din schema. Semnalele de sincronizare cu reteaua trifazata pot fi generate conectand LED-urile celor trei optocuploare intre cele trei faze, in stea sau in triunghi, asa cum se poate observa in figura 3.20 unde LED-urile sunt amplasate in diagonala unei punti cu diode pentru a fi alimentate in ambele alternante. Cand tensiunea intre doua faze scade sub 10 V, LED-ul respectiv se stinge, fototranzistorul se blocheaza, rezultand semnal logic 1la intrarea B a unuia dintre cele doua CBM cuprinse in circuitul integrat. Iesirea P genereaza cate un impuls la fiecare anulare a tensiunii UR-S identificand aceasta tensiune. Iesirea Z genereaza impulsuri la anularea oricareia d i n cele trei tensiuni dintre fazele retelei, deci cu frecventa de 300 Hz. Se poate regla temporizarea produsa de cele doua CBM astfel incat frontul descrescator al impulsurilor sa coincida exact cu anularea tensiunilor. Deoarece, cel putin doua LED - uri sunt aprinse intotdeauna, nu apar fenomene tranzitorii care sa faca necesara folosirea unui filtru trece-jos. Inertia de cateva microsecunde a fototranzitoarelor contribuie si ea la lipsa fenomenelor tranzitorii si la sensibilitatea redusa a circuitului fata de perturbatii . 76

Fig.3.20 Contactor static trifazat 3. 7. Intrerupatoare statice O prima varianta de intrerupator static de curent continuu este prezentata in figura 3.21, asigurand limitarea supratensiunilor de comutatie pe seama unei rezistente de suntare. Etapele de functionare ale unui asemenea ansamblu sunt: trecerea in conductie a tiristoarelor T2 si T3 intr-o prima secventa, cu blocarea tiristorului T1 si transferul curentului in circuitul paralel R-C astfel obtinut; curentul din circuit va fi limitat de rezistenta R ca si de rezistenta circuitului exterior; o parte a energiei inmagazinate in inductanta L va fi disipata pe rezistenta R; intr-o a doua secventa se trece in conductie tinstorul T4, se blocheaza T3 si se realizeaza deconectarea circuitului; capacitatile C1 si C2 asemeni rezistentei R definesc supratensiunile de comutatie, cresterea valorilor R de exemplu conducand la cresterea valorilor UC1max si respectiv la scaderea tensiunii UC2max. Descarcarea condensatoarelor se poate realiza pe sarcina prin trecerea in conductie a tiristoarelor T5 si T6. Principalul dezavantaj al schemei prezentate se refera la necesitatea de a folosi doua baterii de condensatoare, cu efecte nefavorabile asupra gabaritului dar si asupra pretului de cost.

Fig. 3.21 Interupator static de curent continuu 77

O solutie care permite realizarea comutatiei statice de curent continuu cu functionalitatea de intrerupator si folosind o singura baterie de condensatoare este prezentata in figura 3.22 a.

a) b) Fig. 3.22 Intrerupator static de c.c. folosind o singura baterie de condensatoare In regim normal de functionare, datorita trecerii curentului prin tiristorul T1 condensatorul se incarca la tensiunea U a sursei, cu polaritatea indicata; incarcarea condensatorului se poate realiza de la tensiunea sursei si prin aplicarea unor impulsuri periodice de comanda pe portile tiristoarelor T4 si T5. Dioda D2 si bobina de reactanta L3 asigura timpul minim de incarcare a condensatorului, chiar pentru valori mari ale rezistentei de sarcina. La aparitia unui scurtcircuit si cresterea curentului pana la valoarea I0. Figura 3.22 b: in schema se comanda trecerea in conductie a tiristoarelor T2 si T3 asigurandu-se conectarea condensatorului la bornele tiristoruiui T1, blocarea acestuia si schimbarea polaritatii tensiunii la bornele condensatorului, cu cresterea acesteia pana la valoarea

U max1 ;

limitarea valorii supratensiunii Umax1 este asigurata prin trecerea in conductie a tiristorului T4, ce realizeaza suntarea condensatorului cu rezistorul R1. Pentru descarcarea condensatorului la scaderea valorilor curentului se foloseste dioda D1 . A doua etapa a comutatiei intervine prin trecerea in conductie a tiristorului T5, dupa un interval de timp suficient pentru blocarea tiristoruiui T2 si scaderea curentului pana la valoarea limitata de rezistenta exterioara a circuitului de sarcina si de R 1 . Deoarece in momentul t2 polaritatea tensiunii condensatorului este inversa fata de cea initiala, se obtine blocarea tiristorului T3 si trecerea curentului prin R1-T4-C-T5. Tensiunea la bornele condensatorului isi schimba iar polaritatea, pana la al doilea maxim, U max 2 , pentru care intervine deci deconectarea deplina a intrerupatorului. De remarcat faptul ca polaritatea tensiuni, la bornele condensatorului la sfarsitul procesului de comutatie este aceeasi cu cea initiala, ceea ce permite cresterea frecventei de conectare a intrerupatorului. In cazul unor valori mici ale inductantei de sarcina, deci pentru UCmax < Umax1 nu se produce trecerea in conductie a tiristoarelor T4 si T5. De asemenea este, esential sa se asigure trecerea in conductie a tiristoruiui T1 imediat dupa blocarea lui T2, deoarece limitarea varfului

U max 2

al

tensiunii la bornele condensatorului se realizeaza pe seama rezistorului R1. In acelasi scop se poate introduce in circuitul tiristorului T5 un rezistor R2, a carui valoare maxima se alege prin conditia 78

blocarii sigure a tiristorului T3. Avantajele schemei legate de frecventa mare de conectare, de utilizarea deplina si eficienta a condensatorului, limitarea eficienta a supratensiunilor de comutatie, sunt dublate de dezavantaje cu privire la limitarea mai slaba a curentilor de scurtcircuit, datorita comutatiei de tip derivatie, ca si cele referitoare la regimul termic, nefavorabil, din cauza disiparii energiei reactive pe rezistorul R1, deci in incinta intrerupatorului. Nu e de neglijat nici complexitatea schemei. Cresterea capacitatii de limitare a curentilor, de scurtcircuit se poate realiza, folosind o schema cu comutatie fortata si transformator de separare a condensatorului. La conectarea tiristoarelor T2si T3, t.e.m. ce apare in infasurarea N1 a transformatorului asigura un curent in circuitul rezistorului de limitare r, astfel incat blocarea tiristorului T3 este asigurata tot cu comutatie paralela. Dezavantajul schemei il reprezinta valorile mari ale capacitatii ca si consumul de materiale feromagnetice. Scaderea capacitatii condensatorului, cu efecte favorabile si asupra pretului de cost , respectiv al gabaritului ansamblului, se obtine folosind solutia ilustrata in figura 3.23, care asigura o repartitie convenabila a curentului la divizarea acestuia intre capacitatea C si rezistorul r, pe seama t.e.m. ce apar in infasurarile unui transformator ce completeaza defapt o schema de forma celei din figura 3.22a. Se micsoreaza astfel curentul prin condensator, ceea ce permite in consecinta diminuarea valorii capacitatii acestuia in plus scad si supratensiunile de comutatie.

Fig. 3.23 Fig. 3.24 Scheme de limitare a curentului de scurcircuit De altfel, compararea multitudinii de scheme de principiu ce permit realizarea intrerupatoarelor statice de curent continuu, considerand ca indicatori fiabilitatea, respectiv dimensiunile de gabarit si pretul de cost, indica drept solutie mai reusita varianta prezentata in Fig.3.22 a. Informatiile din literatura, indica performantele a doua serii de intrerupatoare statice de curent alternativ de joasa tensiune. Pentru seria IIP31, realizata cu tipodimensiuni pentru curenti nominali de 63...160 A si tensiune nominala de 380 V, asigura varianta trifazata ca un ansamblu de trei module monofazate. Protectia pentru regimul de scurtcircuit se realizeaza cu efect de limitare, astfel incat pentru tipodimensiune avand curentul nominal de 160A, curentul de soc este de 75kA, cu limitare la 4 kA.Schema de principiu a unui asemenea intrerupator static, pentru o alternanta, este data in Fig.3.25 si evidentiaza tiristorul principal T1, tiristorul pentru comutatia fortata T2, comandat cu ajutorul tiristorului de mica putere T3 . Blocarea tiristorului principal este asigurata de condensatoull C2, in timp ce ansamblul C2 si R realizeaza diminuarea supratensiunilor de comutatie. Intrerupatoarele statice din seria VA81 se folosesc pentru tensiuni nominale de 380 V, 50 Hz, cu tipodimensiuni avand curentii nominali de la 250 A la 1000 A. Remarcabila este frecventa de conectare de 7200 cicluri/ora, 79

dar si puterea semnalului de comanda de doar 0.05 W. Schema blocului de comutatie al unui asemenea intrerupator este data in figura 3.26. La functionarea unor asemenea aparate de comutatie se asigura o caracteristica de protectie dependenta pentru domeniul curentilor de suprasarcina, cu deconectare instantanee la scurtcircuit in timp de 10 ms, cu posibilitatea de RAR dupa 40ms de la deconectarea defectului, controlandu-se atat succesiunea fazelor cat si nivelul tensiunii retelei care nu trebuie sa scada sub 0,7U nominal.

Figura 3.25 Intrerupator static tip IIP31

Figura 3.26 Intrerupator static VA81 Se semnaleaza de asemenea seria de intrerupatoare statice de curent continu tip VA 83, pentru curenti nominali de la 80A la 650A, ce folosesc tiristoare cu timp de blocare de 100μs. Progresele tehnologice in domeniul semiconductoarelor comandate de putere, asigura continua ameliorare a performantelor unor asemenea aparate de comutatie, cu o mare diversitate de solutii constructive. Se impune deci identificarea unor indicatori tehnico-functionali care sa permita alegerea corecta a situatiilor pentru care o anumita solutie este mai eficienta.

80

CAPITOLUL IV VARIATOARE DE CURENT ALTERNATIV 4.1Variatoare de curent alternativ.Consideratii teoretice 4.1.1 Generalitati Variatorul de c.a (denumit si de tensiune alternativa), este un convertor static care functioneaza fara comutatie. El este un convertor alternativ-alternativ care transforma un sistem de c.a monofazat sau trifazat, cu frecventa fi si tensiunea de intrare Ui constanta (valoarea efectiva), intr-un alt sistem de c.a. monofazat sau trifazat, avand aceeasi frecventa ca primul si tensiunea de iesire Us reglabila, Fig.4.1. Us C Ui

Ui fi

~

Is

~

Us fi=fi

Is

Fig.4.1 Variatorul de curent alternativ Deoarece este necesara circulatia curentului in ambele sensuri, pentru realizarea variatoarelor de c.a. se foloseste fie triacul, fie tiristoare in montaj antiparalel. Din punct de vedere al circuitului de forta, aceste doua variante sunt identice, deosebirile fiind doar la circuitele de comanda, Fig.4.2. Montajul cu tiristoare, Fig.4.2a, se utilizeaza numai in cazul puterilor mari, pentru care nu exista triace. Montajul antiparalel necesita circuite de comanda separate galvanic intre ele. Din aceasta cauza este necesara folosirea unui transformator Tr, care indeplineste acest rol. Diodele D1 si D2 blocheaza impulsurile negative pe poarta. Pentru puteri relativ mici se folosesc triace, Fig.4.2b, controlate printr-un singur impuls de amorsare. Comanda variatoarelor de c.a. pentru a regla valoarea efectiva a tensiunii de iesire, se poate face dupa doua metode: reglajul de faza, respectiv controlul numarului perioadelor de conductie. Prima metoda este cea mai utilizata deoarece presupune o schema de comanda simpla. Din punct de vedere al tensiunii de iesire, variatoarele de c.a. pot fi monofazate sau trifazate. Variatoarele de c.a. se utilizeaza pentru reglarea puterii in diferite instalatii de utilizare a energiei electrice: iluminat, incalzire, alte aparate. De asemenea, variatoarele trifazate permit alimentarea motoarelor sincrone cu o tensiune statorica reglabila, astfel incat se poate modifica, intr-o anumita masura, viteza acestora. La puteri mari de 0,1 ... 50 MVA intalnim variatoare de c.a. trifazate care asigura reglarea puterii reactive cu dispozitive statice, in retele electrice.

81

Tr

Tr

D2

D2

T

T1

T2

I

I

R

R

Us

~

Ui

L

~

Ui

Us

Is L

a) b) Fig.4.2 Variator de c.a. : a)montaj cu tiristoare antiparalel; b) montaj cu tiristoare 4.1.2 Variatoare de c.a. monofazate Functionarea variatorului de c.a monofazat se studiaza cu ajutorul schemei din Fig.4.3, pentru diverse naturi ale sarcinii (rezistiva, inductiva si rezistiv-inductiva). Dispozitivul de comanda, (nefigurat) permite amorsarea tiristoarelor in mod alternativ cu un unghi de comanda α, in fiecare semiperioada a tensiunii de alimentare. Prin unghi de comanda α al tiristorului se intelege unghiul din momentul trecerii naturale prin zero a tensiunii si momentul amorsarii tiristorului.  Variatorul monofazat de c.a. cu sarcina rezistiva In cazul unei sarcini pur active, L=0, regimul de functionare al schemei este reprezentat in Fig.4.3b. Tensiunea de alimentare este sinusoidala: u(t)=Um sin ωt, de amplitudine Um. Comanda tiristoarelor se face prin reglaj de faza. Momentul amorsarii tiristoarelor este dat de unghiul de comanda α, masurat, in acest caz, din momentul trecerii prin zero a tensiunii de alimentare, u(t). Tiristorul T1 poate conduce in timpul semiperioadelor pozitive, iar tiristorul T2 in timpul semiperioadelor negative. Daca unul sau altul dintre tiristoare conduce, atunci tensiunea aplicata sarcinii, us, este egala cu tensiunea nula si tensiunea pe tiristoare, uT, este egala cu u(t). Dupa amorsarea unuia dintre tiristoare, curentul prin sarcina este da de relatia: i(t)= sinωt, ωt [α,π] [π+α,2π]. (4.2) Curentul astfel obtinut este unul sinusoidal, Fig.4.3b. Prin descompunerea in serie Fourier se obtine oscilatia fundamentala, i1(t), defazata cu un unghi φ1 in raport cu tensiunea de alimentare. Se constata deci, ca desi sarcina este pur activa, sursa de alimentare trebuie sa furnizeze o anumita putere reactiva. Marimea unghiului φ1 depinde de valoarea unghiului de comanda α. 82

uS

u

uS

2π π

T1

3π

I

uT

u

2π

T1

I

T2

ωt

π

ωt

T1

T2

3π

T2

3π

T2

R UT

~

I

α

Us

Ui

I1

I

L

2π

T1 π π+ α

φ1

T2

ωt

T1

Fig.5.3 de c.a monofazat: a) montajul cu tiristoare antiparalel; b) variatia tensiunilor si curentul in cazul unei sarcini rezistive. Daca impulsurile de amorsare pe poarta tiristoarelor se aplica pentru α =0, atunci se obtine functionarea schemei in regim de contactor monofazat de c.a. si curentul de sarcina devine sinusoidal si in faza cu tensiunea sursei de alimentare.  Variatorul monofazat de c.a. cu sarcina inductiva Evolutiile tensiunilor us, ur si a curentului i, in cazul unei sarcini pur inductive, sunt prezentate in Fig.4.4. Tensiunea la bornele sarcinii este egala cu tensiunea de alimentare in intervalele de conductie ale tiristoarelor, debutul intervalelor de conductie fiind dictate de unghiul de comanda α. uS u

uS

ωt

2π π

α

3π

β

uT

u

uT ωt

2π π

i

i

π/2

α

3π

iT T1

2π

T1

π

T2

3π

ωt

β π+ α

Fig.4.4 Variatia tensiunilor si curentului in cazul unui variator monofazat de c.a. cu sarcina inductiva 83

Dupa amorsarea unui tiristor, se poate considera ecuatia: =Um sin ωt

L

(4.3)

sin α

Care admite solutia: i(t)=

(4.4)

Constanta de integrare I0 de determina impunand conditia ca in momentul amorsarii tiristorului T1, la mogalde=alfa, curentul i(t) sa fie nul. Pentru constanta de integrare se obtine expresia: I0= cos α (4.5) Iar pentru curentul i(t): i(t)=

cos α- cos ωt)=

(4.6)

Curentul i(t) se anuleaza la mogalde t =beta si tiristorul T1 se blocheaza. Unghiul de blocare beta se obtine din relatia (4.6), considerand i=o si mogalde t =beta, caz in care se obtine: β=2π-α (5.7) Pe durata semiperioadei negative, tiristorul T2 este amorsat la ωt=π+α si se atinge la ωt=3π+α, Fig.4.4. Pentru ca variatorul sa poata functiona, este necesar ca β π-α (tiristorul T1 sa fie blocat in momentul amorsarii tiristorului T2), ceea ce impune ca unghiul de comanda sa ia valori in domeniul π/2 α π. Curentul prin sarcina nu este sinusoidal, iar conponenta fundamentala i1, din spectrul de armonici al curentului i(t), Fig. 4.4 este defazata cu π/2 in urma tensiunii de alimentare. Pentru α=π/2 se obtine functionarea schemei in regim de contactor monofazat de c.a. si curentul de sarcina deine sinusoidal.  Variatorul monofazat de c.a. cu sarcina rezistiv-inductiva Pentru cazul general al sarcinii rezistiv-inductive, evolutiile tensiunilor si a curentului sunt prezentate in Fig.4.5. Dupa amorsarea unui tiristor, ecuatia diferentiala care descrie functionarea circuitului este: Ri+L =Umsin ωt si admite solutia:

i(t)= T=

(4.8)

sin (ωt-ψ)+I0

(4.9)

, ψ=arctg

(4.10)

unde T reprezinta constanta de timp a circuitului, iar ψ – defazajul dintre curentul si tensiunea de la bornele sarcinii, in regim permanent sinusoidal. Valoarea initiala I0 se determina impunand conditia ca, pentru ωt=α , deci in momentul amorsarii tiristorului T1, curentul sa fie nul: sin (ωt-ψ)+I0

i(t)= Se obtine:

I0=

sin (ωt-ψ)

=0

(4.11) (4.12)

In final, expresia curentului pe domeniul de conductie al tiristorului T1, α ωt π, se poate considera sub forma: 84

[sin(ωt-ψ)- sin(α-ψ)

i(t)=

(4.13)

Pentru ωt=β , Fig.4.5, curentul se anuleaza deci se poate scrie: sin(βt-ψ)- sin(α-ψ)=0 (4.14) Blocarea tiristorului Ti trebuie sa se produca inaintea aplicarii impulsului de comanda pe poarta tiristorului T2 (deci inainte de ωt=π+α), astfel incat T2 sa poata fi amorsat. Pentru a satisface aceasta conditie, care sa exprima prin β π+α, trebuie sa avem α ψ. uS u

uS

ωt

2π

um π

α

3π π

β

uT

u

uT ωt 2π

π

i

i

φ1

α

3π

iT T1

2π

T1

π

T2

3π

ωt

β π+ α

Fig. 4.5 Variatia tensiunilor si curentului in cazul unui variator monofazat de c.a. cu sarcina R-L In caz contrar, daca α ψ, din (5.14) rezulta ca sin (β- ψ)